JPWO2014106894A1

JPWO2014106894A1 - 電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置

Info

Publication number: JPWO2014106894A1
Application number: JP2014555406A
Authority: JP
Inventors: 健太湯淺
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-01-07
Filing date: 2013-01-07
Publication date: 2017-01-19
Anticipated expiration: 2033-01-07
Also published as: EP2942862A4; JP5933038B2; EP2942862B1; EP2942862A1; WO2014106894A1

Abstract

電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力を平滑化し充電するものであって、互いに並列接続した第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサと、突入電流を抑制する突入防止抵抗及び突入防止抵抗に並列接続された第１リレーを備え、第１平滑コンデンサに直列接続された突入電流防止回路と、第２平滑コンデンサに直列に接続された第２リレーと、第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサにより平滑化された出力を交流電圧に変換し負荷に出力するインバータ回路と、第１リレー及び第２リレーのスイッチング動作を制御するリレー制御手段とを備えている。そして、リレー制御手段は、インバータ回路の動作開始時において第１リレーをオン状態にし第２リレーをオフ状態に設定するとともに、インバータ回路の動作中において負荷の状態に応じて第２リレーの動作を制御する。

Description

本発明は、突入電流を防止する機能を備えた電力変換装置及びそれを用いた空気調和装置に関するものである。

空気調和装置や冷蔵庫において、圧縮機やファンなどに使用しているモータをインバータで駆動する電力変換装置が知られている。また、インバータの前段には平滑コンデンサが接続されており、インバータへの出力される電圧の安定化が図られている。そして、商用交流が整流器で直流に変換され平滑コンデンサで平滑化された後に、インバータで任意の電圧及び周波数の交流電力に変換され、モータ等の負荷に供給される。

この平滑コンデンサは電源投入時に充電されるものであって、交流電源から定常時の数倍の突入電流が流れる。このような突入電流を抑制する方法として種々の方法が提案されている（たとえば特許文献１−３参照）。特許文献１には、突入防止抵抗及びリレーで構成された突入電流防止回路が平滑コンデンサに直列接続され、平滑コンデンサに突入電流を充電・放電させないことが提案されている。特許文献２には、直列接続されたリレーとリアクターとの組み合わせが複数並列接続するとともに、リレー回路や抵抗等により構成された突入電流防止回路を設けた構成が提案されている。特許文献３には、流れる電流が少ない平滑コンデンサにリレーを直列に接続することでリレーを小型化し、平滑コンデンサにリプル電流を流さない期間を設けた構成が提案されている。

特開２００９−１１０４２号公報特開２０１０−１１００８５号公報特許第４７９９５１２号公報

しかし、引用文献１−３のように、抵抗と平滑コンデンサとが接続された状態のままインバータ回路を駆動した場合、平滑コンデンサを使用しない状態でのモータへの安定した電力供給を妨げてしまうという問題がある。また、電圧脈動が定常時より大きくなる電源不平衡時等の使用環境の変化へのロバスト性が小さくなってしまうという問題がある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、電力の安定供給を図りながら、使用環境の変化へのロバスト性を確保することができる電力変換装置及びそれを用いた空気調和装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力を平滑化し充電するものであって、互いに並列に接続した第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサと、第１平滑コンデンサに直列接続された、突入電流を抑制する突入防止抵抗及び突入防止抵抗に並列接続された第１リレーを有する突入電流防止回路と、第２平滑コンデンサに直列に接続された第２リレーと、第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサにより平滑化された出力を交流電圧に変換し負荷に出力するインバータ回路と、第１リレー及び第２リレーのスイッチング動作を制御するリレー制御手段とを備え、リレー制御手段は、インバータ回路が駆動を開始するまでに第１リレーをオン状態にし第２リレーをオフ状態に設定するとともに、インバータ回路の駆動中において負荷の状態に応じて第２リレーの動作を制御することを特徴とする。

本発明の電力変換装置によれば、運転状態に応じて第２リレーをオン状態にすることにより、特定の平滑コンデンサのみに過剰な負荷が掛かるのを防止し製品全体の寿命を延ばすことができる。

本発明の電力変換装置の実施形態１を示す回路図である。図１の平滑コンデンサが基板に実装された状態の一例を示す模式図である。図１の電力変換装置の動作例を示すフローチャートである。図１の平滑コンデンサが基板に実装された状態の別の一例を示す模式図である。本発明の電力変換装置を用いた空気調和装置の室外ユニットの一例を示す模式図である。本発明の電力変換装置の別の実施形態を示す回路図である。

