CN103907209B - Led灯、包括该led灯的照明装置、以及led灯的电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的一个实施方式的LED灯（20）包括一对输入端子部（20a、20c）、整流电路部（22）、以及LED发光部（24），具有：可变电感部（L50、L60），用于流过从一对输入端子部（20a、20c）中的某一输入端子部通过整流电路部（22）流入到另一输入端子部的交流电流；电流检测部（31），检测LED发光部（24）中流过的直流电流的大小；以及电感可变控制部（32），用于根据由电流检测部（31）检测的直流电流的大小使可变电感部（L50、L60）的电感值可变。

Description

LED灯、包括该LED灯的照明装置、以及LED灯的电流控制方法

技术领域

本发明涉及即使代替市场上流通的恒定电力控制型的逆变器式的点亮装置的荧光灯而安装也能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化的LED灯、包括该LED灯的照明装置、以及LED灯的电流控制方法。

背景技术

以往，作为一般使用的荧光灯（通常称为荧光灯）的代表性的点亮装置，存在被称为磁式稳定器的辉光启动式、快速启动式、或者被称为电子式稳定器的逆变器式等各种荧光灯的点亮装置。

近年来，特别急速普及的上述逆变器式的荧光灯点亮装置是在将交流电流变换为直流电流之后，通过由晶体管、电容器、扼流线圈等构成的逆变器电路发生共振频率附近的高频率（20kHz～100kHz）的高电压的装置。

通过该高电压，荧光灯点亮，在点亮之后，通过在荧光灯内流过的电流，以低电压稳定地使荧光灯点亮。

其相比于使用了扼流线圈的以往的辉光启动式、快速启动式等磁式稳定器，具有节能、高效、50Hz/60Hz兼用、低噪音、无闪烁等优良的特长。

以下，参照附图来说明。

图15（a）是示出辉光启动式的稳定器的一个例子的图，图15（b）是示出快速启动式的稳定器的一个例子的图，图15（c）是示出逆变器式的稳定器的一个例子的图。

图15（a）所示的辉光启动式的稳定器是通过使用了点亮管（辉光启动器G）的起动装置使荧光灯的电极（还称为灯丝，以下相同）预热，而能够从接通开关起在几秒内点亮的方式，是最广泛普及的类型。

另外，图15（b）所示的快速启动式的稳定器是通过与快速启动形的灯组合使用的稳定器，是如果接通了开关则与预热同时即时点亮的类型。

另一方面，图15（c）所示的逆变器式点亮装置的稳定器是在将AC输入电压85～450V内的交流电流变换为直流电流之后，通过集成电路使LED灯以上述那样的高频率驱动而点亮的类型（例如，参照专利文献1的第4页以及图2）。

在该情况下，为了使LED灯中流过的电流平滑化，与LED灯串联地插入了扼流线圈L，但通常与LED灯并联地插入电解电容器（未图示）。

另外，图16是示出针对串联快速式稳定器，串联地连接了2根荧光灯的一个例子的图。

由于将2根荧光灯串联地连接来通过1个稳定器点亮，所以相比于使用了两个1灯用的稳定器的类型、无闪烁稳定器，能够简化结构且更经济。

如果输入了电源，则荧光灯A和荧光灯B的各个电极被预热，并且起动用电容器成为高阻抗，所以次级侧的电压不转移到正常放电而成为微放电状态。该微放电电流所致的起动电容器的两端的下降电压施加到荧光灯B，开始荧光灯B的放电。

如果在两个荧光灯中产生了放电，则高阻抗的起动用电容器实质上成为不动作状态，在两个荧光灯中引起正常的放电，维持点亮状态。

这样成为串联连接，而且使灯逐个放电，所以能够通过比较低的次级侧的电压使2灯串联的荧光灯点亮，但还存在在为了节电而拆下单方的荧光灯、或者切断单方的荧光灯时，两方都不点亮这样的缺点。

但是，作为上述逆变器式点亮装置的稳定器（以下，还称为逆变器式稳定器或者电子式稳定器），不限于LED灯而还应用于以往的荧光灯，公知以使荧光灯中流过的电流的大小成为恒定的方式控制的恒定电流控制型、以使对荧光灯供给的电力的大小成为恒定的方式控制的恒定电力控制型的例子（例如，参照专利文献2以及3）。

