JPWO2014064813A1 - Ｌｅｄランプ、そのｌｅｄランプを含む照明装置、及び、ｌｅｄランプの電流制御方法 - Google Patents

Abstract

本発明の一実施形態に係るＬＥＤランプ２０は、一対の入力端子部２０ａ，２０ｃと、整流回路部２２と、ＬＥＤ発光部２４とを含み、一対の入力端子部２０ａ，２０ｃのいずれか一方の入力端子部から整流回路部２２を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を流すための可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０と、ＬＥＤ発光部２４に流れる直流電流の大きさを検出する電流検出部３１と、電流検出部３１により検出された直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値を可変するためのインダクタンス可変制御部３２とを有する。

Description

本発明は、市場に流通している定電力制御型のインバータ式の点灯装置の蛍光ランプに替えて装着しても、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができるＬＥＤランプ、そのＬＥＤランプを含む照明装置、及び、ＬＥＤランプの電流制御方法に関するものである。

従来、一般に使用されている蛍光ランプ（通常、蛍光灯と称する）の代表的な点灯装置として、磁気式安定器と称されるグロースタータ式、ラピッドスタート式、又は電子式安定器と称されるインバータ式などの各種蛍光ランプの点灯装置が存在する。

近年、特に急速に普及が進んでいる上記インバータ式の蛍光ランプ点灯装置は、交流電流を直流電流に変換した後、トランジスタ、コンデンサ、チョ−クコイルなどで構成されるインバータ回路により共振周波数付近の高い周波数（２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）の高電圧を発生させる装置である。

その高電圧により蛍光ランプが点灯し、点灯後は蛍光ランプ内に流れる電流により低電圧で安定して蛍光ランプを点灯させるというものである。

これは、チョークコイルを用いた従来のグロースタータ式やラピッドスタート式など磁気式安定器に比べて、省電力、高効率、５０Ｈｚ／６０Ｈｚ兼用、低騒音、ちらつきが感じられない等のすぐれた特長を有している。

以下に図面を参照して説明する。

図１５（ａ）は、グロースタータ式の安定器の一例を示す図であり、図１５（ｂ）は、ラピッドスタート式の安定器の一例を示す図であり、図１５（ｃ）は、インバータ式の安定器の一例を示す図である。

図１５（ａ）で示したグロースタータ式の安定器は、点灯管（グロースタータＧ）を用いた始動装置により蛍光ランプの電極（フィラメントとも称する、以下同じ）を予熱し、スイッチを入れてから数秒で点灯が可能である方式で、最も普及しているタイプである。

また、図１５（ｂ）で示したラピッドスタート式の安定器は、ラピッドスタート形のランプと組み合わせて使う安定器で、スイッチを入れると予熱と同時に即時に点灯するタイプである。

一方、図１５（ｃ）で示したインバータ式点灯装置の安定器は、ＡＣ入力電圧８５〜４５０Ｖ内の交流電流を直流電流に変換した後、集積回路によりＬＥＤランプを上記のような高い周波数で駆動して点灯させるものである（例えば、特許文献１の第４頁及び図２を参照）。

この場合、ＬＥＤランプに流す電流を平滑化するため、ＬＥＤランプと直列にチョークコイルＬが挿入されているが、通常はＬＥＤランプと並列に電解コンデンサ（図示せず）が挿入される。

また、図１６は、直列ラピッド式安定器に対して、２本の蛍光ランプを直列に接続した一例を示す図である。

２本の蛍光ランプを直列に接続して、１個の安定器で点灯するもので、１灯用の安定器を２個使ったものや、フリッカレス安定器よりも構成が簡素で経済的である。

電源が入力されると、蛍光ランプＡと蛍光ランプＢのそれぞれの電極が予熱されるとともに、始動用コンデンサが高インピーダンスのため、二次側の電圧が正常放電には移行せず微放電状態となる。この微放電電流による始動コンデンサの両端の降下電圧が蛍光ランプＢに加わり、蛍光ランプＢの放電を開始する。

両蛍光ランプに放電が生じると、高インピーダンスの始動用コンデンサは実質上不動作状態となり、両蛍光ランプに正常な放電が起こり、点灯状態が維持される。

このように直列接続でありながら、１灯ずつ放電させるため、２灯直列の蛍光ランプを比較的低い二次側の電圧で点灯させることができるが、節電のため片方の蛍光ランプを外したり、片方の蛍光ランプが切れたりした時には両方とも点灯しないという欠点もある。

ところで、上述したインバータ式点灯装置の安定器（以下、インバータ式安定器又は電子式安定器とも称する）としては、ＬＥＤランプに限らず従来の蛍光ランプにも応用され、蛍光ランプに流れる電流の大きさが一定となるように制御する定電流制御型や、蛍光ランプに供給される電力の大きさが一定となるように制御する定電力制御型のものが広く知られている（例えば、特許文献２及び３を参照）。

特開２０１０−３４０１２号公報 特開２０１０−２１８９６１号公報 特開２００２−１５８８６号公報

近年、省電力対応やランプの長寿命化などの理由により、従来の蛍光ランプに替えてＬＥＤランプを前述したような各種方式の安定器に装着して使用するケースも多く見られるようになってきている。

その場合、ＬＥＤランプの一対の入力端子部に入力される交流電流のピーク値や周波数が、装着される点灯装置の安定器の方式により大きく異なるため、それぞれの安定器に対応したＬＥＤランプを使用する必要があった。

例えば、蛍光ランプの点灯装置がグロースタータ式やラピッドスタート式であれば、電源側入力のＡＣ１００Ｖ〜２４０Ｖ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）に対応して、安定器の出力（２次側出力）は、約ＡＣ２００Ｖで制御されるものの、周波数を高周波数化するような制御はなされていないため、その周波数は電源側入力の周波数と同一であった。

そのため、ＬＥＤランプ内においては、電源側入力の周波数と一致する交流電流を使用できるように、内部の整流回路で直流電流に整流した後、所望の照度が得られるようにＬＥＤランプのＬＥＤ発光部の回路構成（複数のＬＥＤが接続される回路の構成、以下同じ）を固定して、各ＬＥＤに流れる電流の大きさが所定の範囲内に収まるようにしていた。

したがって、従来は蛍光ランプの点灯装置の安定器がグロースタータ式、ラピッドスタート式の場合には蛍光ランプ用のランプソケットに適合できる専用のＬＥＤランプを用いれば内蔵する各ＬＥＤを点灯させることができていた。

一方、前述したように、蛍光ランプの点灯装置がインバータ式であれば、電源側入力がＡＣ１００Ｖ〜２４０Ｖ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）であっても、安定器の出力（２次側出力）は約ＡＣ２８０Ｖ（無負荷時）の定電圧に制御され、周波数も２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲に入るよう定電流制御又は定電力制御されているため、所望の照度が得られるようにＬＥＤランプのＬＥＤ発光部の回路構成を固定して、各ＬＥＤに流れる電流の大きさが所定の範囲内に収まるようにしていた。

そのため、上記蛍光ランプの点灯装置の安定器がインバータ式である場合には、そのインバータ式の安定器を介さず（駆動動作させることなく）、ＬＥＤランプに内蔵されるＡＣ／ＤＣコンバータ（整流回路）に電源側の電力を直接的に供給できるように、点灯装置側の回路変更工事を伴ったり、直結に必要な変換アダプタを適用したりするなど、点灯装置側やＬＥＤランプ側において相応の処置が必要とされていた。

また、ＬＥＤランプをインバータ式で点灯させる場合には、インバータ式の安定器を内蔵する点灯装置とそれ専用のＬＥＤランプをセットで付け替えることが必要とされていた。

以上のように、点灯装置の方式に応じてＬＥＤランプを取捨選択（適合性の確認）しなければならない点、又は点灯装置側での回路工事や直結作業などの付加作業が必要とされる点など、ユーザーサイドからすれば、導入工事のための現状把握調査、工期調整などの煩雑さやそれに伴う導入コスト増を生じる原因にもなっていた。

すなわち、それらが家庭や職場における従来の蛍光ランプ点灯装置にＬＥＤランプを採用することへの障害となっていた。

その結果、従前の蛍光ランプがそのまま使い続けられるため、省電力やランプの長寿命化に大きく貢献できるＬＥＤランプが市場に普及することの大きな阻害要因となっていた。

また、定電力制御型のインバータ式安定器にＬＥＤランプを装着した場合、例えば、ＬＥＤランプのＬＥＤ発光部に流れる電流値を制限する負荷インピーダンスの値が蛍光ランプのそれと比較して小さいことに起因して、インバータ式安定器の出力電圧が小さくなり、出力電流が大きくなってしまう。その結果、ＬＥＤランプに流れる電流の大きさが所定の範囲より大きくなって適切な光量が得られないことがあった。

また、様々な定格電力の蛍光ランプを駆動するために、様々な出力電力設定のインバータ式安定器が存在し、これらのインバータ式安定器の種類によって、ＬＥＤランプに流れる電流の大きさが所定の範囲内に安定せず、適切な光量が得られないことがあった。詳説すれば、ＬＥＤランプの負荷インピーダンスの大きさに略比例するようにインバータ式安定器の出力電圧が固定される一方、出力電流は、その出力電圧の大きさに応じて変動してしまう。その結果、ＬＥＤランプに流れる電流の大きさが所定の範囲を超えて変動してしまい、適切な光量が得られないことがあった。

そこで、本発明は、蛍光ランプ用点灯装置の安定器が定電力制御型のインバータ式であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができるＬＥＤランプ、そのＬＥＤランプを含む照明装置、及び、ＬＥＤランプの電流制御方法を提供することを目的とする。

本発明のＬＥＤランプは、一対の入力端子部と、外部からその一対の入力端子部に入力される交流電流を直流電流に整流する整流回路部と、整流回路部から出力される直流電流の通電により発光するＬＥＤ発光部と、を含むＬＥＤランプであって、一対の入力端子部と整流回路部との間の回路において、一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から整流回路部を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を流すための可変インダクタンス部と、整流回路部とＬＥＤ発光部との間の回路において、ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを検出する電流検出部と、電流検出部により検出された直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変するためのインダクタンス可変制御部と、を有することを特徴とする。

このＬＥＤランプによれば、蛍光ランプ用点灯装置の安定器が定電力制御型のインバータ式安定器であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、インダクタンス可変制御部によって、電流検出部によって検出された電流の大きさに応じて、可変インダクタンス部のインダクタンス値が可変され、その値に応じて出力電圧が略比例するように固定される。その結果、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。