実施形態１．
以下、図面を参照しながら本発明の電力変換装置の実施形態について説明する。図１は本発明の電力変換装置の実施形態１を示す回路図であり、図１を参照して電力変換装置１について説明する。図１の電力変換装置１は、整流器１０、変圧部２０、複数の突入電流防止回路３０Ａ、３０Ｂ、第１平滑コンデンサ４０Ａ、第２平滑コンデンサ４０Ｂ、インバータ回路５０を備えている。整流器１０は、３相交流電源２の交流電圧（例えばＡＣ２００Ｖ）を直流電圧に変換するものであって、たとえば６個のダイオードをブリッジ接続した３相全波整流器からなっている。また、整流器１０には交流電源２の３相の相間電圧の不均衡（アンバランス）を検出する相間電圧検出手段６１が接続されている。なお、相間電圧検出手段６１における相間電圧不均衡の検出方法としては種々の公知の技術を用いることができる。

変圧部２０は、整流器１０から出力された直流電圧を例えばＤＣ３５０Ｖ等に昇圧する昇圧コンバータ回路（昇圧チョッパ回路）であって、昇圧用のリアクター２１、逆流防止ダイオード２２、スイッチング素子２３を備えている。スイッチング素子２３は、所定のデューティー比の駆動信号が入力されるものであって、このスイッチング動作は変圧制御手段６２により制御されている。なお、スイッチング素子２３は、ＭＯＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子の他に、たとえばシリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いて構成することができる。

スイッチング素子２３がオンした場合には、リアクター２１に整流器１０によって整流された電圧が印加され、逆流防止ダイオード２２への導通が阻止される。一方、スイッチング素子２３がオフした場合、逆流防止ダイオード２２は導通し、リアクター２１にはスイッチング素子２３のオン時と逆向きの電圧が誘導される。このとき、スイッチング素子２３のオン時にリアクター２１に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子２３のオフ時に各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂ側へ移送される。スイッチング素子２３のオンデューティーを制御することで、変圧部２０の出力電圧を制御することができる。

第１平滑コンデンサ４０Ａ及び第２平滑コンデンサ４０Ｂは、変圧部２０からの出力を平滑化し充電するものであって、互いに並列接続されている。この第１平滑コンデンサ４０Ａ及び第２平滑コンデンサ４０Ｂには、それぞれ突入電流防止回路３０Ａ、３０Ｂが直列接続されている。この突入電流防止回路３０Ａ、３０Ｂは各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂへの突入電流を抑制するものであって、突入電流防止回路３０Ａは、第１リレー３１Ａ及び突入防止抵抗３２Ａを有しており、第１リレー３１Ａと突入防止抵抗３２Ａとは互いに並列に接続されている。同様に、突入電流防止回路３０Ｂは、第２リレー３１Ｂ及び突入防止抵抗３２Ｂを有しており、第２リレー３１Ｂと突入防止抵抗３２Ｂとは互いに並列に接続されている。言い換えれば、第２リレー３１Ｂは第２平滑コンデンサ４０Ｂに直列に接続されているとともに、突入防止抵抗３２Ｂが並列に接続された状態になっている。

よって、各リレー３１Ａ、３１Ｂがオフ状態の場合、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂは突入防止抵抗３２Ａ、３２Ｂを介して変圧部２０に接続されることになる。このため、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂにはほとんど電流が流れない状態になる。一方、各リレー３１Ａ、３１Ｂがオン状態の場合、変圧部２０から各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに電流が流れる。このように、各リレー３１Ａ、３１Ｂのオン／オフを行うことにより、電流が流れる各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂが選択される。たとえば第１リレー３１Ａがオン状態であり、第２リレー３１Ｂがオフ状態である場合、第２リレー３１Ｂ側において突入防止抵抗３２Ｂを経由して第２平滑コンデンサ４０Ｂが直列に接続される構成になる。このため、第２平滑コンデンサ４０Ｂには電流が流れにくくなり、第１平滑コンデンサ４０Ａ側に電流が流れるようになる。この各リレー３１Ａ、３１Ｂの動作はリレー制御手段６０により制御されている。