【专利文献1】日本特开2010-34012号公报

【专利文献2】日本特开2010-218961号公报

【专利文献3】日本特开2002-15886号公报

发明内容

近年来，由于对应节能、灯的长寿命化等理由，代替以往的荧光灯而将LED灯安装到上述那样的各种方式的稳定器来使用的情形也较多。

在该情况下，对LED灯的一对输入端子部输入的交流电流的峰值、频率根据所安装的点亮装置的稳定器的方式大幅不同，所以需要使用与各个稳定器对应的LED灯。

例如，如果荧光灯的点亮装置是辉光启动式、快速启动式，则与电源侧输入的AC100V～240V（50Hz/60Hz）对应地，针对稳定器的输出（次级侧输出），通过约AC200V进行控制，但未进行使频率高频数化那样的控制，所以其频率与电源侧输入的频率相同。

因此，在LED灯内，以能够使用与电源侧输入的频率一致的交流电流的方式，通过内部的整流电路整流为直流电流之后，以得到期望的照度的方式，固定LED灯的LED发光部的电路结构（连接多个LED的电路的结构，以下相同），各LED中流过的电流的大小收敛于规定的范围内。

因此，以往，在荧光灯的点亮装置的稳定器是辉光启动式、快速启动式的情况下，只要使用能够适合于荧光灯用的灯插座的专用的LED灯，就能够使内置的各LED点亮。

另一方面，如上所述，如果荧光灯的点亮装置是逆变器式，则以即使电源侧输入是AC100V～240V（50Hz/60Hz），将稳定器的输出（次级侧输出）仍控制为约AC280V（无负载时）的恒定电压，而使频率也进入20kHz～100kHz的范围的方式，进行恒定电流控制或者恒定电力控制，所以以得到期望的照度的方式，固定LED灯的LED发光部的电路结构，使各LED中流过的电流的大小收敛于规定的范围内。

因此，在上述荧光灯的点亮装置的稳定器是逆变器式的情况下，以不经由该逆变器式的稳定器（不进行驱动动作），而能够对LED灯中内置的AC/DC转换器（整流电路）直接供给电源侧的电力的方式，进行点亮装置侧的电路变更工事，或者应用直接连接所需的变换适配器等，在点亮装置侧、LED灯侧，需要相应的处置。

另外，在使LED灯以逆变器式点亮的情况下，需要成套地更换内置逆变器式的稳定器的点亮装置和其专用的LED灯。

如以上那样，必须根据点亮装置的方式对LED灯进行取舍选择（适合性的确认）的点、或者在点亮装置侧需要电路工事、直接连接作业等附加作业的点等，从用户侧来看，还成为产生用于导入工事的现状掌握调查、工期调整等的繁杂性、与其相伴的导入成本增的原因。

即，这些成为向家庭、工作单位中的以往的荧光灯点亮装置采用LED灯的障碍。

其结果，原样地继续使用从前的荧光灯，所以成为能够对节能、灯的长寿命化大幅贡献的LED灯在市场上得到普及的大的障碍要因。

另外，在恒定电力控制型的逆变器式稳定器中安装了LED灯的情况下，例如，起因于限制LED灯的LED发光部中流过的电流值的负载阻抗的值小于荧光灯，逆变器式稳定器的输出电压变小，输出电流变大。其结果，LED灯中流过的电流的大小有时大于规定的范围而得不到适合的光量。

另外，为了驱动各种额定电力的荧光灯，存在各种输出电力设定的逆变器式稳定器，根据这些逆变器式稳定器的种类，LED灯中流过的电流的大小有时不稳定于规定的范围内，而得不到适合的光量。详细而言，以与LED灯的负载阻抗的大小大致成比例的方式，固定逆变器式稳定器的输出电压，另一方面，输出电流根据该输出电压的大小而变动。其结果，LED灯中流过的电流的大小有时超过规定的范围地变动，而得不到适合的光量。

因此，本发明的目的在于提供一种LED灯、包括该LED灯的照明装置、以及LED灯的电流控制方法，即使荧光灯用点亮装置的稳定器是恒定电力控制型的逆变器式，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。

本发明提供一种LED灯，包括一对输入端子部、将从外部向一对输入端子部输入的交流电流整流为直流电流的整流电路部、以及通过从整流电路部输出的直流电流的通电发光的LED发光部，其特征在于，具有：可变电感部，用于在一对输入端子部与整流电路部之间的电路中，流过从一对输入端子部中的某一方的输入端子部通过整流电路部流入另一方的输入端子部的交流电流；电流检测部，在整流电路部与LED发光部之间的电路中，检测流入LED发光部的直流电流的大小；以及电感可变控制部，用于根据由电流检测部检测的直流电流的大小，使可变电感部的电感值可变。