例えば、ＬＥＤ発光部を流れる電流の大きさが所定の範囲より小さい場合には、可変インダクタンス部のインダクタンス値を小さくすることにより、定電力制御型のインバータ式安定器の出力電圧が小さくなり、出力電流が大きくなることを利用して、ＬＥＤ発光部を流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。一方、ＬＥＤ発光部を流れる電流の大きさが所定の範囲より大きい場合には、可変インダクタンス部のインダクタンス値を大きくすることにより、定電力制御型のインバータ式安定器の出力電圧が大きくなり、出力電流が小さくなることを利用して、ＬＥＤ発光部を流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。すなわち、定電力制御型のインバータ式安定器におけるＬＥＤランプ側へ定電力を供給しようとする制御方式の特性を利用して、所望の効果が得られるものである。

また、上記したＬＥＤランプは、前記構成に加え、一対の入力端子部と整流回路部との間の回路において、一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から整流回路部を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を流すための閾値素子が設けられ、その閾値素子は、一対の入力端子部に外部から所定の閾値を超える交流電流が入力されてから所定の時間を経過した後にその両端が短絡され、インダクタンス可変制御部は、閾値素子の両端が短絡された後に検出された直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変してもよい。

例えば、定電力制御型のインバータ式安定器の種類によっては、出力開始時に、蛍光ランプの状態把握（例えば、負荷側に蛍光ランプが装着されているか否かのチェック）のため、あらかじめ出力電圧を定格値よりも低めに設定し、適切な光量の得られないわずかな電流を流してそのときの出力電流の大きさを監視した後に出力電圧を所定の範囲まで上げてから定電力制御を行うものがある。

しかしながら、この構成によれば、一対の入力端子部に外部から所定の閾値を超える交流電流が入力されてから所定時間経過後に閾値素子の両端が短絡され、閾値素子の両端短絡後のＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部のインダクタンス値が可変されるので、この種のインバータ式安定器であっても、検出すべきＬＥＤ発光部を流れる電流（通常の点灯状態での電流）のみを検出し、誤った制御をすることがない。

また、上記したＬＥＤランプは、前記構成に加え、一対の入力端子部と整流回路部との間の回路において、一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から整流回路部を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を遮断できる回路遮断部が設けられ、その回路遮断部は、電流検出部により検出された直流電流の大きさが所定の上限値を上回った場合または所定の下限値を下回った場合に、交流電流を遮断してもよい。

この構成によれば、例えば、安定器側において経年変化や何らかの異常が生じ、ＬＥＤランプに過電流が流れても、安全サイドで、外部から一対の入力端子部に入力された交流電流が整流回路部へ流れることを遮断することができる。また、反対に、ＬＥＤランプの安定器への装着状態や電気的な接続不良などの何らかの異常により、検出された直流電流の大きさが非常に小さい場合にも、安全サイドで、外部から一対の入力端子部に入力される交流電流が整流回路部へ流れることを遮断することができる。

また、上記したＬＥＤランプは、前記構成に加え、整流回路部と前記ＬＥＤ発光部との間の回路において、ＬＥＤ発光部に流す電流をデューティ比に基づいてＰＷＭ制御できるＰＷＭ制御部が設けられ、そのＰＷＭ制御部は、一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数に応じて、ＬＥＤ発光部に流れる電流のＰＷＭ制御を行う場合と、ＬＥＤ発光部に流れる電流のＰＷＭ制御を行わない場合と、に切り替えられ、ＰＷＭ制御部がＰＷＭ制御を行わない場合において、電流検出部はＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを検出し、その直流電流の大きさに応じて、インダクタンス可変制御部は可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変してもよい。

この構成によれば、蛍光ランプ用点灯装置の安定器がグロースタータ式、ラピッドスタート式又はインバータ式のいずれの点灯方式であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、パルス駆動によるＰＷＭ制御により点灯可能な照明用として点灯させることができる。また、インバータ式安定器に装着された場合、すなわち、ＰＷＭ制御部がＰＷＭ制御を行わない場合には、この構成により、ＬＥＤ発光部を流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。

言い換えると、蛍光ランプ用点灯装置の安定器がグロースタータ式又はラピッドスタート式のように、一対の入力端子部から入力される交流電流の周波数が商用周波数５０Ｈｚ／６０Ｈｚのように低い場合であれば、ＬＥＤランプが有するＰＷＭ制御部がＬＥＤ発光部に流れる電流の安定化に作用している。一方、同安定器がインバータ式のように一対の入力端子部から入力される交流電流の周波数が２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚのように高い場合には、ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部のインダクタンス値が可変されてＬＥＤ発光部に流れる電流の安定化に作用している。

また、上記したＬＥＤランプによれば、前記構成に加え、ＰＷＭ制御部は、一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数が所定の周波数よりも低い場合には、所定の周波数よりも高い周波数のパルス駆動によりＬＥＤ発光部に流れる電流のＰＷＭ制御を行い、一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数が所定の周波数よりも高い場合には、ＬＥＤ発光部に流れる電流のＰＷＭ制御を行わない形態であってもよい。

この構成により、蛍光ランプ用点灯装置の安定器がグロースタータ式、ラピッドスタート式又はインバータ式のいずれの点灯方式であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、所定の周波数よりも高い周波数でパルス駆動して点灯可能な照明用として点灯させることができる。

そのため、点灯装置の方式に応じてＬＥＤランプを取捨選択（適合性の確認）しなければならない点、又は点灯装置側での回路工事や直結作業などの付加作業が必要とされる点など、ユーザーサイドからすれば、導入工事のための現状把握調査、工期調整などの煩雑さやそれに伴い導入コストを生じるなどの事情が容易に解消される。

その結果、ＬＥＤランプを家庭や職場における従来の蛍光ランプ点灯装置（ＬＥＤ点灯装置でもよい）にＬＥＤランプを採用することへの障害がなくなる。

そして、省電力やランプの長寿命化に大きく貢献できるＬＥＤランプを市場に普及させることができる。

例えば、蛍光ランプ用点灯装置の安定器がグロースタータ式又はラピッドスタート式の場合であれば、一対の入力端子部から入力される交流電流の周波数は、商用周波数の５０Ｈｚ／６０Ｈｚである。

したがって、ＰＷＭ制御部は、ＬＥＤ発光部を流れる電流を少なくとも所定の周波数（例えば、５ｋＨｚ）よりも高い周波数の駆動パルスによりＰＷＭ制御するため、ＬＥＤ発光部を流れる電流を高速でオン／オフを繰り返し、ちらつきを生じない安定した実効値（ＲＭＳ値）を得ることができる。

一方、蛍光ランプ用点灯装置の安定器がインバータ式の場合であれば、一対の入力端子部から入力される交流電流は高い周波数の２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚであるため、ＰＷＭ制御部はＰＷＭ制御を行わず、整流回路部により整流されたそのままの周波数（全波整流の場合であれば、直流に重畳するリップル電圧波形分は２倍の周波数）が用いられるため、ＬＥＤ発光部を流れる電流は、外部のインバータ式の安定器の制御（例えば、ＰＷＭ制御）により、ちらつきを生じない安定した実効値（ＲＭＳ値）を得ることができる。

したがって、外部とＬＥＤランプの内部において同種の制御方式が重畳することが確実に防止され、ＬＥＤ発光部を流れる電流の大きさが安定しないなどの不調が発生することの原因が解消される。

また、上記したＬＥＤランプによれば、前記構成に加え、ＬＥＤ発光部のカソード側端子と整流回路部のグランド側出力端子との間にバイパス回路部が設けられ、バイパス回路部は、スイッチング素子と、そのスイッチング素子の駆動電圧を出力するハイパスフィルタ回路と、を含み、スイッチング素子は、一対の入力端子部に入力される交流電流が所定の周波数よりも低い周波数である場合は、ＬＥＤ発光部のカソード側端子から整流回路部のグランド側出力端子へ電流を流さず、一対の入力端子部に入力される交流電流が所定の周波数よりも高い周波数である場合は、ＬＥＤ発光部のカソード側端子から整流回路部のグランド側出力端子へ電流を流す形態であってもよい。

この構成により、バイパス回路部が、整流回路部の入力端子から入力される交流電流が所定の周波数よりも高い場合に、ＬＥＤ発光部を流れる電流をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御部のスイッチング素子をバイパス（迂回）させることにより、ＬＥＤランプ内蔵のＰＷＭ制御部がＰＷＭ制御しないようにできる。

また、上記したＬＥＤランプによれば、前記構成に加え、バイパス回路部のスイッチング素子は、ゲート端子に入力されるゲート電圧に応じて、ドレイン端子とソース端子との間の電流の流れを制御するＮチャンネルＭＯＳ型ＦＥＴであって、ドレイン端子はＬＥＤ発光部のカソード側端子に接続され、ソース端子は整流回路部のグランド側出力端子に接続され、ゲート端子は、ハイパスフィルタ回路を介して整流回路部の入力端子のいずれか一方に接続され、ハイパスフィルタ回路は、一対の入力端子部に入力される交流電流が所定の周波数よりも高い場合には、ドレイン端子からソース端子へ電流を流すように駆動させるゲート電圧をゲート端子に出力し、一対の入力端子部に入力される交流電流が所定の周波数よりも低い場合には、ドレイン端子からソース端子へ電流を流さないように駆動させるゲート電圧をゲート端子に出力する形態であってもよい。

この構成により、ＮチャンネルＭＯＳ型ＦＥＴがバイパス回路のスイッチング素子として機能するので、十分な余裕をもってＬＥＤ発光部に電流を流すことが可能となり、ＰＷＭ制御部へ電流が流れ込むことを阻止できる。

すなわち、整流回路部の入力端子から入力される交流電流が所定の周波数よりも高い場合に、ＰＷＭ制御部がバイパス（迂回）されるため、ＬＥＤ発光部を流れる電流はＰＷＭ制御部へ電流が流れ込まず、ＰＷＭ制御部はＰＷＭ制御を行わないようにできる。

また、上記したＬＥＤランプによれば、前記構成に加え、ハイパスフィルタ回路は、第１のコンデンサと、一端子が第１のコンデンサの一端子に接続されて、第１のコンデンサに直列に接続される第１の抵抗と、第１の抵抗の他端子からゲート端子へ順方向に接続される第１のダイオードと、ソース端子とゲート端子との間に接続される第２のコンデンサと、ソース端子とゲート端子との間に接続される第２の抵抗と、ソース端子からゲート端子へ順方向に接続されるツェナーダイオードと、ソース端子から第１の抵抗の他端子へ順方向に接続される第２のダイオードと、を含み、第１のコンデンサの他端子は、整流回路部の入力端子のいずれか一方に接続される形態であってもよい。