インバータ回路５０は、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂによって平滑され充電された直流電力を交流電力に変換するものであり、複数のスイッチング素子で構成される。インバータ回路５０は、たとえば空気調和装置の圧縮機のモータ等の負荷Ｍに接続されており、負荷Ｍに対し所定の周波数の交流電流を供給する。インバータ回路５０の動作はインバータ制御手段６３により制御されており、インバータ制御手段６３から出力される駆動信号に応じてインバータ回路５０から負荷Ｍへ出力される電力の周波数が制御される。なお、この負荷Ｍであるモータには回転速度を検出するための位置検出手段６４が接続されている。

図２は図１の電力変換装置１が基板ＢＤに実装された一例を示す模式図である。図２の電力変換装置１は、同一の基板ＢＤ上にパワーモジュールＰＭ及び各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂが実装されている。なお、基板ＢＤ上には、図示しない電力変換装置１を構成する他の電子部品も実装されている。電圧安定化用の各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂには図２に示す基板実装タイプの他に基板に非実装なネジ端子タイプのコンデンサがある。一般的に、基板実装タイプよりネジ端子型の方が高価であり、かつ制御器内に基板とは別に取り付ける必要があり工作性も劣る。よって、図２の基板実装タイプのコンデンサの方がコスト、工作性に優れる傾向にある。

パワーモジュールＰＭには上述した逆流防止ダイオード２２、スイッチング素子２３が内蔵されている。一方、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂは、複数のコンデンサ素子（電解コンデンサ）４０ｘを並列接続した構成を有している。そのうち、第２平滑コンデンサ４０ＢはパワーモジュールＰＭに隣接して配置されており、第１平滑コンデンサ４０ＡはパワーモジュールＰＭに対し第２平滑コンデンサ４０Ｂを介して配置されている。したがって、第１平滑コンデンサ４０Ａは第２平滑コンデンサ４０ＢよりもパワーモジュールＰＭとの距離が遠くなるように実装された状態になっている。

また、図２においては同一基板ＢＤ上にパワーモジュールＰＭと各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂとが実装された場合について例示しているが、図３のように、複数の基板ＢＤ１、ＢＤ２を用いるようにしてもよい。図３において、第１基板ＢＤ１上にパワーモジュールＰＭが実装されており、第２基板ＢＤ２上に各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂを構成する複数のコンデンサ素子４０ｘが実装されている。そして、第１基板ＢＤ１と第２基板ＢＤ２とが銅バー１４等により電気的に接続されている。

このように、銅バー１４を用いてパワーモジュールＰＭと各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂを電気的に接続することにより、銅バー１４自体が放熱板の役割をするため、伝熱しにくくなる効果があり、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの寿命を延ばすことが可能となる。なお、第２基板ＢＤ２に各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂだけでなく各リレー３１Ａ、３１Ｂ等の別部品を実装した構成でも同様の効果を得ることができる。また、他の部品より寿命が短くなりやすい各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂのみサービス交換可能となり、対象の部位のみの交換が可能となる。

ここで、電力変換装置１において、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂにリプル電流が入力されてしまうと、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの内部の芯温度が上昇することで、寿命劣化や最悪のケースでは防爆弁作動により故障に至るおそれがある。このリプル電流は、負荷Ｍの運転状態に応じて生じるものであって、負荷Ｍの運転状態としてたとえば変圧部２０において変圧が行われた場合、負荷であるモータＭの負荷が大きくなった場合、相間電圧にアンバランスが生じた場合等が挙げられる。

さらに、電力変換装置１が駆動した際にはパワーモジュールＰＭは発熱し、特に半導体素子として上述したＳｉＣを使用した場合には発熱が顕著になる。パワーモジュールＰＭの発熱は各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに悪影響を及ぼし、コンデンサ素子４０ｘの実装位置がパワーモジュールＰＭに近いほど、パワーモジュールＰＭの発熱の影響を受けやすい。たとえば図２及び図３に示すような実装位置である場合、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂのうち、パワーモジュールＰＭの直近の第２平滑コンデンサ４０Ｂの方が発熱体から遠い第１平滑コンデンサ４０Ａよりも発熱の影響を受けやすい。したがって、受熱が大きい第２平滑コンデンサ４０Ｂの方が４０Ａより寿命が短くなる。このように、コンデンサ素子４０ｘの実装位置によりそれぞれパワーモジュールＰＭからの受熱量に差が生じ、特定のコンデンサのみの寿命が短くなる。

