JP5319606B2

JP5319606B2 - 点灯装置

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Publication number: JP5319606B2
Application number: JP2010120808A
Authority: JP
Inventors: 盛幸大畠; 昇川浦
Original assignee: 株式会社エスアイエレクトロニクス
Priority date: 2010-05-26
Filing date: 2010-05-26
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2030-05-26
Also published as: JP2011249123A

Description

本発明は、発光手段が断線もしくは取り外されたときに負荷接続端に高共振電圧が出力することを防止する保護回路部を備えた点灯装置に関するものである。

近年、省エネルギーの機運が高まり、発光効率が高く長寿命な発光ダイオード（ＬＥＤ）素子を利用した光源が注目を集めている。また、現在一般に広く普及し比較的発光効率の高い発光手段である蛍光灯には水銀が使用されており、環境問題の点からもＬＥＤ光源は有望視されている。尚、ＬＥＤ素子は定電流駆動が望ましい素子であり、ＬＥＤ素子を用いたＬＥＤ照明の普及のためには、簡単な回路で定電流駆動できる方式が必要となる。

ＬＥＤ素子の駆動方式には各種の方式があるが基本的且つ代表的なものに、図９（ａ）に示すような、定電圧駆動による点灯方式がある。図９（ａ）に示す定電圧駆動のＬＥＤ点灯装置は、例えば商用電源である電源１０からの交流電力を整流部２２で整流して、アクティブフィルタ回路２で昇圧した後、定電圧スイッチングレギュレータ４によって複数のＬＥＤ素子７２が直列に接続されたＬＥＤモジュール６８を定電圧で駆動点灯する。この駆動回路の利点は負荷としてのＬＥＤモジュール６８を複数並列接続できる点である。しかしながら個々のＬＥＤ素子７２の順方向電圧にはバラツキがあるため、各ＬＥＤモジュール６８毎に電流制限用の抵抗素子Ｒが必要となる。電流制限用の抵抗素子Ｒはそれ自体が効率の低下を引き起こすから、この抵抗素子Ｒの存在が高効率というＬＥＤ素子７２のメリットを損なうこととなる。

この点を改善するため、図９（ｂ）に示すような、定電流スイッチングレギュレータ６を用いた定電流駆動方式のＬＥＤ点灯装置が実用化されている。図９（ｂ）に示す定電流駆動のＬＥＤ点灯装置は、個々のＬＥＤモジュール６９の総順方向電圧に依存せず定電流スイッチングレギュレータ６により制御された定電流によりＬＥＤモジュール６９を駆動する。従って、電流制限用の抵抗素子Ｒが不要であり高効率のＬＥＤ素子７２を使用するメリットを十分に引き出すことができる。しかしながら、図９（ｂ）に示す定電流駆動方式のＬＥＤ点灯装置では、各々のＬＥＤモジュール６９に対して定電流スイッチングレギュレータ６が必要となりコスト高であるという問題点がある。

この問題点に対し、下記［特許文献１］では蛍光灯インバータで多く採用されているＬＣ共振方式による部品点数の少ない定電流駆動のＬＥＤ点灯装置に関する発明が開示されている。

特開２０１０−８６９４３号公報

しかしながら、［特許文献１］のようなＬＣ共振方式のＬＥＤ点灯装置では、ＬＣ共振回路部を構成する共振用コンデンサ素子と並列にＬＥＤモジュールを接続する。これに対して、蛍光灯用のＬＣ共振方式の点灯装置では、ＬＣ共振回路部を構成する共振用インダクタ素子と共振用コンデンサ素子とが蛍光灯の２個のフィラメントを介して直列に接続する。従って、蛍光灯用のＬＣ共振方式の点灯装置では蛍光灯のフィラメントがヒューズ代わりに機能して、蛍光灯が破損もしくは取り外されればＬＣ共振回路部のＬＣ共振は停止して負荷接続端に高共振電圧が出力することはない。しかしながら、ＬＣ共振方式のＬＥＤ点灯装置ではＬＥＤモジュールと共振用コンデンサ素子とを並列に接続するため、ＬＥＤモジュールが破損して断線したり取り外されたりして無負荷となった場合、ＬＥＤモジュールを接続する負荷接続端や断線部分に高共振電圧が出力することとなる。

従って、ＬＣ共振方式によるＬＥＤ点灯装置では負荷接続端間が無負荷となった時に動作する安全性、信頼性の高い保護回路が必要となる。この点、［特許文献１］では保護回路の必要性については言及されているもののその具体的な構成に関しては明記されていない。

一般的な保護回路としては、負荷即ちＬＥＤモジュールが無負荷となった時に点灯装置そのものを停止させるものが多い。この一例として、負荷接続端間が無負荷となった時に高周波出力部の発振を停止させる方法が挙げられる。この例のような方法は、発光手段が単灯の場合、もしくは点灯装置と発光手段とが一体型で切り離しが利かないものの場合、その目的を十分に果たすことができる。

しかしながら、発光手段を複数接続可能な多灯用の点灯装置の場合、一つの発光手段に異常が生じ保護回路が作動したとしても、他の正常な発光手段は通常通り発光し続けることが要求される。また、ユーザの意向によって、一部の発光手段を取り外して使用する場合も考えられる。よって、上記の点灯装置そのものを停止させる保護回路は複数の発光手段を点灯させる多灯用の点灯装置には不向きである。また、発光手段が無負荷となった場合に、動作周波数を切り替えて無負荷時における負荷接続端の出力電圧を下げる保護回路も蛍光灯用の点灯装置で多く用いられているが、この保護回路も他の正常な発光手段の動作特性に影響を与えるため多灯用には実用的ではない。さらに、負荷接続端の数だけ出力手段を備え個別に制御する方法もあるが、部品点数が増加しコスト増を引き起こす。