この構成により、所定の周波数よりも高い周波数の電流のみを次段へ通過させることのできるフィルタ機能が作用し、周波数に応じてバイパス回路のスイッチング素子を確実にＯＮ／ＯＦＦ動作させることができる。

その結果、整流回路部の入力端子から入力される交流電流が所定の周波数よりも高い場合にのみ、後段へ電流が流れるため、確実にスイッチング素子であるＮチャンネルＭＯＳ型ＦＥＴをＯＮ状態にすることができ、ＬＥＤ発光部を流れる電流をＰＷＭ制御しないようにできる。

また、上記したＬＥＤランプによれば、前記構成に加え、所定の周波数は、６５Ｈｚよりも大きく、２０ｋＨｚよりも小さい周波数であってもよい。

この構成により、電源周波数の精度を含めたばらつきを考慮しても、安定器の方式がグロースタータ式又はラピッドスタート式の場合における周波数（６０±１Ｈｚ）と、市場に流通するインバータ式の場合における周波数（２０〜１００ｋＨｚ）とを明確に峻別できるため、その峻別結果に応じてパルス駆動によるＰＷＭ制御をする場合としない場合とを切り替え、高い周波数でパルス駆動して点灯可能な照明用として点灯させることができる。

特に、峻別する所定の周波数を２０ｋＨｚよりも小さい可聴域（ヒトが音として感じることのできる周波数帯）の範囲に属する周波数としたことにより、それよりも高い周波数帯域における周波数のパルス駆動によりＰＷＭ制御をするため、耳障りな騒音として感じることも軽減される。

また、本発明の照明装置は、上記いずれかの構成を有するＬＥＤランプを含むことを特徴とする。

この照明装置によれば、上記したＬＥＤランプを含むので、蛍光ランプ用点灯装置の安定器が定電力制御型のインバータ式安定器であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換するだけで、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。

また、照明装置側に新たにＬＥＤ発光部を調光するための安定器を設ける必要がなく、外部の交流電流を一対の入力端子部に供給するだけで照明としての点灯が可能となる。

また、照明装置自体に安定器が搭載されてないため、照明装置の構成が簡素化され、点灯装置の方式に応じてＬＥＤランプを取捨選択（適合性の確認）しなければならない点、又は点灯装置側での回路工事や直結作業などの付加作業が必要とされる点など、ユーザーサイドからすれば、導入工事のための現状把握調査、工期調整などの煩雑さやそれに伴い導入コストを生じるなどの事情が容易に解消される。

また、本発明のＬＥＤランプの電流制御方法は、一対の入力端子部と、外部から一対の入力端子部に入力される交流電流を直流電流に整流する整流回路部と、整流回路部から出力される直流電流の通電により発光するＬＥＤ発光部と、を含むＬＥＤランプの電流制御方法であって、一対の入力端子部と整流回路部との間の回路において、一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から可変インダクタンス部を介して整流回路部を通過させて他方の入力端子部へ交流電流を流す段階と、整流回路部とＬＥＤ発光部との間の回路において、ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを検出する段階と、検出された直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変する段階と、を含み、ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを所定の範囲内となるように制御することを特徴とする。

このＬＥＤランプの電流制御方法によれば、蛍光ランプ用点灯装置の安定器が定電力制御型のインバータ式安定器であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、電流検出部によって検出された電流の大きさに応じて、可変インダクタンス部のインダクタンス値が可変され、その値に応じて出力電圧が略比例するように固定される。その結果、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。

本発明のＬＥＤランプ、そのＬＥＤランプを含む照明装置、及び、ＬＥＤランプの電流制御方法によれば、蛍光ランプ用点灯装置の安定器が定電力制御型のインバータ式であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化することができる。

図１は、本発明の実施の形態における照明装置の回路全体を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態におけるＬＥＤランプの回路図である。 図３は、集積回路ＩＣ１の内部を示すブロック図である。 図４は、可変インダクタンス部を示す回路図である。 図５は、可変インダクタンス部の可変制御パターンを示す図である。 図６は、検出電流に対するインダクタンス値の可変領域と回路遮断領域を示す図である。 図７は、本発明の実施の形態におけるＬＥＤランプの電流制御方法を示すフローチャートである。 図８（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、定電力制御型インバータ式安定器で点灯させた場合におけるＬＥＤランプのインダクタンス値１００μＨ時の入力電圧波形とＬＥＤ発光部を流れる電流波形であり、図８（ｃ）及び（ｄ）は、それぞれ、定電力制御型インバータ式安定器で点灯させた場合におけるＬＥＤランプのインダクタンス値４００μＨ時の入力電圧波形とＬＥＤ発光部を流れる電流波形である。 図９（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、定電力制御型インバータ式安定器で点灯させた場合におけるＬＥＤランプのインダクタンス値１００μＨ時の入力電圧波形とＬＥＤ発光部を流れる電流波形であり、図９（ｃ）及び（ｄ）は、それぞれ、定電力制御型インバータ式安定器で点灯させた場合におけるＬＥＤランプのインダクタンス値４００μＨ時の入力電圧波形とＬＥＤ発光部を流れる電流波形である。 図１０（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形であり、図１０（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１の波形であり、図１０（ｃ）は、集積回路ＩＣ１の電流センサ端子電圧Ｖｃｓの波形であり、図１０（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２の波形であり、図１０（ｅ）は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの波形である。 図１１（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形であり、図１１（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１の波形であり、図１１（ｃ）は、集積回路ＩＣ１の電流センサ端子の電圧Ｖｃｓの波形であり、図１１（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２の波形であり、図１１（ｅ）は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの波形である。 図１２（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形であり、図１２（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１の波形であり、図１２（ｃ）は、集積回路ＩＣ１の電流センサ端子の電圧Ｖｃｓの波形であり、図１２（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２の波形であり、図１２（ｅ）は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの波形である。 図１３は、本発明の変形例における照明装置の回路全体を示すブロック図である。 図１４（ａ）は、スレッシュホールド電圧を高電圧（ＨＶ）の大きさに応じて可変させる回路の一部を示す図であり、図１４（ｂ）は、直列ラピッド式安定器に対して本実施の形態におけるＬＥＤランプを直列に接続した全体構成図である。 図１５（ａ）は、グロースタータ式の安定器の一例を示す図であり、図１５（ｂ）は、ラピッドスタート式の安定器の一例を示す図であり、図１５（ｃ）は、インバータ式の安定器の一例を示す図である。 図１６は、直列ラピッド式安定器の一例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。
（実施の形態）

図１は、本発明の実施の形態における照明装置の回路全体を示すブロック図であり、図２は、本発明の実施の形態におけるＬＥＤランプの回路図であり、図３は、集積回路ＩＣ１の内部を示すブロック図であり、図４は、可変インダクタンス部を示す回路図であり、図５は、可変インダクタンス部の可変制御パターンを示す図であり、図６は、検出電流に対するインダクタンス値の可変領域と回路遮断領域を示す図であり、図７は、本発明の実施の形態におけるＬＥＤランプの電流制御方法を示すフローチャートであり、図８（ａ）〜（ｄ）及び図９（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態におけるＬＥＤランプを定電力制御型インバータ式安定器で点灯したときのＬＥＤランプの入力電圧波形とＬＥＤ発光部を流れる電流波形であり、図１０（ａ）〜（ｅ）は、本発明の実施の形態における照明装置の安定器としてグロースタータ式を使用した場合の各測定点における電圧波形図であり、図１１（ａ）〜（ｅ）は、本発明の実施の形態における照明装置の安定器としてラピッドスタート式を使用した場合の各測定点における電圧波形図であり、図１２（ａ）〜（ｅ）は、本発明の実施の形態における照明装置の安定器としてインバータ式を使用した場合の各測定点における電圧波形図であり、図１３は、本発明の変形例における照明装置の回路全体を示すブロック図であり、図１４（ａ）は、スレッシュホールド電圧を高電圧（ＨＶ）の大きさに応じて可変させる回路の一部を示す図であり、図１４（ｂ）は、直列ラピッド式安定器に対して本実施の形態におけるＬＥＤランプを直列に接続した全体構成図である。

まず、図１で示したように、本発明の実施の形態に係わる照明装置１０は、例えば家庭用のＡＣ電圧１００〜２４０Ｖ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）の外部電源から電力供給のために接続されるプラグ１１と、プラグ１１から入力される電力を蛍光ランプの点灯のために制御する安定器１２と、安定器１２の方式に応じて一対の入力端子部間（入力端子部２０ａと入力端子部２０ｃとの間）に、所定の電圧が入力されるＬＥＤランプ２０とを備えている。

ここで、安定器１２は、既存の蛍光ランプを点灯するための公知のグロースタータ式、ラピッドスタート式又はインバータ式のいずれでもよい。

また、プラグ１１に接続される外部電源は、ＡＣ電圧１００〜２４０Ｖ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）であれば、ＬＥＤランプ２０は正常に動作するため、安定器１２を介さずＬＥＤランプ２０にその外部電力を直接入力する構成でも差し支えない。

ここで、安定器１２から交流電流を出力する線は、一対の入力端子部間（入力端子部２０ａと入力端子部２０ｃとの間）、又は一対の入力端子部間（入力端子部２０ｂと入力端子部２０ｄとの間）のいずれか一方又はその両方に入力できるように接続されている。

一方、ＬＥＤランプ２０の入力端子部２０ａと端子Ｔ１との間において、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ９のＲＣ並列回路から構成される入力回路部Ｚ９が接続されている（図２参照）。

同様に、ＬＥＤランプ２０の入力端子部２０ｂと端子Ｔ１との間において、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０のＲＣ並列回路から構成される入力回路部Ｚ１０が接続されている（図２参照）。

同様に、ＬＥＤランプ２０の入力端子部２０ｃと端子Ｔ２との間において、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１１のＲＣ並列回路から構成される入力回路部Ｚ１１が接続されている（図２参照）。

同様に、ＬＥＤランプ２０の入力端子部２０ｄと端子Ｔ２との間において、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２のＲＣ並列回路から構成される入力回路部Ｚ１２が接続されている（図２参照）。

これにより、入力端子部２０ａと入力端子部２０ｂとの間における抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の抵抗値は、蛍光ランプのフィラメントの抵抗成分に相当するように、各々約数Ω〜約１００Ωが選択されている。

同様に、入力端子部２０ｃと入力端子部２０ｄとの間における抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の抵抗値は、蛍光ランプのフィラメントの抵抗成分に相当するように、各々約数Ω〜約１００Ωが選択されている。