根据该LED灯，即使荧光灯用点亮装置的稳定器是恒定电力控制型的逆变器式稳定器，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，通过电感可变控制部，根据由电流检测部检测的电流的大小，可变电感部的电感值可变，根据该值以使输出电压成为大致比例的方式固定。其结果，能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。

例如，在LED发光部中流过的电流的大小小于规定的范围的情况下，通过利用减小可变电感部的电感值，恒定电力控制型的逆变器式稳定器的输出电压变小，输出电流变大，能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。另一方面，在LED发光部中流过的电流的大小大于规定的范围的情况下，利用通过增大可变电感部的电感值，恒定电力控制型的逆变器式稳定器的输出电压变大，输出电流变小，能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。即，利用想要向恒定电力控制型的逆变器式稳定器中的LED灯侧供给恒定电力的控制方式的特性，得到期望的效果。

另外，上述LED灯除了所述结构以外，还设置有用于在一对输入端子部与整流电路部之间的电路中，流过从一对输入端子部中的某一方的输入端子部通过整流电路部流入到另一方的输入端子部的交流电流的阈值元件，该阈值元件在从外部向一对输入端子部输入了超过规定的阈值的交流电流起经过了规定的时间之后其两端被短路，电感可变控制部根据在阈值元件的两端被短路之后检测的直流电流的大小使可变电感部的电感值可变。

例如，根据恒定电力控制型的逆变器式稳定器的种类，在输出开始时，为了掌握荧光灯的状态（例如，在负载侧是否安装了荧光灯的检查），预先将输出电压设定为低于额定值而流过得不到适合的光量的少量的电流并监视了此时的输出电流的大小之后，将输出电压提高至规定的范围之后，进行恒定电力控制。

但是，根据该结构，在从向一对输入端子部从外部输入超过规定的阈值的交流电流起经过规定时间之后，阈值元件的两端被短路，根据阈值元件的两端短路后的LED发光部中流过的直流电流的大小，可变电感部的电感值可变，所以即使是该种逆变器式稳定器，仅检测应检测的LED发光部中流过的电流（通常的点亮状态下的电流），而不会进行错误的控制。

另外，上述LED灯除了所述结构以外，还设置了能够在一对输入端子部与整流电路部之间的电路中，切断从一对输入端子部中的某一方的输入端子部通过整流电路部流入另一方的输入端子部的交流电流的电路切断部，该电路切断部在由电流检测部检测的直流电流的大小超过规定的上限值的情况或者低于规定的下限值的情况下，切断交流电流。

根据该结构，例如，在稳定器侧产生老化、某种异常，而向LED灯流入过电流，在安全方面，能够切断从外部向一对输入端子部输入的交流电流流向整流电路部。另外，相反，即使在由于LED灯的向稳定器的安装状态、电连接不良等某种异常，所检测的直流电流的大小非常小的情况下，在安全方面，也能够切断从外部向一对输入端子部输入的交流电流流向整流电路部。

另外，上述LED灯除了所述结构以外，还设置有在整流电路部与LED发光部之间的电路中，能够根据占空比对流入LED发光部的电流进行PWM控制的PWM控制部，该PWM控制部根据向一对输入端子部输入的外部的交流电流的频率，切换为进行流入LED发光部的电流的PWM控制的情况、和不进行流入LED发光部的电流的PWM控制的情况，在PWM控制部不进行PWM控制的情况下，电流检测部检测流入LED发光部的直流电流的大小，根据该直流电流的大小，电感可变控制部使可变电感部的电感值可变。

根据该结构，不论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光启动式、快速启动式或者逆变器式中的哪一个点亮方式，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够通过利用脉冲驱动的PWM控制作为可点亮的照明用点亮。另外，在安装于逆变器式稳定器中的情况、即PWM控制部不进行PWM控制的情况下，通过该结构，能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。

换言之，只要是荧光灯用点亮装置的稳定器如辉光启动式或者快速启动式那样，从一对输入端子部输入的交流电流的频率如商用频率50Hz/60Hz那样低的情况，LED灯具有的PWM控制部就对LED发光部中流过的电流的稳定化发挥作用。另一方面，在该稳定器如逆变器式那样从一对输入端子部输入的交流电流的频率如20kHz～100kHz那样高的情况下，根据LED发光部中流过的直流电流的大小，可变电感部的电感值可变，而对LED发光部中流过的电流的稳定化发挥作用。