このため、多灯用の点灯装置では出力手段を共通として発光手段それぞれに独立して動作する保護回路を設置することが好ましい。

また、発光手段の無負荷を検出する手法としては、発光手段の出力経路上に負荷と直列に負荷検出用抵抗を挿入し、その負荷検出用抵抗の両端電圧の変化により検出する方法が一般的である。しかしながら、発光手段がＬＥＤモジュールの場合、この負荷検出用抵抗が図９（ａ）の抵抗素子Ｒと同様に効率低下を引き起こし、ＬＥＤモジュールを光源として採用するメリットを損なうという問題点がある。

さらに、多灯用の点灯装置では異常の生じた発光手段を交換した時に、直ちに交換した発光手段が点灯することが好ましい。このためには、負荷が再接続された場合に、直ちに正常な点灯動作を再開させる必要がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、無負荷となった時に負荷接続端に生じる高共振電圧を抑制するＬＥＤ光源に好適な保護回路部を備えたＬＣ共振方式の点灯装置を提供することを目的とする。

本発明は、
（１）直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）から供給される直流電流を所定の動作周波数の高周波交流電流に変換して高周波出力端Ａから出力する高周波出力部５０と、当該高周波出力部を制御する発振制御部４０と、複数の発光ダイオード７２が接続された発光ダイオードモジュール７０を接続するための負荷接続端Ｐａ、Ｐｂと、
共振用インダクタ素子Ｌｆと共振用コンデンサ素子Ｃｆとを有し、当該共振用インダクタ素子Ｃｆの一端が前記高周波出力端Ａに接続され他端が一方の負荷接続端Ｐａ及び共振用コンデンサ素子Ｃｆの一端側に接続され、前記共振用コンデンサ素子Ｃｆの他端が一方の直流電源ラインＢ（−）側に接続され、前記高周波出力端Ａの電圧に応じた定電流を負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ側に流下するＬＣ共振回路部３０と、を有する点灯装置において、
前記共振用コンデンサ素子Ｃｆの他端側に設けられ、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が無負荷となったときに前記共振用コンデンサ素子Ｃｆと前記一方の直流電源ラインＢ（−）との接続を開くとともに、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が導通したときに前記共振用コンデンサ素子Ｃｆと前記一方の直流電源ラインＢ（−）との接続を閉じる保護回路部６０を備え、
前記保護回路部６０側の直流電源ラインＢ（−）に直流阻止コンデンサＣｄｃを設けるとともに、
前記保護回路部６０は、電界効果トランジスタ素子Ｑｓと、前記直流阻止コンデンサＣｄｃの電荷を放電するための放電用抵抗素子Ｒａと、を有し、
前記電界効果トランジスタ素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子とを介して前記共振用コンデンサ素子Ｃｆと一方の直流電源ラインＢ（−）とを接続し、さらに前記直流阻止コンデンサＣｄｃの負荷接続端Ｐｂ側に前記電界効果トランジスタ素子Ｑｓのゲート端子を接続することで、前記電界効果トランジスタ素子Ｑｓが前記直流阻止コンデンサＣｄｃの両端間電圧に応じて前記共振用コンデンサ素子Ｃｆと直流電源ラインＢ（−）との開閉を行うことを特徴とする点灯装置８０を提供することにより、上記課題を解決する。
（２）複数の負荷接続端Ｐａ、Ｐｂと、当該負荷接続端Ｐａ、ＰｂのそれぞれにＬＣ共振回路部３０と保護回路部６０とを備え、それぞれの保護回路部６０が独立して動作することを特徴とする上記（１）記載の点灯装置８０を提供することにより、上記課題を解決する。
（３）高周波出力部５０とＬＣ共振回路部３０との間に絶縁トランスＴを備えたことを特徴とする上記（１）又は（２）に記載の点灯装置８０を提供することにより、上記課題を解決する。
（４）電源１０からの交流電力を直流に変換して正負の直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）に出力する直流電源部２０を更に備え、当該直流電源部２０が入力高調波成分の少ない脈流の直流電流を出力することを特徴とする上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の点灯装置８０を提供することにより、上記課題を解決する。
（５）電源１０からの交流電力を直流に変換して正負の直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）に出力する直流電源部２０を更に備え、当該直流電源部２０が電解コンデンサインプット方式もしくはアクティブフィルタ回路を有することを特徴とする上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の点灯装置８０を提供することにより、上記課題を解決する。

本発明の点灯装置は、
負荷接続端が無負荷となった時に、負荷接続端間に高共振電圧が出力することを防止することができる。
さらに、保護回路部の消費電力が少なく発光手段としてのＬＥＤ素子のメリットを損なうことが無い。また、異常の生じた発光手段を交換した際に、直ちに交換した発光手段を点灯させることができる。
さらに、上記（２）の点灯装置は、負荷接続端毎に保護回路部を備えているため、保護回路部が動作していない他の正常な発光手段を通常通り発光させ続けることができる。
さらに、上記（４）の点灯装置は、商用電源からの入力高調波電流を抑制することができる。