上記のように、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２の抵抗値を選択すれば、仮に安定器１２がインバータ式で、負荷側に蛍光ランプが装着されているか否か（フィラメント抵抗による導通有無）を自動検知し、蛍光ランプが装着されていない場合（フィラメント抵抗による導通無の場合）には電力を出力しないようなタイプであっても、これらの抵抗Ｒ９〜Ｒ１２がダミー抵抗として作用するためＬＥＤランプ２０に正常に電力が供給される。

また、端子Ｔ１と端子Ｔ１１との間には、回路遮断部３３が接続されており、同様に、端子Ｔ２と端子Ｔ１２との間にも、回路遮断部３３が接続されている。回路遮断部３３は、例えばＢ接点タイプのリレーを含み、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさが異常である場合に、一対の入力端子部からの交流電流を遮断することができる。回路遮断部３３の詳細は後述する。

また、端子Ｔ１１と端子Ｔ１２との間には、保護回路部２１（図２参照）が挿入されている。

保護回路部２１は、ネオンやアルゴンなどの不活性ガスが封入された２極放電管ＳＡ１とバリスタＳＡ２が直列に接続されたものである。

２極放電管ＳＡ１の放電開始電圧やバリスタＳＡ２の制限電圧を適宜設定することにより、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に電源側から侵入するサージ電圧を例えば約４００Ｖのピーク値以下に抑制することができる。また、２極放電管ＳＡ１とバリスタＳＡ２とを直列に組み合わせることによって、サージ電圧終息後に、２極放電管ＳＡ１が放電し続けることによる続流（follow current）をバリスタＳＡ２によって有効に防止できる。

これにより、仮に外部の入力電源側から例えば雷サージや誘導雷サージが侵入した場合であっても、サージ電流を吸収し、整流回路部２２側へサージ電流が入り込むのを阻止している。

したがって、整流回路部２２やＬＥＤ発光部２４を構成するダイオードやコンデンサなどの電子部品の保護が可能となっている。

また、端子Ｔ１２側には、閾値素子３４が直列に接続されている。閾値素子３４は、例えば、互いに逆向き（双方向）に直列に接続された２つのツェナーダイオードＤ３４ａ，Ｄ３４ｂと、これらのツェナーダイオードに並列に接続されたリレーＲＹ３４とを含む（図２参照）。リレーＲＹ３４は、ＬＥＤ発光部２４に電流が流れてから所定時間経過してから所定の電圧を出力する遅延回路（図示せず）からの出力電圧によって駆動され、２つのツェナーダイオードＤ３４ａ，Ｄ３４ｂの両端を短絡する。この遅延回路は、交流電流が閾値素子３４の所定の閾値を超えて後段の整流回路部２２に流れ始めてから所定の時間経過後に所定の電圧を出力してリレーＲＹ３４を駆動するように設定されている。これにより、閾値素子３４は、一対の入力端子部に外部から所定の閾値を超える交流電流が入力されてから所定の時間を経過した後にその両端がリレーＲＹ３４により短絡される。なお、閾値素子とは、両端子間に所定の閾値以上の電圧が印加されると素子の内部において通電を開始する素子であると定義し、閾値素子３４としては、ツェナーダイオードＤ３４ａ，Ｄ３４ｂに代えて、例えば無ゲート２端子型サイリスタのサイダック（登録商標）、二極放電管等が適用可能である。閾値素子３４の詳細は後述する。

また、端子Ｔ１１と整流回路部２２の一方の入力側の端子Ｔ３との間に可変インダクタンス部Ｌ５０が挿入され、同様に端子Ｔ１２と整流回路部２２の他方の入力側の端子Ｔ６との間には、閾値素子３４と直列に可変インダクタンス部Ｌ６０が挿入されている。可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値（以下、Ｌ値とも称する）は、インダクタンス可変制御部３２によって制御される。可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス可変の詳細は後述する。

これにより、可変インダクタンス部Ｌ５０と可変インダクタンス部Ｌ６０が高い周波数のパルスに対しては、流れる電流を制限するインピーダンスとして作用する。

そのため、例えば安定器１２がグロースタータ式又はラピッドスタート式の場合であれば、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフ動作するため、そのスイッチングノイズ（高い周波数のノイズパルス）が入力端子部２０ａ〜２０ｄのいずれかを通じて外部の交流電流側（入力電源）側へ流出するのを阻止できる。

また、安定器１２がインバータ式である場合であれば、高い周波数の２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの交流電流が入力されるため、可変インダクタンス部Ｌ５０と可変インダクタンス部Ｌ６０が有効な電力損失を伴わない（無効電力損失の）負荷として作用する。

これにより、一対の入力端子部間（入力端子部２０ａと入力端子部２０ｃとの間）、又は一対の入力端子部間（入力端子部２０ｂと入力端子部２０ｄとの間）のいずれか一方又はその両方からみて、ＬＥＤランプ２０の負荷インピーダンスが所定の範囲内に入るようにすれば、インバータ式の安定器１２から安定して電力が出力されるようにしている。

また、整流回路部２２は、４つのダイオードＤ４〜Ｄ７からなるブリッジダイードと、その出力段における全波整流波形を平滑化するため並列に接続された電解コンデンサＣ４及び電解コンデンサＣ５と、から構成されている（図２参照）。

そして、整流回路部２２の出力側端子においては、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７とグランド側出力端子Ｔ５との間に、直流電圧が出力される。

そして、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７は、平滑回路部２３を介してＬＥＤ発光部２４のアノード側端子ＴＡに接続され、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫは、平滑回路部２３を介してＰＷＭ制御部２５に接続されている。

ここで、ＬＥＤ発光部２４は、順方向電圧が約３ＶのＬＥＤ（発光ダイオード）３０個直列接続のＬＥＤ群が３回路並列に接続された回路で構成され、アノード側端子ＴＡからカソード側端子ＴＫの方向（矢印の方向）へ電流ｉが流れる。

さらにＰＷＭ制御部２５のＧＮＤ端子ＴＧは、整流回路部２２の出力側のグランド側出力端子Ｔ５に接続されている。

上記の回路構成により、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５により所定の周波数よりも高い周波数のパルス駆動によりＰＷＭ制御され、所定の電流値範囲に制御されている。

一方、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫと整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５との間には、バイパス回路部２６が接続されている。

これにより、整流回路部２２の一方の端子Ｔ３に入力される交流電流の周波数が所定の周波数よりも高い場合には、スイッチング素子Ｑ１がオン状態（ドレイン端子からソース端子へ電流の流れる状態、以下同じ）であっても抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５が端子Ｔ９と端子ＴＧとの間に並列接続されているため、ＰＷＭ制御部２５がバイパス（迂回）され、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、カソード側端子ＴＫからＰＷＭ制御部２５のＧＮＤ端子ＴＧを介して整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５に直接流れる。

したがって、ＰＷＭ制御部２５には、電流ｉが殆ど流れないため、電流ｉはＰＷＭ制御されない。

なお、上記及び以降の説明において、電流ｉをデューティ比に基づいてＰＷＭ制御（ＰＷＭは、ＰＵＬＳＥ ＷＩＤＴＨ ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮの略、以下同じ）を行うとは、駆動パルスの周期は一定で、入力信号の大きさ（本実施の形態の場合は、電流センサ端子である＃２ピンで検知される電圧の大きさ）に応じて、駆動パルスのデューティ比（パルス周期に対するパルス幅の割合でオンデューティと同意とする、以下同じ）に基づき、電流ｉをオン／オフ制御すること、と定義し、その時のデューティ比は０％より大きく１００％より小さいものとする。

これにより、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの大きさを安定化できる。

一方、電流ｉをデューティ比に基づいてＰＷＭ制御を行わないとは、ＰＷＭ制御部は電流ｉをデューティ比に基づきオン／オフ制御しないこと、と定義し、前述したように、ＰＷＭ制御部に電流ｉが殆ど流れない場合に加え、駆動パルスのデューティ比が０％でスイッチング素子Ｑ１が動作中に常にオフ状態である場合と、駆動パルスのデューティ比が１００％でスイッチング素子Ｑ１が動作中に常にオン状態である場合と、を含むものとする。

また、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫと整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５との間において、バイパス回路部２６に直列に電流検出部３１が接続されている。電流検出部３１は、バイパス回路部２６によってＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉをバイパスする場合に（安定器がインバータ方式の場合に）、その直流電流の大きさを検出し、その検出信号（直流電圧）をインダクタンス可変制御部３２に出力する。

そして、インダクタンス可変制御部３２は、電流検出部３１によって検出された電流の大きさに応じて、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値を制御する。インダクタンス可変制御部３２の詳細は後述する。

次に、図２〜図６を参照して、各構成部についてさらに詳細に説明する。

前述したように、入力端子部２０ａと端子Ｔ１との間の抵抗Ｒ９は、蛍光ランプのフィラメントに相当するダミー抵抗として作用するが、コンデンサＣ９は、通常の動作状態（ＬＥＤ発光部２４の点灯中）において交流電流を通過させることができる。

これにより、その交流電流の周波数とコンデンサＣ９の容量で決まる容量リアクタンスと抵抗Ｒ９の抵抗値の比に反比例する形で、分流させることができるので、その分抵抗Ｒ９の発熱を抑制している。

同様に、入力端子部２０ｃと端子Ｔ２との間の抵抗Ｒ１１は、フィラメントに相当するダミー抵抗として作用するが、コンデンサＣ１１は、通常の動作状態において交流電流を通過させることができるため、抵抗Ｒ１１の発熱を抑制している。

また、ヒューズＦ１は一対の入力端子部間（入力端子部２０ａと入力端子部２０ｃとの間）、又は一対の入力端子部間（入力端子部２０ｂと入力端子部２０ｄとの間）のいずれか一方又はその両方に入力される電源電流の過電流保護用である。

次に、整流回路部２２は、前段にアノードが端子Ｔ３に接続され、カソードが高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７に接続されるダイオードＤ４と、アノードが端子Ｔ６に接続され、カソードが高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７に接続されるダイオードＤ５と、アノードがグランド側出力端子Ｔ５に接続され、カソードが端子Ｔ３と同電位の端子Ｔ４に接続されるダイオードＤ６と、アノードがグランド側出力端子Ｔ５に接続され、カソードが端子Ｔ６に接続されるダイオードＤ７と、から構成されるブリッジダイオードを有している。

また、上記ブリッジダイオードの後段には、全波整流波形を平滑化するため、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７とグランド側出力端子Ｔ５との間に、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７側をプラス（＋）、グランド側出力端子Ｔ５側をマイナス（−）端子として電解コンデンサＣ４と電解コンデンサＣ５を並列に接続している。

これにより、平滑され直流化された出力電圧が高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７に出力され、低電圧側がグランド側出力端子Ｔ５に出力されている。