そこで、リプル電流による影響と外部からの熱による影響とを複数の平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに分散するために、図１のリレー制御手段６０は第１リレー３１Ａ及び第２リレー３１Ｂのオン／オフを制御する機能を有している。具体的には、リレー制御手段６０は、インバータ回路５０が駆動を開始するまでに突入電流防止回路３０Ａの第１リレー３１Ａをオン状態にし第２リレー３１Ｂをオフ状態に設定する。すると、複数の平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂのうち第１平滑コンデンサ４０Ａが第１リレー３１Ａを短絡して変圧部２０に接続され、第２平滑コンデンサ４０Ｂは突入防止抵抗３２Ｂを介して変圧部２０に接続された状態になる。

上述の通り、パワーモジュールＰＭからの受熱が小さく第１平滑コンデンサ４０Ａの方が第２平滑コンデンサ４０Ｂよりも寿命を確保しやすい。そこで、動作開始時（電源投入時）において第１平滑コンデンサ４０Ａ側の第１リレー３１Ａがオン状態にするように制御する。これにより、パワーモジュールＰＭからの熱の影響を受けている第２平滑コンデンサ４０Ｂの使用期間を短くして寿命を延ばし、第１平滑コンデンサ４０Ａの寿命と第２平滑コンデンサ４０Ｂの寿命とを近づけることができる。

そして、リレー制御手段６０は、インバータ回路５０の駆動中において、負荷Ｍの状態に応じて第２リレー３１Ｂのオン／オフ動作を制御する。具体的には、リレー制御手段６０は、以下に示す変圧部２０の駆動状態、負荷Ｍの状態、相間電圧が不均衡な状態等の運転状態に基づいて第２リレー３１Ｂのオン／オフ動作を制御する。

リレー制御手段６０は、インバータ回路５０の駆動中において、負荷Ｍの状態に応じて変圧部２０が動作を開始した場合、第２リレー３１Ｂがオン状態になるように制御する。たとえば変圧制御手段６２は、負荷であるモータＭの回転速度が低速もしくは中速のときにはスイッチング素子２３を駆動せず、高速運転の場合にスイッチング素子２３を駆動させるように制御するものとする。ここで、変圧部２０が動作し電圧を昇圧するためには、例えば２０ｋＨｚ程度の高速でスイッチングする必要がある。すると、このスイッチングに伴う２０ｋＨｚ成分が支配的なリプル電流が流れることになり、リプル電流としては変圧部２０を動作していないときより多くなる。そこで、リレー制御手段６０は、変圧制御手段６２が変圧部２０を動作させたと判断したとき、第２リレー３１Ｂをオンにするように制御する。すると、リプル電流が第１平滑コンデンサ４０Ａのみならず第２平滑コンデンサ４０Ｂに分散して流れることになり、リプル電流による発熱を分散することができる。このため、第１平滑コンデンサ４０Ａ側の寿命がリプル電流に起因して短くなるのを防止することができる。

リレー制御手段６０は、インバータ回路５０の駆動中において、負荷Ｍの回転速度が設定値以上になった場合、第２リレー３１Ｂをオン状態にするように制御する。インバータ回路５０への負荷が増加した場合、第１平滑コンデンサ４０Ａからインバータ回路５０の後段にある負荷Ｍへの電流が増加する。これに伴い、変圧部２０側から第１平滑コンデンサ４０Ａへの充電電流も増加するため、第１平滑コンデンサ４０Ａに流れるリプル電流も増加する。そこで、リレー制御手段６０は、位置検出手段６４において検出された回転速度が設定値以上であると判断したとき、第２リレー３１Ｂをオンにするように制御する。すると、リプル電流が第１平滑コンデンサ４０Ａのみならず第２平滑コンデンサ４０Ｂに分散して流れることになり、リプル電流による発熱を複数の平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに分散することができる。このため、第１平滑コンデンサ４０Ａ側の寿命がリプル電流に起因して短くなるのを防止することができる。

なお、インバータ負荷が小さい低速側において、第２リレー３１Ｂがオフ状態になった場合であっても第１平滑コンデンサ４０Ａはオン状態になっている。このため、従来のように、低速側において平滑コンデンサ４０Ａを接続せずにインバータ回路５０を動作させた場合に比べて低速領域でのモータ制御の安定性や電源アンバランスなどの環境変化がモータ制御に与える影響を小さくすることができる。低速時は第１平滑コンデンサ４０Ａに流れるリプル電流は小さいため、第２平滑コンデンサ４０Ｂは使用せず、発熱量の少ない第１平滑コンデンサ４０Ａで運転が可能である。

なお、負荷（モータ）Ｍの回転数を大きくするためには、インバータ制御手段６３からインバータ回路５０へ出力される駆動周波数も高くする必要がある。したがって、リレー制御手段６０は、インバータ制御手段６３における駆動周波数が設定値以上になったとき、第２リレー３１Ｂをオン状態にするようにしてもよい。