本発明に係る第１の形態の点灯装置を示す回路図である。動作周波数と共振電圧の関係を示すグラフである。本発明に適用可能なＬＥＤモジュールの一例を示す図である。本例における素子数と電流値の関係を示すグラフである。本例における直流電源ライン間及び直流阻止コンデンサ間の電圧波形を示す図である。本発明に係る保護回路部の動作を説明する図である。本発明に係る第２の形態の点灯装置を示す回路図である。本発明に係る第３の形態の点灯装置を示す回路図である。従来の点灯装置を示す図である。

本発明に係る点灯装置の実施の形態について図面に基づいて説明する。図１に示す第１の形態の点灯装置８０は、直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）から供給される直流電流を所定の動作周波数の高周波交流電流に変換して高周波出力端Ａから出力する高周波出力部５０と、高周波出力部５０を制御する発振制御部４０と、発光手段を接続するための負荷接続端Ｐａ、Ｐｂと、共振用インダクタ素子Ｌｆと共振用コンデンサ素子Ｃｆとを有するＬＣ共振回路部３０と、保護回路部６０と、有している。尚、図１及び後述の図７、図８に示す点灯装置８０、８０ａ、８０ｂでは、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂを４つ設けそれぞれに発光手段を接続可能としているが、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂの数には特に限定は無い。また、点灯装置８０、８０ａ、８０ｂは単灯式のものに適用しても構わない。ただし、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂを複数設ける場合には、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂのそれぞれに同様のＬＣ共振回路部３０と、保護回路部６０とを設ける必要がある。

電源１０は、点灯装置８０に電力を供給するものであり、商用電源の他、発電機やバッテリなど周知の電源を用いることができる。尚、ここでは電源１０として一般的なＡＣ１００Ｖの商用電源を用い、これに好適な点灯装置８０の例を説明する。よって、電源１０をＡＣ１００Ｖの商用電源以外とする場合には、電源１０の仕様に応じた点灯装置８０の各部の回路設計が必要となる。

直流電源部２０は電源１０が交流電源の場合に、電源１０からの交流電力を直流に変換して正負の直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）に出力するためのものであり、電源１０が直流電源の場合には特に必要ない。そして、本例の直流電源部２０は、電源１０からの１００Ｖの交流電力を整流部２２で全波整流した後、コンデンサ素子Ｃａを介し、所定の直流電力として直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）に出力する。

直流電源部２０のコンデンサ素子Ｃａは、発光手段に長寿命のＬＥＤモジュール７０を用いる場合には長寿命のフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを用いることが好ましい。ただし、長寿命と高力率とが不要で且つ後述の入力高調波電流の関係がクリアできれば、コンデンサ素子Ｃａに電解コンデンサを用いても良い。また、用途によっては直流電源部２０にアクティブフィルタ回路を挿入し力率を改善しつつ昇圧した直流電力を出力するようにしても良い。

尚、本例のように商用電源を電源１０とし、さらに点灯装置８０を一般的な照明用用途とする場合には、商用電源から流れ込む入力高調波電流成分がＪＩＳ規格のＣｌａｓｓＣ以下であることが要求される。このため本例ではコンデンサ素子Ｃａを容量０．２７μＦのフィルムコンデンサとし、直流電源部２０からは未平滑の１０ｍｓｅｃ周期の脈流が出力する構成とした。ただし、直流電源部２０からの出力は必ずしも脈流とする必要はなく、他の回路構成で入力高調波電流を抑制すれば平滑して出力しても良い。また、ＪＩＳ規格を満たす必要がない場合には、入力高調波電流成分を減少させる必要も無い。

高周波出力部５０は、直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）から供給される直流電流を所定の動作周波数の高周波交流電流に変換して出力する周知のインバータ回路を用いることができる。尚、本例では高周波出力部５０としてハーフブリッジ方式のインバータ回路を用いている。

本例の高周波出力部５０をより具体的に説明すると、高周波出力部５０は２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２により主に構成されており、一方のスイッチング素子Ｑ１のソース端子は直流電源部２０からの直流電源ラインＢ（−）に接続され、ドレイン端子はスイッチング素子Ｑ２のソース端子に接続され、もう一方のスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子は直流電源部２０からの直流電源ラインＢ（＋）に接続されている。よって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直流電源部２０からの直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）間に直列に接続させることとなる。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点がＬＣ共振回路部３０への高周波出力端Ａとなる。

また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート端子は発振制御部４０に接続される。そして、発振制御部４０による所定の動作周波数のスイッチング制御により、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はこの動作周波数で高速にスイッチング動作する。これにより、高周波出力端Ａからこの動作周波数の高周波交流電流が出力する。尚、本例では直流電源部２０からの直流電流が１０ｍｓｅｃの脈流であるため、高周波出力端Ａから出力する高周波交流電流も所定の動作周波数で且つ１０ｍｓｅｃの脈流となる。

ＬＣ共振回路部３０は高周波出力端Ａの電圧に応じた定電流を負荷接続端側Ｐａ、Ｐｂ側に流下するためのものであり、主に共振用インダクタ素子Ｌｆと共振用コンデンサ素子Ｃｆとで構成されている。そして、共振用インダクタ素子Ｌｆの一端が高周波出力端Ａに接続され、他端が一方の負荷接続端Ｐａ及び抵抗素子Ｒｓを介して共振用コンデンサ素子Ｃｆの一端に接続される。また、共振用コンデンサ素子Ｃｆの他端は保護回路部６０を介して負極側の直流電源ラインＢ（−）に接続される。尚、本例では同様のＬＣ共振回路部３０が４つ設けられており、それぞれのＬＣ共振回路部３０がＬＣ共振することで、それぞれの負荷接続端Ｐａに高周波交流電流を独立して出力する。尚、抵抗素子Ｒｓは保護回路部６０の動作前に瞬間的に負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に出力する高共振電圧を抑制するためのものであり、高周波出力部５０の動作周波数が共振点から遠いなどして、無負荷時に出力する瞬間的な高共振電圧が許容範囲内の値であれば削除しても構わない。