そして、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７に出力された高電圧の直流電圧は、平滑回路部２３により脈動成分（リップル成分）が取り除かれるが、これは所謂チョークコイル入力形平滑回路と呼ばれるもので、ＬＥＤ発光部２４に対してチョークコイルＬ１〜Ｌ４の直列回路と電解コンデンサＣ３の並列回路で構成されている。

さらに、平滑回路部２３を通過することにより、脈動成分が取り除かれた電流ｉは、ＬＥＤ発光部２４のアノード側端子ＴＡからカソード側端子ＴＫへ流れ、前述したＬＥＤ発光部２４を構成する合計９０個のＬＥＤ（発光ダイオード）を発光させるよう機能している。

さらに、ＬＥＤ発光部２４から平滑回路部２３を通過した電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５を構成する集積回路ＩＣ１と各ピン（＃１〜＃８）に接続された抵抗Ｒ１〜Ｒ８、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｑ１により所定の発振周期ｔ_ＯＳＣ（μｓ）のパルス駆動によりＰＷＭ制御されている。

例えば、集積回路ＩＣ１として、市販されているＳＵＰＥＲＴＥＸ ＩＮＣ．製の型式ＨＶ９９１０Ｂ（図３参照）を用いた場合であれば、発振周期ｔ_ＯＳＣ（μｓ）は、＃８ピンに接続される抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ_Ｔ（ｋΩ）により次の数式１により得られる時間で制御される。

なお、本実施の形態においては、例えば抵抗Ｒ１を約４９９（ｋΩ）に設定すれば、発振周期ｔ_ＯＳＣ（μｓ）として上記数式１により約２０．８４（μｓ）が求められる。

したがって、仮に発振周期が計算値通りの約２０．８４（μｓ）とすると、約４８ｋＨｚの高い周波数のパルス駆動が可能となる。

また、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉのオン／オフ制御を行うスイッチング素子Ｑ１は、ゲート端子の入力電圧に応じて、ドレイン端子とソース端子との間の電流の流れを制御できるＮチャンネルＭＯＳ型ＦＥＴである。

ここで、集積回路ＩＣ１において、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、平滑回路部２３の一部を構成するダイオードＤ３のアノード端子に接続され、ソース端子は、集積回路ＩＣ１の電流センサ端子である＃２ピンに抵抗Ｒ６を介して接続される端子Ｔ９に接続され、ゲート端子には、集積回路ＩＣ１の＃４ピンから出力された電圧が抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ７により分圧された電圧であって、抵抗Ｒ７に相当する分の電圧が入力される。

また、集積回路ＩＣ１の＃１ピンは、抵抗Ｒ８とツェナーダイオードＤ１を介して高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７に接続されるため、この＃１ピンには整流回路部２２から出力される直流の高電圧が供給される。

これにより、＃１ピンから供給された電圧（約ＤＣ８Ｖ〜約ＤＣ４５０Ｖ）は、内部のレギュレータにより所定のＶＤＤ電圧（約ＤＣ１２Ｖ）に降下・整流・安定化され集積回路ＩＣ１の内部回路の駆動用電源として機能するとともに、＃６ピンにそのＶＤＤ電圧が出力される（図３参照）。

上記のような接続により、集積回路ＩＣ１のパルス駆動により、電流センサ端子である＃２ピンで検知される電圧がスレッシュホールド電圧の約ＤＣ２５０ｍＶを超えなければ、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）の電圧が出力されて、オン状態となり、電流センサ端子である＃２ピンで検知される電圧がスレッシュホールド電圧の約ＤＣ２５０ｍＶに到達すれば、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にローレベル（約０Ｖ）の電圧が出力され、オフ状態（ドレイン端子からソース端子へ電流の流れない状態、以下同じ）となる。

このようにして、ＬＥＤ発光部を流れる電流ｉは、集積回路ＩＣ１の動作によりスイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１を出力する駆動パルスの周期は一定で、＃２ピンで検知される電圧（電流センサ端子電圧Ｖｃｓ）のレベルに応じて、ゲート端子の電圧Ｖｇ１のパルス幅のデューティ比が可変され、電流ｉが制御されている。

すなわち、電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５の高い周波数のパルス駆動により、ＰＷＭ制御されるため、オン／オフが繰り返されるスイッチング素子Ｑ１に応じて、上記の数式１で得られる発振周期ｔ_ＯＳＣ（μｓ）でパルス状（三角波的）に増減を繰り返す。

本実施の形態においては、＃７ピンは、＃６ピンと接続されている（共通である）ので、＃７ピンには上記のスレッシュホールド電圧（約ＤＣ２５０ｍＶ）を超える電圧ＶＤＤ（約ＤＣ１２Ｖ）が入力される。

なお、本実施の形態では、電流センサ端子である＃２ピンで検知される電圧と比較される上記のスレッシュホールド電圧としては、集積回路ＩＣ１の内部で発生する上記の約ＤＣ２５０ｍＶが設定されている（図３参照）。

一方、集積回路ＩＣ１の＃７ピンに入力する電圧として、約ＤＣ２５０ｍＶを超えない範囲の電圧を設定すれば、その電圧が電流センサ端子（＃２ピン）で検出される電圧と比較されるスレッシュホールド電圧として閾値設定できるため、さらにデューティ比を下げる方向に可変することも可能となる。

これにより、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの実効値（ＲＭＳ値）を下げて調光（減光）することも可能となる。

ここで、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になると、チョークコイルＬ１〜Ｌ４の直列回路においては、電流ｉを流そうとする向きの逆起電力が励起されるが、その逆起電力による電流を吸収するためのダイオードＤ３が、チョークコイルＬ１の終端の端子Ｔ８からＬＥＤ発光部２４のアノード側端子ＴＡへ向けて順方向となるように接続されている。

一方、前述したように、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫと整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５との間にバイパス回路部２６及び電流検出部３１が設けられている。

バイパス回路部２６は、スイッチング素子Ｑ２と、そのスイッチング素子Ｑ２に駆動電圧（ゲート端子電圧）を出力するハイパスフィルタ回路と、を含んでいる。

ここで、バイパス回路部２６のスイッチング素子Ｑ２は、ゲート端子に入力される電圧に応じて、ドレイン端子とソース端子との間の電流の流れを制御するＮチャンネルＭＯＳ型ＦＥＴであって、ドレイン端子はＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫに接続され、ソース端子は整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５に電流検出部３１を介して（電気的に）接続され、ゲート端子は、ハイパスフィルタ回路を介して整流回路部２２の端子Ｔ４に接続されている。

そのハイパスフィルタ回路は、第１のコンデンサＣ６と、一端子が第１のコンデンサＣ６の一端子に接続されて、第１のコンデンサに直列に接続される第１の抵抗Ｒ１３と、第１の抵抗Ｒ１３の他端子からスイッチング素子Ｑ２のゲート端子へ順方向に接続される第１のダイオードＤ９と、スイッチング素子Ｑ２のソース端子とゲート端子との間に電気的に接続される第２のコンデンサＣ７と、ソース端子とゲート端子との間に電気的に接続される第２の抵抗Ｒ１４と、ソース端子からゲート端子へ順方向に電気的に接続されるツェナーダイオードＤ１０と、ソース端子から第１の抵抗Ｒ１３の他端子へ順方向に電気的に接続される第２のダイオードＤ８と、含んでいる。

そして、第１のコンデンサＣ６の他端子は、整流回路部２２の入力端子（端子Ｔ４を介して端子Ｔ３又は端子Ｔ６）のいずれか一方に接続されている。

このハイパスフィルタ回路は、端子Ｔ３に入力される交流電流が所定の周波数以下である場合のものをカットオフするように、第１のコンデンサＣ６、第１の抵抗Ｒ１３及び第２の抵抗Ｒ１４の回路定数を選択すれば、コンデンサと抵抗から成るＣＲ回路がハイパスフィルタとして作用するため、所定の周波数を超える周波数の交流電流のみを後段に通過させる。

つまり、端子Ｔ３に入力される所定の周波数よりも高い周波数を有する交流電流により、第２のコンデンサＣ７と第２の抵抗Ｒ１４とツェナーダイオードＤ１０の高電圧側に直流電圧が生じ、スイッチング素子Ｑ２をオン状態にできる電圧をゲート端子に出力している。

このゲ−ト端子の電圧は、第１の抵抗Ｒ１３と第２の抵抗Ｒ１４の分圧比とゲート端子に入力される電圧を制限するツェナーダイオードＤ１０のツェナー電圧に応じて適宜設定できるが、スイッチング素子Ｑ２をオン状態にできるハイレベルのゲート端子の電圧範囲に設定すればよい。

なお、ハイパスフィルタ回路は、交流電流の周波数が所定の周波数よりも高い場合に、その交流電流を通過させてスイッチング素子Ｑ２のゲート端子をハイレベル（例えば、約ＤＣ１４Ｖ）にするためのフィルタ用の入力回路であるため、整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５に対しては同じ交流電流（位相が１８０度異なるのみ）が入力される端子Ｔ６に接続されてもよい。

以上の構成により、ハイパスフィルタ回路は、整流回路部２２の入力端子に入力される交流電流が所定の周波数（本実施の形態では、第１のコンデンサＣ６の容量を１００ｐＦ、第１の抵抗Ｒ１３の抵抗値を５１ｋΩ、第２の抵抗Ｒ１４の抵抗値を５１ｋΩと選定することにより、カットオフ周波数を実測で約５ｋＨｚとなるように設定した、以下同じ）よりも高い場合には、ドレイン端子からソース端子へ電流を流す所定のゲート電圧を出力し、交流電流が所定の周波数よりも低い場合には、ドレイン端子からソース端子へ電流を流さないゲート電圧を出力している。

つまり、スイッチング素子Ｑ２は、整流回路部２２の入力端子から入力される交流電流が所定の周波数（約５ｋＨｚ）よりも低い周波数である場合は、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫからＰＷＭ制御部２５のＧＮＤ端子ＴＧを介して整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５へ電流を流さず、整流回路部２２の入力端子から入力される交流電流が所定の周波数（以下、カットオフ周波数と称し約５ｋＨｚとする）よりも高い周波数である場合は、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫからＰＷＭ制御部２５のＧＮＤ端子ＴＧを介して整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５へ電流を流すことを可能としている。

その結果、一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数が所定の周波数よりも低い場合（例えば、グロースタータ式又はラピッドスタート式の安定器から入力された場合）には、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５により所定の周波数よりも高い周波数のパルス駆動でＰＷＭ制御され、パルス波（三角波）となる。