另外，根据上述LED灯，除了所述结构以外，PWM控制部在向一对输入端子部输入的外部的交流电流的频率低于规定的频率的情况下，通过高于规定的频率的频率的脉冲驱动，进行LED发光部中流过的电流的PWM控制，在向一对输入端子部输入的外部的交流电流的频率高于规定的频率的情况下，不进行LED发光部中流过的电流的PWM控制。

通过该结构，不论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光启动式、快速启动式或者逆变器式中的哪一个点亮方式，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够通过高于规定的频率的频率进行脉冲驱动而作为可点亮的照明用点亮。

因此，必须根据点亮装置的方式对LED灯进行取舍选择（适合性的确认）的点、或者在点亮装置侧需要电路工事、直接连接作业等附加作业的点等，从用户侧来看，用于导入工事的现状掌握调查、工期调整等的繁杂性、与其相伴地产生导入成本等事情易于被消除。

其结果，不会妨碍将LED灯应用于家庭、工作单位中的以往的荧光灯点亮装置（也可以是LED点亮装置）。

另外，能够使能够对节能、灯的长寿命化大幅贡献的LED灯在市场上普及。

例如，如果荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光启动式或者快速启动式的情况，则从一对输入端子部输入的交流电流的频率是商用频率的50Hz/60Hz。

因此，PWM控制部通过至少高于规定的频率（例如，5kHz）的频率的驱动脉冲对LED发光部中流过的电流进行PWM控制，所以能够使LED发光部中流过的电流高速反复ON/OFF，得到不产生闪烁的稳定的实效值（RMS值）。

另一方面，如果荧光灯用点亮装置的稳定器是逆变器式的情况，则从一对输入端子部输入的交流电流是高的频率的20kHz～100kHz，所以PWM控制部不进行PWM控制，使用通过整流电路部整流的原样的频率（如果是全波整流的情况，则在直流上重叠的波动电压波形分是2倍的频率），所以关于LED发光部中流过的电流，能够通过外部的逆变器式的稳定器的控制（例如，PWM控制），得到不产生闪烁的稳定的实效值（RMS值）。

因此，在外部和LED灯的内部中相同种类的控制方式重叠被可靠地防止，发生LED发光部中流过的电流的大小不稳定等不协调的原因被消除。

另外，根据上述LED灯，除了所述结构以外，在LED发光部的阴极侧端子与整流电路部的接地侧输出端子之间设置了旁通电路部，旁通电路部包括开关元件、和输出该开关元件的驱动电压的高通滤波器电路，开关元件在向一对输入端子部输入的交流电流是低于规定的频率的频率的情况下，电流不会从LED发光部的阴极侧端子流入整流电路部的接地侧输出端子，在向一对输入端子部输入的交流电流是高于规定的频率的频率的情况下，电流从LED发光部的阴极侧端子流入整流电路部的接地侧输出端子。

通过该结构，通过旁通电路部在从整流电路部的输入端子输入的交流电流高于规定的频率的情况下，使用于对LED发光部中流过的电流进行PWM控制的PWM控制部的开关元件旁通（迂回），能够使LED灯内置的PWM控制部不进行PWM控制。

另外，根据上述LED灯，除了所述结构以外，也可以是旁通电路部的开关元件是根据对栅极端子输入的栅极电压，控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET，漏极端子与LED发光部的阴极侧端子连接，源极端子与整流电路部的接地侧输出端子连接，栅极端子经由高通滤波器电路而与整流电路部的输入端子中的某一方连接，高通滤波器电路在向一对输入端子部输入的交流电流高于规定的频率的情况下，将以使电流从漏极端子流向源极端子的方式驱动的栅极电压输出到栅极端子，在向一对输入端子部输入的交流电流低于规定的频率的情况下，将以不使电流从漏极端子流向源极端子的方式驱动的栅极电压输出到栅极端子的方式。

通过该结构，N沟道MOS型FET作为旁通电路的开关元件而发挥功能，所以能够以充分的余量向LED发光部流入电流，能够阻止电流流入PWM控制部。

即，在从整流电路部的输入端子输的交流电流高于规定的频率的情况下，PWM控制部被旁通（迂回），所以关于LED发光部中流过的电流，电流不会流入PWM控制部，能够使PWM控制部不进行PWM控制。