ここで、ＬＣ共振回路の特性として、共振用コンデンサ素子Ｃｆの両端間に負荷を挿入した場合、共振点近傍の動作周波数において、負荷に流れる電流は負荷端電圧に関わらずＬＣ共振回路のＬＣ直列接続（共振用インダクタ素子Ｌｆと共振用コンデンサ素子Ｃｆとの直列接続）の両端に印加された電圧と、共振用インダクタ素子Ｌｆのインダクタンス値によって一義的に決まるとされている。ただし、実際には構成部品の許容できる電流電圧の範囲内となる。このことから、負荷接続端Ｐａに流れる電流は負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に接続された負荷の順方向電圧に関わらず、高周波出力端Ａの電圧に応じた定電流となる。本例では高周波出力端Ａに、所定の動作周波数で且つ１０ｍｓｅｃの脈流が出力されるから、それぞれの負荷接続端Ｐａにもこれに応じた所定の動作周波数で且つ１０ｍｓｅｃの脈流が出力される。

また、共振点の周波数ｆ０は、共振用インダクタ素子Ｌｆのインダクタンス値をＬｆ、共振用コンデンサ素子Ｃｆの容量値をＣｆとした時に、以下の式で導き出すことができる。
ｆ０＝１／（２π×（Ｌｆ×Ｃｆ）^１／２）
前述のように、点灯装置８０では共振用コンデンサ素子Ｃｆと並列に負荷が接続される。従って負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が無負荷であってもＬＣ共振回路部３０は動作し続け、その結果、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に高共振電圧が出力する。

ここで、共振用インダクタ素子Ｌｆのインダクタンス値を１８００μＨ、共振用コンデンサ素子Ｃｆの容量値を０．００８μＦ、抵抗素子Ｒｓの抵抗値を１０Ωとした時の、動作周波数と無負荷時の負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に出力する共振電圧のシミュレーション結果を図２に示す。尚、このときのＬＣ共振回路の共振点ｆ０は４２ｋＨｚとなる。図２から、動作周波数を共振点ｆ０である４２ｋＨｚとした場合、無負荷時には負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に１０００Ｖを超える高共振電圧が出力することとなる。よってこの場合、この高共振電圧の出力を防止する保護回路が必須となる。また、動作周波数を４６ｋＨｚとした場合、無負荷時には負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に１８６Ｖの高共振電圧が発生することとなる。この場合も保護回路を設けることが好ましい。

負荷接続端Ｐａ、Ｐｂには負荷である発光手段がそれぞれ接続される。本願の点灯装置８０はＬＥＤモジュールの点灯装置に好適なものである。よって、本例では発光手段として整流素子７１と複数の直列接続されたＬＥＤ素子７２とで構成されたＬＥＤモジュール７０を用いた例を説明する。また、ＬＥＤモジュール７０は特にこの構成に限定されるわけではなく、交流電流により動作するものであれば如何なるものでも構わない。例えば図３に示すようにＬＥＤ素子７２の極性を交互に並列接続し更にそれを直列に接続したＬＥＤモジュール７０ａも適用可能である。尚、本例では所定の動作周波数で且つ脈流の出力が負荷接続端Ｐａ、Ｐｂに出力するから、接続されたＬＥＤモジュール７０はこの動作周波数で高速に点滅しながら同時に脈流の周期でも点滅する。尚、負荷であるＬＥＤ素子７２のリプル電流を低減させるため、ＬＥＤモジュール７０の整流素子７１の後段に平滑素子を挿入し、高周波リプルの低減と更には脈流の直流化を図ったＬＥＤモジュールも本願に適用することが可能である。

ここで、現在の一般的な照明用のＬＥＤ素子７２（パワーＬＥＤ）の順方向電圧は１素子当たり約４Ｖで、電流は１００mＡ前後となっている。ただし、ＬＥＤ素子７２の順方向電圧にはそれ自体バラツキが存在する他、温度によっても変化する。よって、これらのＬＥＤ素子７２が複数接続されたＬＥＤモジュール７０の順方向電圧にも大きなバラツキが存在することとなる。このため、定電流駆動方式以外のＬＥＤ点灯装置ではＬＥＤモジュール７０に流れる電流が変動し照度が不安定となる他、ＬＥＤモジュール７０の寿命にも悪影響を与える可能性がある。この点、ＬＣ共振方式の点灯装置８０は、負荷の順方向電圧のバラツキや変動に関わらず、高周波出力端Ａの電圧に応じた定電流を負荷に流下することができる。さらに、複数の負荷接続端Ｐａ、Ｐｂに、例えばＬＥＤ素子７２の素子数やＬＥＤ素子７２の種類が異なるＬＥＤモジュール７０を混在させて接続しても、これらＬＥＤモジュール７０の順方向電圧に関わらず高周波出力端Ａの電圧に応じた定電流を流下することができる。これにより、ＬＥＤ素子７２の照度の安定化と高寿命化を図ることができる。