一方、一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数が所定の周波数よりも高い場合（例えば、インバータ式の安定器から入力された場合）には、ＰＷＭ制御部２５は、バイパス回路部２６によりバイパス（迂回）されるため、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５によるＰＷＭ制御がなされず、整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５へそのまま流れる。

そのため、一対の入力端子部に入力された高い周波数の交流電流は、整流回路部２２、平滑回路部２３及びＬＥＤ発光部２４を通過するだけであるため、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、一対の入力端子部に入力される交流電流が全波整流により直流化された波形となる（例えば、図１２（ｅ）参照）。

また、電流検出部３１は、抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１のＲＣ並列回路から構成されている。電流検出部３１は、バイパス回路部２６におけるスイッチング素子Ｑ２がオン状態となる場合に、スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子からソース端子へ流れる電流の大きさを検出する。すなわち、電流検出部３１は、一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数が所定の周波数よりも高くなるような場合、例えば安定器がインバータ式である場合に、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉを検出する。本実施の形態では、電流検出部３１は、自身に流れる電流値に応じた検出信号（直流電圧）をインダクタンス可変制御部３２に出力する。

さらに、インダクタンス可変制御部３２は、マイクロプロセッサを含み、電流検出部３１によって検出された電流の大きさに応じて（すなわち、電流検出部３１からの直流電圧の大きさに応じて）、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値を制御する。

例えば、図４（ａ）に示すように、可変インダクタンス部Ｌ５０は、直列に接続されたインダクタＬ５１とインダクタＬ５２と、インダクタＬ５１，Ｌ５２それぞれに並列に接続されたスイッチ素子３２ａ，３２ｂとを有している。一方、図４（ｂ）に示すように、可変インダクタンス部Ｌ６０は、直列に接続されたインダクタＬ５１とインダクタＬ５２と、インダクタＬ５１，Ｌ５２の直列回路の両端に並列に接続されたスイッチ素子３２ｃとを有している。なお、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０には、例えば、摺動式インダクタ、マグアンプ等が適用されてもよい。

インダクタンス可変制御部３２は、スイッチ素子３２ａ，３２ｂ，３２ｃをオン／オフ制御することによって、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値を可変することができる。例えば、図５及び図６に示すように、インダクタンス可変制御部３２は、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさが所定の範囲（Ｌ値非可変領域）内である場合には、パターン２のようにスイッチ素子３２ａをオン状態としスイッチ素子３２ｂ及び３２ｃをオフ状態とすることにより、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値をインダクタＬ５２，Ｌ６１，Ｌ６２の総和インダクタンス値に設定する。

一方、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさが所定の範囲より小さい場合（Ｌ値可変（降下）領域内にある場合）には、パターン３のようにスイッチ素子３２ａ〜３２ｃ全てをオン状態とすることにより、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値を小さく可変する。すると、定電力制御型のインバータ式安定器の出力電圧が小さくなり、出力電流が大きくなる。すなわち、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉを大きくできるため、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさを所定の範囲内に安定化することができる。

また、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさが所定の範囲より大きい場合（Ｌ値可変（上昇）領域内にある場合）には、パターン１のようにスイッチ素子３２ａ〜３２ｃ全てをオフ状態とすることにより、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値を大きく可変する。すると、定電力制御型のインバータ式安定器の出力電圧が大きくなり、出力電流が小さくなる。すなわち、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉを小さくできるため、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさを所定の範囲内に安定化することができる。

一方、インダクタンス可変制御部３２は、電流検出部３１により検出された電流の大きさが所定の上限値を上回った場合（回路遮断領域内の場合）には、回路遮断部３３を制御し、一対の入力端子部から整流回路部２２へ流れる交流電流を遮断させる（過電流保護）。また、インダクタンス可変制御部３２は、電流検出部３１により検出された電流の大きさが所定の下限値を下回った場合（回路遮断領域内の場合）には、回路遮断部３３を制御し、一対の入力端子部から整流回路部２２へ流れる交流電流を遮断させる（何らかの電流異常保護）。

なお、本実施の形態では、電流検出部３１は、閾値素子３４の両端が短絡された後に電流検出を行う。例えば、定電力制御型のインバータ式安定器の種類によっては、出力開始時に、蛍光ランプの状態把握（例えば、負荷側に蛍光ランプが装着されているか否かのチェック）のため、あらかじめ出力電圧を定格値よりも低めに設定し、適切な光量の得られないわずかな電流を流してそのときの出力電流の大きさを監視した後に出力電圧を所定の範囲まで上げてから定電力制御を行うものがある。しかしながら、本実施の形態では、一対の入力端子部に外部から所定の閾値を超える交流電流が入力されてから所定時間経過後に閾値素子３４の両端が短絡され、閾値素子３４の両端短絡後のＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさに応じて可変インダクタンス部のインダクタンス値が可変されるので、この種のインバータ式安定器であっても、検出すべきＬＥＤ発光部を流れる電流（通常の点灯状態での電流）のみを検出し、誤った制御を防止することができる。

次に、図７を参照して、安定器が定電力制御型のインバータ式である場合のＬＥＤランプの電流制御方法を説明する。

まず、初期設定として、インダクタンス可変制御部３２によって、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値をパターン２に設定する（ステップＳ０１）。

次に、定電力制御型のインバータ式安定器から一対の入力端子部に所定の閾値を超える交流電流が入力されて所定の時間を経過すると、閾値素子３４の両端が短絡され、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０及び整流回路部２２に通常の点灯が可能な交流電流が流れる。すると、安定器がインバータ式であり、交流電流の周波数が所定の周波数よりも高いので、バイパス回路部２６におけるスイッチング素子Ｑ２がオン状態となり、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０を介して整流回路部２２に流れてこの整流回路部２２によって整流された電流がＬＥＤ発光部２４に供給される（ステップＳ０２）。このとき、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５によりＰＷＭ制御されず、及び、平滑回路部２３により平滑化されない（バイパスされる）。

次に、電流検出部３１によって、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさを検出する（ステップＳ０３）。電流検出部３１によって検出された電流の大きさが所定の範囲（図６に示すＬ値非可変領域）内にある場合、インダクタンス可変制御部３２は、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値をパターン２のまま不変とする（ステップＳ０４）。

しかし、電流検出部３１によって検出された電流の大きさが所定の範囲より小さい場合（図６に示すＬ値可変（降下）領域内の場合）、インダクタンス可変制御部３２によって、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値がパターン３に設定され、総和インダクタンス値が小さく可変される。すると、定電力制御型のインバータ式安定器の出力電圧が小さくなり、出力電流が大きくなる。すなわち、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉを大きくできるため、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさが所定の範囲内に安定化される（ステップＳ０４）。

一方、電流検出部３１によって検出された電流の大きさが所定の範囲より大きい場合（図６に示すＬ値可変（上昇）領域内の場合）、インダクタンス可変制御部３２によって、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値がパターン１に設定され、総和インダクタンス値が大きく可変される。すると、定電力制御型のインバータ式安定器の出力電圧が大きくなり、出力電流が小さくなる。すなわち、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉを小さくできるため、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉの大きさが所定の範囲内に安定化される（ステップＳ０４）。

なお、電流検出部３１によって検出された電流の大きさが所定の上限値を上回った場合（図６に示す回路遮断領域内の場合）には、インダクタンス可変制御部３２によって回路遮断部３３を制御し、一対の入力端子部から整流回路部２２に流れる交流電流が遮断される（過電流保護）。また、電流検出部３１によって検出された電流の大きさが所定の下限値を下回った場合（図６に示す回路遮断領域内の場合）には、インダクタンス可変制御部３２によって回路遮断部３３を制御し、一対の入力端子部から整流回路部２２に流れる交流電流が遮断される（何らかの電流異常保護）。

次に、図８及び図９を参照し、安定器１２が定電力制御型のインバータ式安定器であり、この安定器１２でＬＥＤランプ２０を点灯させ、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの大きさに応じて可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０のインダクタンス値を変化させたときのＬＥＤランプ２０の入力電圧ＶｉｎとＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの観測波形を説明する。

なお、図８と図９とでは、異なる種別の定電力制御型のインバータ式安定器を用いて同様の観測を行った。図８（ａ）及び図９（ａ）は、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値が１００μＨであるときのＬＥＤランプ２０の入力電圧Ｖｉｎを観測したものであって、縦軸は５０Ｖ／ｄｉｖに相当する。また、図８（ｂ）及び図９（ｂ）は、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値が１００μＨであるときのＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉを観測したものであって、縦軸は２００ｍＡ／ｄｉｖに相当する。一方、図８（ｃ）及び図９（ｃ）は、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値が４００μＨであるときのＬＥＤランプ２０の入力電圧Ｖｉｎを観測したものであって、縦軸は５０Ｖ／ｄｉｖに相当する。また、図８（ｄ）及び図９（ｄ）は、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値が４００μＨであるときのＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉを観測したものであって、縦軸は２００ｍＡ／ｄｉｖに相当する。

なお、電流検出部３１における抵抗Ｒ３１の抵抗値は１Ωであり、その両端電圧が３９０ｍＶであるとき、すなわち、ＬＥＤ発光部２４に流れる電流の大きさが３９０ｍＡであるときを閾値として、それを超える場合に可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値が１００μＨ（パターン２）から４００μＨ（パターン１）に切り替えられるように設定した。

図８及び図９によれば、可変インダクタンス部Ｌ５０，Ｌ６０の総和インダクタンス値を１００μＨから４００μＨに大きく変化させることにより、インバータ式安定器の出力電圧が大きくなり、出力電流が小さく制御されて、所定の範囲（Ｌ値非可変領域）内の３９０ｍＡ以下に安定化されたことが観測された。

次に、図１０〜図１２を参照し、安定器１２の各方式に応じて、一対の入力端子部（入力端子部２０ａと入力端子部２０ｃとの間）の入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１、集積回路ＩＣ１の＃２ピンである電流センサ端子電圧Ｖｃｓ、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２、及びＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの各観測波形を説明する。

なお、ゲート端子の電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２及び電流センサ端子電圧Ｖｃｓは、いずれもＰＷＭ制御部２５のＧＮＤ端子ＴＧを基準（グランドレベル）として計測したものである。

また、図１０（ｅ）、図１１（ｅ）、図１２（ｅ）に示したＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＬＥＤ発光部２４（合計９０個のＬＥＤ）を流れる合計電流を挿入抵抗（１Ω）に流し、その抵抗にかかる電圧降下分を観測したものであって、図１０（ｅ）と図１１（ｅ）の縦軸は５００ｍＡ／ｄｉｖに相当し、図１２（ｅ）の縦軸は２００ｍＡ／ｄｉｖに相当する。