リレー制御手段６０は、インバータ回路５０の駆動中において、負荷Ｍの状態に応じて相間電圧検出手段６１により検出された３相間の電圧の差分が設定値以上になった場合、第２リレー３１Ｂをオン状態にするように制御する。たとえば負荷（モータ）Ｍを軽負荷で運転している場合、負荷Ｍに流れる電流が少なくなり、第１平滑コンデンサ４０Ａの端子電圧がゆるやかにしか低下しない。このため、交流電源２において電圧の最も低い相に入力電流が流れない相が発生する場合がある。この際、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに印加される電圧脈動の変化により、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの充電時の電流にも偏りが生じリプル電流が増加する。そこで、３相の間の電圧の差分が設定値以上になった場合、第２リレー３１Ｂをオン状態にすることにより、リプル電流による発熱を分散し、第１平滑コンデンサ４０Ａ側の寿命がリプル電流に起因して短くなるのを防止することができる。

このように、第２リレー３１Ｂのオンオフを切り替え、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに流れる電流の時間を制御することにより、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの寿命を近づけることができる。第２リレー３１Ｂをオンする条件として、コンバータの運転、インバータの負荷、電源アンバランスの３パターンを例示したが、用途に合った方法で第２リレー３１Ｂのオンオフする条件を定めればよい。リプル電流が増加する条件が記載以外の条件のあるような空気調和装置の場合、新たに第２リレー３１Ｂをオンする条件を設けても問題ない。

ここで、リプル電流がどの程度増加するかは回路シミュレータや実験による実測値等により求めることが可能である。したがって、上述した各種設定値は、回路シミュレータ等から得られたデータに基づいて設定される。特に、上記設定値を算出する際には、リプル電流の影響を受ける第１平滑コンデンサ４０Ａの寿命と、パワーモジュールＰＭの熱の影響を受ける第２平滑コンデンサ４０Ｂの寿命との差が最も小さくなるように（ほぼ同一になるように）設定される。

具体的には、最初に寿命計算に必要な各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの温度上昇値が算出される。たとえば、回路シミュレータによりリプル電流を算出し、算出したリプル電流に対する各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの温度上昇値を算出するようにしてもよい。あるいは、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの発熱量は基板上の配置や構成に依存するため、予め上述した各種運転状態における各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの温度上昇のデータを実測し正確な温度上昇値を求めてもよい。

次に、コンデンサの特性変化は、化学反応により進展しアレニウスの法則に従うことが一般的に知られており、上述した温度上昇値を用いて以下の式（１）から第１平滑コンデンサ４０Ａの寿命を算出する。なお、下記式（１）において、Ｌｘは推定寿命、Ｌ０は上昇温度（Ｔ０）で定格リプル電流を流した時の規定寿命、Ｔｘは使用時の温度を示す。

式（１）に示されているように、第１平滑コンデンサ４０Ａにリプル電流Ｌ０を流す期間を短くすれば自己発熱量が下がり寿命は長くなる。この式（１）を用いて第１平滑コンデンサ４０Ａの寿命は温度とその温度が印加された時間とで算出することができる。一方、このパワーモジュールＰＭの発熱に受けた際の第２平滑コンデンサ４０Ｂの寿命は回路シミュレータもしくは実測値により予め測定することができる。

そして、リプル電流が入力される第１平滑コンデンサ４０Ａの寿命が、上述したパワーモジュールＰＭ等の外部から熱を受ける第２平滑コンデンサ４０Ｂの寿命に等しくなるように、上述した各種設定値が算出される。そして、リレー制御手段６０は、算出された設定値を用いて第２リレー３１Ｂの制御を行う。これにより、複数の各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂのうち、いずれか一方の平滑コンデンサの寿命が極端に短くなるのを防止し、製品自体の寿命を延ばすことができる。

図４は図１の電力変換装置１の動作例を示すフローチャートであり、図１から図４を参照して電力変換装置１の動作例について説明する。まず、電力変換装置１への電源の投入時、第１リレー３１Ａ、第２リレー３１Ｂはオフ状態になっており、突入電流を防止する。そして、インバータ回路５０が駆動前に第１リレー３１Ａがオン状態になる（ステップＳＴ１）。その後、インバータ制御手段６３により所定の駆動周波数でインバータ回路５０が駆動を開始する（ステップＳＴ２）。