ここで、ＬＣ共振回路部３０の共振用インダクタ素子Ｌｆのインダクタ値を１８００μＨ、共振用コンデンサ素子Ｃｆの容量値を０．００８μＦとし、動作周波数を４６ｋＨｚ、４３ｋＨｚとしたときの、ＬＥＤモジュール７０に接続するＬＥＤ素子７２の個数とこのＬＥＤモジュール７０に流下する電流値（実効値）のグラフを図４に示す。尚、図４は、ＬＥＤ素子７２に順方向電圧約４Ｖのものを用い、ＬＥＤモジュール７０を４つの負荷接続端Ｐａ、Ｐｂにそれぞれ接続した上で、そのうちの一つのＬＥＤモジュール７０に流下する電流値を測定したものである。

図４から、動作周波数が４６ｋＨｚの場合、素子数２０個までは電流値の低下は小さく、その低下率は５％未満であった。従って、この場合、ＬＥＤ素子７２の接続数が２０個以下のＬＥＤモジュール７０を良好に定電流駆動することができる。また、動作周波数が４３ｋＨｚの場合、素子数２５個でも電流値の低下は小さく、その低下率は２％未満であった。よって、この場合、ＬＥＤ素子７２の接続数が５０個程度までのＬＥＤモジュール７０を良好に定電流駆動することができるものと考えられる。尚、動作周波数を共振点ｆ０に近づける程、より多くのＬＥＤ素子７２を安定して点灯させることができる。また、定電流駆動の観点からも、動作周波数は共振点ｆ０とすることが理想的である。しかしながら、実際には諸々の特性への配慮や負荷の変動に対する要求電流の安定性、前述の入力高調波電流の抑制などを考慮して、共振点ｆ０ではなくその近傍の周波数に設定することが好ましい。

次に、点灯装置８０の大きな特徴である保護回路部６０に関して説明する。保護回路部６０は、ＬＣ共振回路部３０を構成する共振用コンデンサ素子Ｃｆと直流電源ライン（本例では直流電源ラインＢ（−））との間に設けられ、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が無負荷になったときにＬＣ共振回路部３０の共振用コンデンサ素子Ｃｆと直流電源ラインＢ（−）との接続を開き、ＬＣ共振回路部３０のＬＣ共振動作を停止させる。また、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が導通したときに共振用コンデンサ素子Ｃｆと直流電源ラインＢ（−）との接続を閉じ、ＬＣ共振回路部３０を再度動作させる。

共振用コンデンサ素子Ｃｆと直流電源ラインＢ（−）との開閉を行うスッチング素子としては、電界効果トランジスタＱｓを用いる。電界効果トランジスタＱｓは、ゲート端子の電圧でスイッチング動作し継続電流が不要なため、保護回路部６０の消費電力を少なくすることができる。よって、ＬＥＤ素子７２のメリットである高効率性を損なうことが無い。また、電界効果トランジスタＱｓに含まれる寄生ダイオードを有効利用することで、保護回路部６０にダイオード素子を個別に設ける必要がない。よって、この分だけ部品コストを削減することができる。さらに、保護回路部６０は負荷接続端Ｐｂと接続しているため、思わぬ高電圧が印加する可能性がある。しかしながら、スッチング素子にアバランシェ耐量の優れた電界効果トランジスタＱｓを選択すれば、瞬時的な高電圧が印加したとしても電界効果トランジスタＱｓの信頼性が低下することはない。

保護回路部６０の具体的な回路構成としては、例えばＮチャンネルのエンハンスメント型電界効果トランジスタＱｓを用い、この電界効果トランジスタＱｓのドレイン端子と共振用コンデンサ素子Ｃｆの他端とを接続し、ソース端子と直流電源ラインＢ（−）とを接続する。これにより、共振用コンデンサ素子Ｃｆと直流電源ラインＢ（−）とが電界効果トランジスタＱｓのドレイン端子とソース端子とを介して接続される。また、直流阻止コンデンサＣｄｃを直流電源ラインＢ（−）の側に設けるとともに、直流阻止コンデンサＣｄｃの負荷接続端Ｐｂ側と電界効果トランジスタ素子Ｑｓのゲート端子とを電流制限抵抗素子Ｒｂを介して接続する。尚、直流阻止コンデンサＣｄｃはＬＣ共振方式の点灯装置に標準的に装備されるものであり、この直流阻止コンデンサＣｄｃを電界効果トランジスタ素子Ｑｓの動作制御に用いることで更なる部品点数の削減を図ることができる。また、直流阻止コンデンサＣｄｃはある程度の静電容量（例えば０．１μＦ）を有しており、外部からの高域交流ノイズ等には反応しないため、この直流阻止コンデンサＣｄｃの両端間電圧に応じて電界効果トランジスタ素子Ｑｓを動作させることで保護回路部６０の誤動作をも防止することができる。

また、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂの間が無負荷となったときに直流阻止コンデンサＣｄｃに充電している電荷を放電するための放電用抵抗素子Ｒａを直流阻止コンデンサＣｄｃと並列に接続する。さらに、電界効果トランジスタ素子Ｑｓのゲート端子とソース端子の間にはツェナーダイオードＺＤと平滑コンデンサＣｔを接続する。この平滑コンデンサＣｔは、直流阻止コンデンサＣｄｃの両端間にかかる交流電圧を平滑して電界効果トランジスタ素子Ｑｓのゲート電圧とし、電界効果トランジスタ素子Ｑｓの動作を安定化するためのものである。また、ツェナーダイオードＺＤはゲート電圧を安定化するとともにゲート端子を外来ノイズより保護するものであり回路構成によっては無くすこともできる。尚、放電用抵抗素子Ｒａ、電流制限抵抗素子Ｒｂの配置は、直流阻止コンデンサＣｄｃの充放電が適切に行われればこの回路構成に限定されるものではない。