まず、図１０（ａ）〜（ｅ）は、安定器１２としてグロースタータ式（２次電圧２００Ｖ／２次電流０．４２Ａ）を用いた場合であって、図１０（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形を示し、図１０（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１の波形を示し、図１０（ｃ）は集積回路ＩＣ１の電流センサ端子電圧Ｖｃｓの波形を示し、図１０（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２の波形を示し、図１０（ｅ）は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの波形を示している。

まず、図１０（ａ）で示したように、入力電圧Ｖｉｎの波形の周波数としては商用周波数である６０．１Ｈｚが観測されている。

この周波数は約５ｋＨｚに設定したカットオフ周波数より低いため、ＰＷＭ制御部２５の集積回路ＩＣ１のパルス駆動により、図１０（ｂ）で示したように実測では発振周期ｔ_ＯＳＣ（μｓ）が約２２．７８（μｓ）であるスイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１が出力されている。

ここで、スイッチング素子Ｑ１は、ゲート端子に、ハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）とローレベル（約０Ｖ）の電圧が約３３％のデューティ比で交互に入力されて、周波数約４３．９ｋＨｚでパルス駆動されている。

これは、図１０（ｃ）で示したように、電流センサ端子電圧Ｖｃｓが約ＤＣ２５０ｍＶに到達するまでは、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）の電圧を出力し、電流センサ端子電圧Ｖｃｓが約ＤＣ２５０ｍＶに到達すれば、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にローレベル（約０Ｖ）の電圧を出力する集積回路ＩＣ１のＰＷＭ制御の動作によるものである。

ここで、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）の電圧が入力されてスイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、抵抗Ｒ３〜Ｒ５に電流が流れるためＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉがリニアに上昇するが、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にローレベル（約０Ｖ）の電圧が入力されるとスイッチング素子Ｑ１がオフ状態となるため、電流センサ端子電圧Ｖｃｓはグランドレベル（０Ｖ）に降下する。

一方、入力電圧Ｖｉｎの波形の周波数は、約５ｋＨｚに設定したカットオフ周波数より低いため、前述したハイパスフィルタ回路によりスイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、図１０（ｄ）で示したように約ＤＣ５０ｍＶしか入力されず、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態になるため、ドレイン端子からソース端子へ電流が流れない。

従って、図１０（ｅ）で示したように、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１と同期して流れ、スイッチング素子Ｑ１がオン状態で上昇し、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で下降を始める（チョークコイルＬ１〜Ｌ４による逆起電力により電流ｉはすぐには０Ａには下がらない）。

すなわち、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、図１０（ｂ）で示したようにＰＷＭ制御部２５の周波数約４３．９ｋＨｚのパルス駆動によりＰＷＭ制御される。

その結果、図１０（ｅ）に示したように、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、周波数測定ではカットオフ周波数である５ｋＨｚよりも高い４３．７ｋＨｚのパルス状（三角波）に出力され、実効値（ＲＭＳ値）測定では約１９２．２ｍＡと観測された。

次に、図１１（ａ）〜（ｅ）は、安定器１２としてラピッドスタート式（２次電圧１９０Ｖ／２次電流０．４２Ａ）を用いた場合であって、図１１（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形を示し、図１１（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１の波形を示し、図１１（ｃ）は、集積回路ＩＣ１の電流センサ端子電圧Ｖｃｓの波形を示し、図１１（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２の波形を示し、図１１（ｅ）は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの波形を示している。

まず、図１１（ａ）で示したように、入力電圧Ｖｉｎの波形の周波数としては６０．１Ｈｚが観測されている。

この周波数は約５ｋＨｚに設定したカットオフ周波数より低いため、ＰＷＭ制御部２５の集積回路ＩＣ１のパルス駆動により、図１１（ｂ）で示したように実測では発振周期ｔ_ＯＳＣ（μｓ）が約２２．７８（μｓ）であるスイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１が出力されている。

ここで、スイッチング素子Ｑ１は、ゲート端子に、ハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）とローレベル（約０Ｖ）の電圧が約４３％のデューティ比で交互に入力されて、周波数約４３．９ｋＨｚでパルス駆動されている。

これは、図１１（ｃ）で示したように、電流センサ端子電圧Ｖｃｓが約ＤＣ２５０ｍＶに到達するまでは、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）の電圧を出力し、電流センサ端子電圧Ｖｃｓが約ＤＣ２５０ｍＶに到達すれば、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にローレベル（約０Ｖ）の電圧を出力する集積回路ＩＣ１のＰＷＭ制御の動作によるものである。

ここで、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）の電圧が入力されてスイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、抵抗Ｒ３〜Ｒ５に電流が流れるためＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉがリニアに上昇するが、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にローレベル（約０Ｖ）の電圧が入力されるとスイッチング素子Ｑ１がオフ状態となるため、電流センサ端子電圧Ｖｃｓはグランドレベル（０Ｖ）に降下する。

一方、入力電圧Ｖｉｎの波形の周波数は、約５ｋＨｚに設定したカットオフ周波数より低いため、前述したハイパスフィルタ回路によりスイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、図１１（ｄ）で示したように約ＤＣ５０ｍＶしか入力されず、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態になるため、ドレイン端子からソース端子へ電流が流れない。

従って、図１１（ｅ）で示したように、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１と同期して流れ、スイッチング素子Ｑ１がオン状態で上昇し、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で下降を始める（チョークコイルＬ１〜Ｌ４による逆起電力により電流ｉはすぐに０Ａには下がらない）。

すなわち、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、図１１（ｂ）で示したようにＰＷＭ制御部２５の周波数約４３．９ｋＨｚのパルス駆動によりＰＷＭ制御される。

その結果、図１１（ｅ）に示したように、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、周波数測定ではカットオフ周波数である５ｋＨｚよりも高い４３．６ｋＨｚのパルス状（三角波）に出力され、実効値（ＲＭＳ値）測定では約１９５．７ｍＡと観測された。

最後に、図１２（ａ）〜（ｅ）は、安定器１２としてインバータ式（無負荷時２次電圧２８０Ｖ／２次電流０．２２５Ａ）を用いた場合であって、図１２（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形を示し、図１２（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１の波形を示し、図１２（ｃ）は、集積回路ＩＣ１の電流センサ端子電圧Ｖｃｓの波形を示し、図１２（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧Ｖｇ２の波形を示し、図１２（ｅ）は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの波形を示している。

まず、図１２（ａ）で示したように、入力電圧Ｖｉｎの波形においては、周期ｔ１が約１３．７（μｓ）となり、周波数として７３．０ｋＨｚが観測されている。

この周波数は、約５ｋＨｚに設定したカットオフ周波数より高いため、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、図１２（ｄ）で示したようにハイレベル（約ＤＣ１４Ｖ）の電圧Ｖｇ２が入力されるため、スイッチング素子Ｑ２は常にオン状態となる。

しかしながら、ＬＥＤ発光部２４を流れた電流ｉは、前述したように抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５が端子Ｔ９と端子ＴＧとの間に並列接続されているため、ＰＷＭ制御部２５には殆ど流れることなく、ＬＥＤ発光部２４のカソード側端子ＴＫからＰＷＭ制御部２５のＧＮＤ端子ＴＧを介して整流回路部２２のグランド側出力端子Ｔ５へ直接流れる。

その結果、抵抗Ｒ３〜Ｒ５には電流ｉが流れないため、電流センサ端子電圧Ｖｃｓが、図１２（ｃ）で示したようにグランドレベル（０Ｖ）で一定であるため、図１２（ｂ）で示したように駆動パルスのデューティ比が１００％となり、ＰＷＭ制御部２５におけるスイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧Ｖｇ１は常にハイレベル（約ＤＣ７．５Ｖ）であり、スイッチング素子Ｑ１はオン状態である。

したがって、ＰＷＭ制御部２５は、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉのＰＷＭ制御を行わない。

そして、図１２（ｅ）で示したように、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５によりＰＷＭ制御されることなく、入力電圧Ｖｉｎが全波整流された波形となり実効値（ＲＭＳ値）測定では約１９９．３ｍＡと観測された。

また、ＰＷＭ制御部２５のパルス駆動によるＰＷＭ制御がなされないため、直流に重畳するリップル電圧波形分の周期ｔ２が約６．９（μｓ）となり、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの周波数は、入力電圧Ｖｉｎの周波数の２倍の約１４５．４ｋＨｚと観測された。

したがって、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉのリップル電圧波形分の周波数は、全波整流により、入力電圧Ｖｉｎの波形の周波数の約２倍の周波数になっていることが確認できた。

以上の観測により、照明装置１０の安定器１２がグロースタータ式、ラピッドスタート式又はインバータ式いずれの点灯方式であっても、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉの実行値（ＲＭＳ値）として１９０ｍＡ〜２００ｍＡが実測定で得られ、照明用として点灯させることができることを確認した。

同時に、安定器１２がグロースタータ式やラピッドスタート式の場合であれば、入力電圧Ｖｉｎの周波数は、約６０Ｈｚであるため、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、ＰＷＭ制御部２５によりカットオフ周波数の５ｋＨｚよりも高い約４３．６〜４３．７ｋＨｚの周波数のパルス駆動によりＰＷＭ制御されることも確認した。

一方、安定器１２がインバータ式の場合であれば、入力電圧Ｖｉｎの周波数は、カットオフ周波数の５ｋＨｚよりも高い約７３．０ｋＨｚであるため、ＬＥＤ発光部２４を流れる電流ｉは、約１４５．４ｋＨｚとＰＷＭ制御部２５のパルス駆動によるＰＷＭ制御はなされていないことを確認した。

なお、本発明の技術的範囲は、上述したいずれかの実施の形態に限定されるものでなく、請求項に示した範囲で種々の変形が可能であり、かつ、異なる実施の形態にそれぞれ開示された技術的な手段を適宜組み合わせて得られるような実施の形態の変形例についても本発明の技術的範囲に含まれるものとする。

例えば、本実施の形態では、蛍光ランプ用点灯装置の安定器がグロースタータ式、ラピッドスタート式又はインバータ式のいずれの点灯方式であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、パルス駆動によるＰＷＭ制御により点灯可能な照明用として点灯させることができるように、ＰＷＭ制御部２５、平滑回路部２３及びバイパス回路部２６を備える形態を例示したが、変形例の１つである図１３に示すように、ＬＥＤランプ２００は、図１に示したＰＷＭ制御部２５、平滑回路部２３及びバイパス回路部２６を備えない形態であってもよい。なお、図１３では、図１で示した構成要素と同じ機能を有する要素について同一の符号を付している。