そして、電力変換装置１の動作中において、運転状態に応じて第２リレー３１Ｂがオン状態になるように制御される（ステップＳＴ３−１〜ＳＴ３−３）。すなわち、空気調和装置の運転状態が低速から高速運転へと状態が推移し、電圧を昇圧するため変圧部２０が動作し始めた場合（ステップＳＴ３−１）、インバータの負荷が増加した場合（ステップＳＴ３−２）、電源環境が変化し相間電圧にアンバランスが発生した場合（ステップＳＴ３−３）、第２リレー３１Ｂがオン状態になる（ステップＳＴ４）。ここで、第２リレー３１Ｂがオフ状態のときであっても、第２平滑コンデンサ４０Ｂは突入防止抵抗３２Ｂを介して充電された状態にある。したがって、第２リレー３１Ｂがオフ状態からオン状態になった瞬間に突入電流が発生するのを防止することができる。

そして、インバータ回路５０が運転をしている間（ステップＳＴ５）、定期的に上述の第２リレー３１Ｂの開閉判断が繰り返される（ステップＳＴ３−１〜ＳＴ５）。さらに、第２リレー３１Ｂがオンした状態において、リプル電流が発生しない状態であると判断したとき（ステップＳＴ３−１〜ＳＴ３−３）、リレー制御手段６０により第２リレー３１Ｂがオン状態からオフ状態になるように動作する（ステップＳＴ６）。すると、外部からの熱的負荷により寿命が短くなりやすい第２平滑コンデンサ４０Ｂについて、リプル電流の入力を抑制することができる（図２参照）。

このように、運転状態に応じて第２リレー３１Ｂのスイッチングを制御することにより、電力の安定供給を図りながら、電圧脈動が定常時より大きくなる電源不平衡時等の使用環境の変化へのロバスト性を確保することができる。すなわち、電力変換装置１の動作時には、第１リレー３１Ａがオン状態になるように制御されるため、常に第１平滑コンデンサ４０Ａが機能した状態で安定的にモータを駆動することができ、モータ制御の悪化を防止することができる。また、電源不平衡時等の使用環境の変化に応じて第２リレー３１Ｂのスイッチングを行うため、使用環境の変化等へのロバスト性を確保することができる。

さらに、複数の各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂのうち、発熱体であるパワーモジュールＰＭからの距離が遠い第１平滑コンデンサ４０Ａを優先的に使用し、パワーモジュールＰＭからの距離が近い第２平滑コンデンサ４０Ｂの導電制御を行うことにより、第２平滑コンデンサ４０Ｂ側のリプル電流に起因する寿命の短縮化を防止することができる。言い換えれば、リプル電流に起因する影響を第１平滑コンデンサ４０Ａ側が負担し、パワーモジュールＰＭの発熱に起因する影響を第２平滑コンデンサ４０Ｂ側が負担する、というように、複数の各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂに負担を分散させることにより、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂのそれぞれの寿命を延ばし、製品寿命を延ばすことができる。特に、予め回路シミュレータ等により第２リレー３１Ｂのスイッチをオンにする設定値を各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの寿命がほぼ同時期になるように設定することにより、いずれか一方の各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの寿命が極端に短くなることを防止して製品寿命を延ばすことができる。

また、複数の突入電流防止回路３０Ａ、３０Ｂ及び複数の各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの組が複数設けられているため、たとえば一方のリレーがオープン故障した場合においても、他方のリレー及び平滑コンデンサで運転を断続することができる。したがって、負荷（空気調整器等）が異常停止することなく制御器としての運転継続を優先でき、故障した基板をサービス交換するまで一時的な運転ができるようになる。

さらに、リアクター２１の後段に突入電流防止回路３０Ａ、３０Ｂの各リレー３１Ａ、３１Ｂを第１平滑コンデンサ４０Ａに、４０Ｂに対し直列に配置することで、従来のリアクターに直列に構成していたリレーより容量の小さな小型なものを使用でき、実装面積の縮小、リレー小型化により低コスト化が可能となる。

実施形態２．
図５は本発明の電力変換装置を用いた空気調和装置の室外ユニットの一例を示す模式図である。図５に示すように、室外ユニット１００は、圧縮機１０１、ファン１０２等を備えており、電力変換装置１により圧縮機１０１のモータＭを駆動するようになっている。そして、圧縮機１０１のモータＭが上述した所定の運転状態になったとき、第２リレー３１Ｂがオン状態になるように制御される。