次に、図１の点灯装置８０を以下の条件で実際に作製したときの動作結果を示す。尚、動作周波数は負荷への出力の定電流特性、入力高調波電流の抑制、及び無負荷時に瞬間的に出力する高共振電圧の値等を考慮して４６ｋＨｚとした。
電源：５０Ｈｚ１００Ｖの商用電源
コンデンサ素子Ｃａ：０．２７μＦ（フィルムコンデンサ）
動作周波数：４６ｋＨｚ
ＬＥＤモジュール：順方向電圧４ＶのＬＥＤ・素子数１５個×４モジュール接続
共振用インダクタ素子Ｌｆ：１８００μＨ
共振用コンデンサ素子Ｃｆ：０．００８μＦ
抵抗素子Ｒｓ：１０Ω
直流阻止コンデンサＣｄｃ：０．１μＦ
電界効果トランジスタ素子Ｑｓ：ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（３Ａ、９００Ｖ）
放電用抵抗素子Ｒａ：４７ｋΩ
電流制限抵抗素子Ｒｂ：４７ｋΩ
平滑コンデンサＣｔ：０．１μＦ
ツェナーダイオードＺＤ：１５Ｖ
ＬＥＤ周囲温度：２０℃〜２５℃
出力配線長（負荷接続端Ｐａ、ＰｂからＬＥＤモジュールまでの配線長）：１．５ｍ

この結果、上記の点灯装置８０への電源１０からの入力電力は１８．５Ｗであり、入力電流は０．１９２Ａであった。また、ＬＥＤモジュール７０への１モジュールあたりの出力電流は９３ｍＡであり、出力電圧は実測値で４５Ｖであった。よって、ＬＥＤモジュール７０への１モジュールあたりの出力電力は４．１８５Ｗとなり、総出力電力は４モジュールで合計１６．７４Ｗとなった。よって、点灯装置８０の力率は９６．３％、効率は９０％となり、点灯装置８０が高力率、高効率で動作することが判明した。

次に、上記の点灯装置８０の直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）での入力高調波電流を実測した結果を表１に示す。

表１より、入力高調波電流の基本波を基準とした減衰量（単位：ｄＢ）の実測値は、いずれの次数の高調波であっても入力高調波電流規格であるＪＩＳ６１０００−３−２ＣｌａｓｓＣの減衰量よりも大きく、よって上記の点灯装置８０は上記の規格を十分に満たすことが判明した。

尚、入力高調波電流を抑制する手法としては、直流電源部２０が商用電源からの交流電力を大きく歪ませないことが挙げられる。このため、上記の点灯装置８０では直流電源部２０のコンデンサ素子Ｃａの容量を低く抑え、直流電源部２０からの出力を脈流とすることで入力高調波電流の抑制を図っている。さらに、負荷の特性が抵抗体ではないＬＥＤ素子のような半導体素子の場合、動作周波数を共振点ｆ０に合致させると却って入力高調波電流が増大する。従って、上記の点灯装置８０では、動作周波数を共振点ｆ０の近傍の周波数とすることで入力高調波電流の抑制を図っている。ここで、参考のため図５（ａ）に直流電源ラインＢ（＋）、Ｂ（−）間の電圧波形を示す。

また、上記の点灯装置８０の負荷接続時における直流阻止コンデンサＣｄｃの両端間の直流電圧は実測値で４５Ｖであり、電界効果トランジスタ素子Ｑｓを駆動するための消費電力は１つの電界効果トランジスタ素子Ｑｓ当たり３０mＷと極めて少ない電力となった。これにより、上記の点灯装置８０は保護回路部６０自体の消費電力が少なく高効率であるＬＥＤ素子７２のメリットを損なうことがない。尚、負荷接続時における電界効果トランジスタ素子Ｑｓのゲート電圧は１４．２Ｖであった（ただし、脈流の影響により約１．５Ｖのリプルを含む）。参考のため、図５（ｂ）に直流阻止コンデンサＣｄｃ間の電圧波形を示す。

次に、点灯動作中に負荷接続端Ｐａ、Ｐｂが無負荷となった時の保護回路部６０の動作を図６を用いて説明する。ここで、図６は負荷接続端Ｐａ、Ｐｂが無負荷となる前後の負荷接続端Ｐａの出力電圧の変化を模式的に示したタイミングチャートであり、図６（ａ）は負荷の有無を、図６（ｂ）は負荷接続端Ｐａの出力電圧を示している。尚、本例では負荷接続端Ｐａに所定の動作周波数で且つ脈流が出力するが、図６では説明の都合上、およその実効電圧で（直流的に）示している。

先ず、負荷接続時、即ちＬＥＤモジュール７０が正常に点灯しているときには、負荷接続端Ｐａには実効値で４５Ｖの電圧が出力している。この状態では電界効果トランジスタ素子ＱｓはＯＮしており、ＬＣ共振回路部３０と直流電源ラインＢ（−）とが接続し、ＬＣ共振回路部３０は通常通り動作する。