ここで、ＬＥＤランプ２００は、ＰＷＭ制御部２５、平滑回路部２３及びバイパス回路部２６を備えない形態であるため、一対の入力端子部に入力される交流電流の周波数に応じてパルス駆動によるＰＷＭ制御を行うことができないため、グロースタータ式、ラピッドスタート式の安定器に装着された場合には高い周波数のパルス駆動によるＰＷＭ制御を行えないが、インバータ式の安定器に装着された場合には前述した様にＬＥＤ発光部２４に流れる電流ｉを所定の範囲に安定化することができる。

また、一対の入力端子部とは、少なくとも一対の入力端子部を含むことの意味であって、例えば直管型蛍光ランプの両端部の端子のように合計４つ（片側２つずつ）の入力端子部がある場合には、少なくともそのうちの２つの入力端子部（片側から２端子でもよいし、両側から２端子のいずれでもよい）に外部の交流電流が入力されるものであればよい。

また、本実施の形態の説明においては、ある２端子間において別の端子を介して単に配線で接続されている場合は、配線抵抗等を無視し、その２端子間は直接接続されている（同電位である）ものと見なし説明している。

また、一対の入力端子部に入力される交流電流の周波数を峻別する所定の周波数は、安定器がグロースタータ式やラピッドスタート式の場合の商用周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）と、インバータ式の場合の高い周波数（約２０〜１００ｋＨｚ）と、を峻別できる周波数（カットオフ周波数）として約５ｋＨｚが好ましいが、６５Ｈｚよりも大きく、２０ｋＨｚよりも小さい周波数の範囲において、ハイパスフィルタ回路の回路定数を変更することにより所望の周波数となるように適宜設定すればよい。

同様に、ＰＷＭ制御部によるパルス駆動の周波数やデューティ比は、ＬＥＤ発光部を流れる電流（照度）やＰＷＭ制御部のスイッチング素子の発熱などを考慮し、集積回路ＩＣ１のスペック範囲内で各ピンに接続された抵抗や駆動電圧等を適宜設定することにより設定されればよい。

特に、参照に用いた回路図における回路構成や回路定数については、本発明の所期の目的を達成し且つ所望の効果が得られれば、上記実施の形態の説明において明示されていなくても、本発明の技術的範囲に含まれる範囲で適宜選択すればよい。

次に、図１４（ａ）と（ｂ）を参照して、ＬＥＤランプ２０と同じ構成であるＬＥＤランプ５０とＬＥＤランプ６０を直列接続して直列ラピッド式安定器に装着し点灯させた場合について説明する。

まず、図１４（ａ）で示したように、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７とグランド側出力端子Ｔ５との間において、複数の抵抗Ｒ２０、抵抗Ｒ２１、ツェナーダイオードＤ２０及び抵抗Ｒ２２を直列接続し、抵抗Ｒ２２に分圧された直流電圧（約ＤＣ２５０ｍＶよりも小さく、高電圧（ＨＶ）の大きさと比例する電圧）を、集積回路ＩＣ１の＃７ピンに入力すれば、一対の入力端子部に入力される電圧の大きさに応じて比例的にスレッシュホールド電圧を可変させることもできる。

例えば、抵抗Ｒ２０の抵抗値として１ＭΩ、抵抗Ｒ２１の抵抗値として１ＭΩ、ツェナーダイオードＤ２０のツェナー電圧として５１Ｖ、抵抗Ｒ２２の抵抗値として３．６５ｋΩ、コンデンサＣ２０の容量として１μＦを選択すれば、高電圧（ＨＶ）側出力端子Ｔ７に１６５Ｖが出力された場合に集積回路ＩＣ１の＃７ピンには実測で約２１５ｍＶが入力される。

このように、一対の入力端子部に入力される電圧と、ＰＷＭ制御されるＬＥＤ発光部を流れる電流が、比例的に増減する関係となるため、一対の入力端子部側からみたＬＥＤランプ全体の入力インピーダンスが正性化（入力電圧が大きくなるにつれて流れる電流も比例的に増大すること）される。

したがって、図１４（ｂ）で示したように、直列ラピッド式安定器において本実施の形態によるＬＥＤランプ２０と同じ構成であるＬＥＤランプ５０とＬＥＤランプ６０を直列接続した場合であっても、それぞれの入力インピーダンスに応じて直列ラピッド式安定器から入力される電圧が比例配分されるため、両者に同じ駆動電流を流すことが容易となり、本実施の形態におけるＬＥＤランプの直列接続も可能となる。

以上のように、本発明のＬＥＤランプ、そのＬＥＤランプを含む照明装置、及び、ＬＥＤランプの電流制御方法によれば、蛍光ランプ用点灯装置の安定器が定電力制御型のインバータ式であっても、従前に装着されていた蛍光ランプ（ＬＥＤランプでもよい）と交換すれば、ＬＥＤ発光部に流れる電流の大きさを所定の範囲に安定化可能なＬＥＤランプ、そのＬＥＤを含む照明装置、及び、ＬＥＤランプの電流制御方法としての用途に適用することができる。

１０、１００ 照明装置
１１ プラグ
１２ 安定器
２０、５０、６０、２００ ＬＥＤランプ
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ 入力端子部
２１ 保護回路部
２２ 整流回路部
２３ 平滑回路部
２４ ＬＥＤ発光部
２５ ＰＷＭ制御部
２６ バイパス回路部
３１ 電流検出部
Ｒ３１ 抵抗
Ｃ３１ コンデンサ
３２ インダクタンス可変制御部
３３ 回路遮断部
３４ 閾値素子
Ｄ３４ａ、Ｄ３４ｂ ツェナーダイオード
ＲＹ３４ リレー
Ｌ５０、Ｌ６０ 可変インダクタンス部
Ｌ５１、Ｌ５２、Ｌ６１，Ｌ６２ インダクタ
３２ａ、３２ｂ、３２ｃ スイッチ素子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２０ コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５ 電解コンデンサ
Ｃ６ 第１のコンデンサ
Ｃ７ 第２のコンデンサ
Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７ ダイオード
Ｄ８ 第２のダイオード
Ｄ９ 第１のダイオード
Ｄ１、Ｄ１０、Ｄ２０ ツェナーダイオード
Ｚ９、Ｚ１０、Ｚ１１、Ｚ１２ 入力回路部
ＨＶ 高電圧
Ｆ１ ヒューズ
ＩＣ１ 集積回路
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４ チョークコイル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ２２ 抵抗
Ｒ１３ 第１の抵抗
Ｒ１４ 第２の抵抗
Ｒ_Ｔ 抵抗値
ＳＡ１ ２極放電管
ＳＡ２ バリスタ
Ｓ０１、Ｓ０２、Ｓ０３、Ｓ０４ ステップ
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ６、Ｔ８、Ｔ９、Ｔ１１、Ｔ１２ 端子
Ｔ５ グランド側出力端子
Ｔ７ 高電圧（ＨＶ）側出力端子
ＴＡ アノード側端子
ＴＫ カソード側端子
ＴＧ ＧＮＤ端子
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｃｓ 電流センサ端子電圧
Ｖｇ１ スイッチング素子Ｑ１のゲート端子の電圧
Ｖｇ２ スイッチング素子Ｑ２のゲート端子の電圧
ｉ ＬＥＤ発光部を流れる電流
ｔ_ＯＳＣ 発振周期
ｔ１、ｔ２ 周期

Claims (6)

1. 一対の入力端子部と、外部から前記一対の入力端子部に入力される交流電流を直流電流に整流する整流回路部と、前記整流回路部から出力される直流電流の通電により発光するＬＥＤ発光部と、を含むＬＥＤランプであって、
   前記一対の入力端子部と前記整流回路部との間の回路において、前記一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から前記整流回路部を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を流すための可変インダクタンス部と、
   前記整流回路部と前記ＬＥＤ発光部との間の回路において、前記ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを検出する電流検出部と、
   前記電流検出部により検出された直流電流の大きさに応じて前記可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変するためのインダクタンス可変制御部と、
   を有することを特徴とするＬＥＤランプ。
2. 前記一対の入力端子部と前記整流回路部との間の回路において、前記一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から前記整流回路部を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を流すための閾値素子が設けられ、
   その閾値素子は、前記一対の入力端子部に外部から所定の閾値を超える交流電流が入力されてから所定の時間を経過した後にその両端が短絡され、
   前記インダクタンス可変制御部は、前記閾値素子の両端が短絡された後に検出された直流電流の大きさに応じて前記可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１記載のＬＥＤランプ。
3. 前記一対の入力端子部と前記整流回路部との間の回路において、前記一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から前記整流回路部を通過して他方の入力端子部へ流れる交流電流を遮断できる回路遮断部が設けられ、
   その回路遮断部は、前記電流検出部により検出された直流電流の大きさが所定の上限値を上回った場合または所定の下限値を下回った場合に、前記交流電流を遮断することを特徴とする請求項１または２記載のＬＥＤランプ。
4. 前記整流回路部と前記ＬＥＤ発光部との間の回路において、前記ＬＥＤ発光部に流す電流をデューティ比に基づいてＰＷＭ制御できるＰＷＭ制御部が設けられ、
   そのＰＷＭ制御部は、前記一対の入力端子部に入力される外部の交流電流の周波数に応じて、前記ＬＥＤ発光部に流れる電流の前記ＰＷＭ制御を行う場合と、前記ＬＥＤ発光部に流れる電流の前記ＰＷＭ制御を行わない場合と、に切り替えられ、
   前記ＰＷＭ制御部がＰＷＭ制御を行わない場合において、前記電流検出部は前記ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを検出し、その直流電流の大きさに応じて、前記インダクタンス可変制御部は前記可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１から３いずれか１項に記載のＬＥＤランプ。
5. 請求項１から４いずれか１項に記載のＬＥＤランプを含むことを特徴とする照明装置。
6. 一対の入力端子部と、外部から前記一対の入力端子部に入力される交流電流を直流電流に整流する整流回路部と、前記整流回路部から出力される直流電流の通電により発光するＬＥＤ発光部と、を含むＬＥＤランプの電流制御方法であって、
   前記一対の入力端子部と前記整流回路部との間の回路において、前記一対の入力端子部のいずれか一方の入力端子部から可変インダクタンス部を介して前記整流回路部を通過させて他方の入力端子部へ交流電流を流す段階と、
   前記整流回路部と前記ＬＥＤ発光部との間の回路において、前記ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを検出する段階と、
   前記検出された直流電流の大きさに応じて前記可変インダクタンス部のインダクタンス値を可変する段階と、を含み、
   前記ＬＥＤ発光部に流れる直流電流の大きさを所定の範囲内となるように制御することを特徴とするＬＥＤランプの電流制御方法。