このように、空気調和装置の室外ユニット１００に電力変換装置１を用いることにより、上述したように各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの長寿命化を図る突入電流防止回路３０Ａ、３０Ｂを設ける際に、電力の安定供給を図りながら、電圧脈動が定常時より大きくなる電源不平衡時等の使用環境の変化へのロバスト性を確保することができる。

本発明の実施形態は、上記実施形態に限定されない。たとえば、図１の変圧部２０が昇圧回路である場合について例示しているが、降圧回路であってもよいし、昇圧及び降圧が可能な昇降圧回路であってもよい。さらに、電力変換装置１として変圧部２０を設置せず、整流器１０と突入電流防止回路３０とを直接接続するものであってもよい。この場合であっても、相間電圧不均衡等の使用環境に応じて第２リレー３１Ｂをスイッチ制御することにより、負荷の安定的の駆動及びロバスト性を確保しながら、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの長寿命化を図ることができる。

また、図１には１つの第１平滑コンデンサ４０Ａと１つの第２平滑コンデンサ４０Ｂとが並列接続されている場合について例示しているが、さらに複数の第１平滑コンデンサ４０Ａを並列接続してもよいし、複数の第２平滑コンデンサ４０Ｂを並列接続してもよい。

さらに、リプル電流が生じる状態として、変圧部２０の駆動状態、負荷Ｍの状態、相間電圧不均衡の状態について例示したが、これに限られず、リプル電流が生じる状態を検出し、第２リレー３１Ｂのオン／オフを制御するものであればよい。また、第２平滑コンデンサ４０Ｂに突入電流防止回路３０Ｂが直列接続されている場合について例示しているが、図６に示すように、第２平滑コンデンサ４０Ｂ側においては突入防止抵抗３２Ｂを設けずに第２リレー３１Ｂのみを設けるようにしてもよい。この場合であっても、所定の運転状態時に第２リレー３１Ｂをオン状態にすることにより、第１平滑コンデンサ４０Ａへのリプル電流を緩和することができる。

さらに、図２及び図３において、変圧部２０の逆流防止ダイオード２２及びスイッチング素子２３がパワーモジュールＰＭ内に構成されている場合について例示しているが、整流器１０、インバータ回路５０もパワーモジュールＰＭ内のワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。このように、高温動作可能なワイドバンドギャップ半導体を用いることで、パワーモジュールＰＭ自体は高温動作可能となり、ヒートシンクの小型化、あるいはヒートシンクレスの構成が可能になる。

すなわち、周辺部品がパワーモジュールＰＭからの発熱に対し熱耐力のある周辺部品を使用する必要がある。熱耐力のある周辺部品は高価でありコストアップにつながる為、パワーモジュールＰＭを高温動作で使用することが難しい。ここで、上述したように、第２リレー３１Ｂの開閉を制御することにより、パワーモジュール直近に配置される第２平滑コンデンサ４０Ｂへのリプル電流に起因する負荷を緩和することができ、インバータ回路５０等としてＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を使用することができるようになる。このように、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体の発熱量が大きなパワーモジュールＰＭを用いる場合においては直近の第２平滑コンデンサ４０Ｂに与える熱の影響はさらに大きくなるため、直近のコンデンサの寿命確保に貢献できる。

また、図２及び図３において、各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂが異なる環境に設置された場合について例示しているが、同一の熱環境に設置されたものであってもよい。この場合であっても、図４のようにリレー制御手段６０が各リレー３１Ａ、３１Ｂを制御することにより、リプル電流による各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの寿命の短縮を抑えることができる。このとき、リレー制御手段６０が各平滑コンデンサ４０Ａ、４０Ｂの使用期間を記憶しておき、使用期間の短い平滑コンデンサに接続されているリレーを動作開始時にオンするように制御し、使用期間の長い平滑コンデンサ側のリレーを上記運転状況に応じてオン／オフ制御を行うようにしてもよい。

１電力変換装置、２交流電源、１０整流器、１４銅バー、２０変圧部、２１リアクター、２２逆流防止ダイオード、２３スイッチング素子、３０突入電流防止回路、３０Ａ、３０Ｂ突入電流防止回路、３１Ａ第１リレー、３１Ｂ第２リレー３１Ａ、３２Ｂ突入防止抵抗、４０ｘコンデンサ素子、４０Ａ第１平滑コンデンサ、４０Ｂ第２平滑コンデンサ、５０インバータ回路、６０リレー制御手段、６１相間電圧検出手段、６２変圧制御手段、６３インバータ制御手段、６４位置検出手段、１００室外ユニット、１０１圧縮機、１０２ファン、ＢＤ、ＢＤ１、ＢＤ２基板、Ｍ負荷（モータ）、ＰＭパワーモジュール。