次に、時間ｔ０において負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が無負荷になると、負荷接続端Ｐａに高共振電圧が出力する。この高共振電圧は動作周波数が４６ｋＨｚの場合は約１８０Ｖである。このとき直流阻止コンデンサＣｄｃ（及び平滑コンデンサＣｔ）に充電された電荷は放電用抵抗素子Ｒａによって放電され、直流阻止コンデンサＣｄｃ間の電圧は速やかに減少する。そして、直流阻止コンデンサＣｄｃ間の電圧が所定の値を下回ったところで電界効果トランジスタ素子Ｑｓのゲート電圧が減少し、時間ｔ１において電界効果トランジスタ素子ＱｓがＯＦＦ動作する。この電界効果トランジスタ素子ＱｓのＯＦＦ動作により、ＬＣ共振回路部３０から直流電源ラインＢ（−）への接続が開き、ＬＣ共振回路部３０の動作は停止する。これにより、負荷接続端Ｐａへの高共振電圧の出力は電界効果トランジスタ素子ＱｓのＯＦＦ動作と前後して急激に減少する。尚、負荷接続端Ｐａには保護回路部６０の動作後も７５Ｖの電圧が引き続き出力される。また、上記の点灯装置８０の場合、高共振電圧の瞬間的な出力時間は約２２ｍｓｅｃである。この高共振電圧の出力時間及び保護回路部６０の動作開始時間は直流阻止コンデンサＣｄｃ、平滑コンデンサＣｔ、放電用抵抗素子Ｒａ、電流制限抵抗素子Ｒｂの放電次定数により決定し、各素子の定数を変更することで調整が可能である。

この状態で再度負荷を接続して負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間を導通させた場合、負荷接続端Ｐａには７５Ｖの電圧が印加しているため、直ちに直流阻止コンデンサＣｄｃ間に電位が生じるとともにゲート電圧が発生する。これにより、電界効果トランジスタ素子ＱｓがＯＮ動作してＬＣ共振回路部３０と直流電源ラインＢ（−）との接続が閉じる。これによりＬＣ共振回路部３０が通常通り動作して、負荷であるＬＥＤモジュール７０が点灯する。よって、点灯装置８０では他の正常な発光手段を点灯させたまま異常の生じた発光手段を交換した際に、直ちに交換した発光手段を点灯させることができる。

次に、本発明に係る第２の形態の点灯装置８０ａを図７に示す。図７に示す第２の形態の点灯装置８０ａは第１の形態の点灯装置８０とＬＣ共振回路部３０の構成が異なっている。第２の形態の点灯装置８０ａのＬＣ共振回路部３０ａは、ＬＣ共振回路部３０ａを構成する共振用コンデンサ素子が第１共振用コンデンサ素子Ｃｆａと第２共振用コンデンサ素子Ｃｆｂとで構成されている。そして、第１共振用コンデンサ素子ＣｆａはＬＣ共振回路部３０の共振用コンデンサ素子Ｃｆと同様、抵抗素子Ｒｓを介して共振用インダクタ素子Ｌｆと保護回路部６０との間に接続される。また、第２共振用コンデンサ素子Ｃｆｂは保護回路部６０を介さずに共振用インダクタ素子Ｌｆと直流電源ラインＢ（−）との間に接続される。尚、第２共振用コンデンサ素子Ｃｆｂの容量は第１共振用コンデンサ素子Ｃｆａの容量よりも小さく構成されている。

第２の形態の点灯装置８０ａでは、保護回路部６０が動作した時に第１共振用コンデンサ素子Ｃｆａと直流電源ラインＢ（−）との接続は切断されるものの、第２共振用コンデンサ素子Ｃｆｂと直流電源ラインＢ（−）との接続は維持される。よって、ＬＣ共振回路部３０ａは共振用インダクタ素子Ｌｆと容量の小さい第２共振用コンデンサ素子ＣｆｂとでＬＣ共振動作を引き続き行う。ただし、第２共振用コンデンサ素子Ｃｆｂの容量は小さいため、例えば第１共振用コンデンサ素子Ｃｆａの容量を０．００６８μＦ、第２共振用コンデンサ素子Ｃｆｂの容量を０．００１２μＦとすれば、保護回路部６０が動作した時のＬＣ共振回路部３０ａの共振点ｆ０は１１０ｋＨｚとなる。この値は動作周波数４６ｋＨｚから大きく乖離しているため無負荷時であっても大きな共振電圧が出力することは無い。また、この動作周波数の変化は保護回路部６０が動作したＬＣ共振回路部３０ａのみに生じるから、他の正常なＬＥＤモジュール７０の動作に悪影響を及ぼすことも無い。

ここで想定される無負荷の状態としては、負荷が取り外された状態とＬＥＤモジュール７０自体が素子の破損等により断線した状態とが考えられる。ＬＥＤモジュール７０自体の断線の場合、配線状態にもよるが出力配線上の浮遊容量などにより数十ｐＦ〜数百ｐＦ程度の不定容量が生じる。第１の形態の点灯装置８０では、この不定容量の存在により保護回路部６０は動作するものの共振電圧の抑制が不安定となる可能性がある。この点、第２の形態の点灯装置８０ａは、保護回路部６０の動作後もＬＣ共振回路部３０ａが共振点ｆ０を変えて動作することで、不定容量が存在している場合でも負荷接続端Ｐａの出力電圧を安定化することができる。

次に、本発明に係る第３の形態の点灯装置８０ｂを図８に示す。図８に示す第３の形態の点灯装置８０ｂは、高周波出力部５０側とＬＣ共振回路部３０側とを切り離し、この間に絶縁トランスＴを挿入したものである。尚、絶縁トランスＴの１次側には１次巻き線とシリーズにコンデンサ素子Ｃｂを挿入した。また、直流阻止コンデンサＣｄｃと放電用抵抗素子Ｒａとの間の電界効果トランジスタＱｓのゲート端子側に電流制限抵抗素子Ｒｂを介し整流用ダイオード素子Ｄｓを挿入した。

尚、点灯装置８０の定格出力が３００Ｖ以上の場合には、規格上、絶縁トランスＴが必要であり、点灯装置８０ｂはこの規格に対応可能である。また、点灯装置８０ｂは、電源１０の側とＬＣ共振回路部３０側とを絶縁したい場合や２次側の巻き線比を上げて出力電圧を向上させ更に多くのＬＥＤ素子７２（ＬＥＤモジュール７０）を接続したい場合にも有効である。尚、図８では第３の形態の点灯装置８０ｂを第１の形態の点灯装置８０に適用した例を示しているが、第２の形態の点灯装置８０ａに適用しても構わない。

以上のように、本発明に係る点灯装置８０、８０ａ、８０ｂは、保護回路部６０を有しているため、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂが無負荷となった時に、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間に高共振電圧が出力することを防止することができる。また、保護回路部６０のスイッチング素子として電界効果トランジスタＱｓを用いることで、保護回路部６０の消費電力を低く抑えることが可能となる。これにより、高効率であるＬＥＤ素子７２のメリットを損なうことが無い。また、保護回路部６０の動作後であっても負荷接続端Ｐａにはある程度の電力が継続して出力されているため、異常の生じた発光手段を交換し負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ間が導通すると、保護回路部６０がＯＮ動作して直ちに交換した発光手段を点灯させることができる。また、負荷接続端Ｐａ、Ｐｂ毎にＬＣ共振回路部３０と保護回路部６０とを備えているため、一つの負荷が断線もしくは取り外されても、その他の負荷は通常通り点灯し続けることができる。さらに、入力する直流電流を脈流とし動作周波数を共振点ｆ０の近傍の周波数とすることで、入力高調波電流の抑制を図ることができる。

尚、上記の点灯装置８０、８０ａ、８０ｂは一例であるから、各部の回路構成等は、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。

１０電源
２０直流電源部
３０、３０ａＬＣ共振回路部
４０発振制御部
５０高周波出力部
６０保護回路部
７０、７０ａ発光ダイオードモジュール（発光手段）
８０、８０ａ、８０ｂ点灯装置
Ａ高周波出力端
Ｂ（＋）、Ｂ（−）直流電源ライン
Ｐａ、Ｐｂ負荷接続端
Ｃｆ共振用コンデンサ素子
Ｌｆ共振用インダクタ素子
Ｃｄｃ直流阻止コンデンサ
Ｒａ放電用抵抗素子
Ｑｓ電界効果トランジスタ素子
Ｔ絶縁トランス

Claims

直流電源ラインから供給される直流電流を所定の動作周波数の高周波交流電流に変換して高周波出力端から出力する高周波出力部と、
当該高周波出力部を制御する発振制御部と、
複数の発光ダイオードが接続された発光ダイオードモジュールを接続するための負荷接続端と、
共振用インダクタ素子と共振用コンデンサ素子とを有し、当該共振用インダクタ素子の一端が前記高周波出力端に接続され他端が一方の負荷接続端及び共振用コンデンサ素子の一端側に接続され、前記共振用コンデンサ素子の他端が一方の直流電源ライン側に接続され、前記高周波出力端の電圧に応じた定電流を負荷接続端側に流下するＬＣ共振回路部と、
を有する点灯装置において、
前記共振用コンデンサ素子の他端側に設けられ、負荷接続端間が無負荷となったときに前記共振用コンデンサ素子と前記一方の直流電源ラインとの接続を開くとともに、負荷接続端間が導通したときに前記共振用コンデンサ素子と前記一方の直流電源ラインとの接続を閉じる保護回路部を備え、
前記保護回路部側の直流電源ラインに直流阻止コンデンサを設けるとともに、
前記保護回路部は、電界効果トランジスタ素子と、前記直流阻止コンデンサの電荷を放電するための放電用抵抗素子と、を有し、
前記電界効果トランジスタ素子のドレイン端子とソース端子とを介して前記共振用コンデンサ素子と一方の直流電源ラインとを接続し、さらに前記直流阻止コンデンサの負荷接続端側に前記電界効果トランジスタ素子のゲート端子を接続することで、前記電界効果トランジスタ素子が前記直流阻止コンデンサの両端間電圧に応じて前記共振用コンデンサ素子と直流電源ラインとの開閉を行うことを特徴とする点灯装置。
複数の負荷接続端と、当該負荷接続端のそれぞれにＬＣ共振回路部と保護回路部とを備え、それぞれの保護回路部が独立して動作することを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
高周波出力部とＬＣ共振回路部との間に絶縁トランスを備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の点灯装置。
電源からの交流電力を直流に変換して正負の直流電源ラインに出力する直流電源部を更に備え、
当該直流電源部が入力高調波成分の少ない脈流の直流電流を出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の点灯装置。
電源からの交流電力を直流に変換して正負の直流電源ラインに出力する直流電源部を更に備え、
当該直流電源部が電解コンデンサインプット方式もしくはアクティブフィルタ回路を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の点灯装置。