本発明の電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力を平滑化し充電するものであって、互いに並列に接続した第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサと、第１平滑コンデンサに直列接続された、突入電流を抑制する突入防止抵抗及び突入防止抵抗に並列接続された第１リレーを有する突入電流防止回路と、第２平滑コンデンサに直列に接続された第２リレーと、第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサにより平滑化された出力を交流電圧に変換し負荷に出力するインバータ回路と、負荷の状態に応じて生じる交流電源から供給される交流電圧の相間電圧の不均衡を検出する相間電圧検出手段と、整流器と第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサとの間に、負荷の状態に応じて整流器からの出力電圧を変圧して出力する変圧部と、第１リレー及び第２リレーのスイッチング動作を制御するリレー制御手段とを備え、リレー制御手段は、インバータ回路が駆動を開始するまでに第１リレーをオン状態にし第２リレーをオフ状態に設定するとともに、インバータ回路の駆動中において負荷の状態と、変圧部の動作と、相間電圧検出手段において検出された相間電圧とに応じて第２リレーの動作を制御するものであり、リレー制御手段は、相間電圧が設定値以上である場合、第２リレーをオン状態にするものである。

Claims

交流電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器からの出力を平滑化し充電するものであって、互いに並列に接続した第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサと、
前記第１平滑コンデンサに直列接続された、突入電流を抑制する突入防止抵抗及び前記突入防止抵抗に並列接続された第１リレーを有する突入電流防止回路と、
前記第２平滑コンデンサに直列に接続された第２リレーと、
前記第１平滑コンデンサ及び前記第２平滑コンデンサにより平滑化された出力を交流電圧に変換し負荷に出力するインバータ回路と、
前記第１リレー及び前記第２リレーのスイッチング動作を制御するリレー制御手段と
を備え、
前記リレー制御手段は、前記インバータ回路が駆動を開始するまでに前記第１リレーをオン状態にし前記第２リレーをオフ状態に設定するとともに、前記インバータ回路の駆動中において前記負荷の状態に応じて前記第２リレーの動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
前記整流器と前記第１平滑コンデンサ及び前記第２平滑コンデンサとの間に、前記負荷の状態に応じて前記整流器からの出力電圧を変圧して出力する変圧部をさらに有し、
前記リレー制御手段は、前記変圧部の動作に応じて前記第２リレーの動作を制御するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記リレー制御手段は、前記変圧部が動作を開始したときに前記第２リレーをオン状態にするものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
前記変圧部は、リアクターと、スイッチング素子と、逆流防止素子とを備えたチョッパ回路であり、前記スイッチング素子および／または前記逆流防止素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されていることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
前記負荷の状態を検出する負荷検出手段をさらに備え、
前記リレー制御手段は、前記負荷検出手段により検出された前記負荷の状態に応じて前記第２リレーの動作を制御することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記負荷がモータであって、前記負荷検出手段が前記モータの回転速度を検出する位置検出手段であり、
前記リレー制御手段は、前記モータの回転速度が設定値以上である場合、前記第２リレーをオン状態にすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記負荷の状態に応じて生じる前記交流電源から供給される交流電圧の相間電圧の不均衡を検出する相間電圧検出手段をさらに備え、
前記リレー制御手段は、前記相間電圧検出手段において検出された相の電圧の差が設定値以上である場合、前記第２リレーをオン状態にすることを特徴とする請求項２から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記複数の平滑コンデンサはパワーモジュールとともに基板に実装されたものであって、前記第１平滑コンデンサは前記第２平滑コンデンサよりも前記パワーモジュールとの距離が遠くなるように実装されたものであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記複数の平滑コンデンサはパワーモジュールとともに基板に実装されたものであって、前記第１平滑コンデンサは前記第２平滑コンデンサよりも前記パワーモジュールとの距離が遠くなるように実装されたものであり、
前記設定値が、前記第１平滑コンデンサの寿命と前記第２平滑コンデンサの寿命との差が最も小さくなるように設定されたものであることを特徴とする請求項７または８に記載の電力変換装置。
前記第２リレーには前記突入防止抵抗が並列に接続されていることを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置によって駆動されるモータとを備えたことを特徴とする空気調和装置。