另外，根据上述LED灯，除了所述结构以外，也可以是高通滤波器电路包括第1电容器、一个端子与第1电容器的一个端子连接且与第1电容器串联地连接的第1电阻、从第1电阻的另一端子向栅极端子正向连接的第1二极管、连接于源极端子与栅极端子之间的第2电容器、连接于源极端子与栅极端子之间的第2电阻、从源极端子向栅极端子正向地连接的齐纳二极管、以及从源极端子向第1电阻的另一端子正向地连接的第2二极管，第1电容器的另一端子与整流电路部的输入端子中的某一方连接。

通过该结构，仅能够使比规定的频率高的频率的电流向下一级通过的滤波功能发挥作用，能够根据频率使旁通电路的开关元件可靠地进行ON/OFF动作。

其结果，仅在从整流电路部的输入端子输的交流电流高于规定的频率的情况下，电流流入后级，所以能够可靠地使作为开关元件的N沟道MOS型FET成为ON状态，能够不对LED发光部中流过的电流进行PWM控制。

另外，根据上述LED灯，除了所述结构以外，规定的频率也可以是大于65Hz、小于20kHz的频率。

通过该结构，即使考虑包含电源频率的精度的偏差，也能够明确地区分稳定器的方式是辉光启动式或者快速启动式的情况下的频率（60±1Hz）、和市场上流通的逆变器式的情况下的频率（20～100kHz），所以能够根据其区分结果切换进行利用脉冲驱动的PWM控制的情况和不进行利用脉冲驱动的PWM控制的情况，以高的频率进行脉冲驱动而作为可点亮的照明用点亮。

特别，通过使所区分的规定的频率成为属于小于20kHz的可听域（人类能够识别为声音的频率带）的范围内的频率，利用比其高的频率频带中的频率的脉冲驱动进行PWM控制，所以感觉为刺耳的噪音也被减轻。

另外，本发明的照明装置的特征在于，包括具有上述某一个结构的LED灯。

根据该照明装置，由于包括上述LED灯，所以即使荧光灯用点亮装置的稳定器是恒定电力控制型的逆变器式稳定器，仅通过与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。

另外，无需在照明装置侧新设置用于对LED发光部进行调光的稳定器，仅通过向一对输入端子部供给外部的交流电流就能够实现作为照明的点亮。

另外，由于在照明装置自身中未搭载稳定器，所以照明装置的结构被简化，必须根据点亮装置的方式对LED灯进行取舍选择（适合性的确认）的点、或者在点亮装置侧需要电路工事、直接连接作业等附加作业的点等，从用户侧来看，用于导入工事的现状掌握调查、工期调整等的繁杂性、与其相伴地产生导入成本等事情易于被消除。

另外，本发明提供一种LED灯的电流控制方法，是包括一对输入端子部、将从外部向一对输入端子部输入的交流电流整流为直流电流的整流电路部、以及通过从整流电路部输出的直流电流的通电发光的LED发光部的LED灯的电流控制方法，其特征在于，包括：在一对输入端子部与整流电路部之间的电路中，交流电流从一对输入端子部中的某一方的输入端子部经由可变电感部通过整流电路部流入另一方的输入端子部的阶段；在整流电路部与LED发光部之间的电路中，检测流入LED发光部的直流电流的大小的阶段；以及根据检测的直流电流的大小使可变电感部的电感值可变的阶段，以使流入LED发光部的直流电流的大小成为规定的范围内的方式进行控制。

根据该LED灯的电流控制方法，即使荧光灯用点亮装置的稳定器是恒定电力控制型的逆变器式稳定器，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，根据由电流检测部检测的电流的大小，可变电感部的电感值可变，根据该值以使输出电压成为大致比例的方式固定。其结果，能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。

根据本发明的LED灯、包括该LED灯的照明装置、以及LED灯的电流控制方法，即使荧光灯用点亮装置的稳定器是恒定电力控制型的逆变器式，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式中的照明装置的电路整体的框图。

图2是本发明的实施方式中的LED灯的电路图。

图3是示出集成电路IC1的内部的框图。

图4是示出可变电感部的电路图。

图5是示出可变电感部的可变控制模式的图。

图6是示出针对检测电流的电感值的可变区域和电路切断区域的图。

图7是示出本发明的实施方式中的LED灯的电流控制方法的流程图。

图8（a）以及（b）分别是通过恒定电力控制型逆变器式稳定器点亮了的情况下的LED灯的电感值100μH时的输入电压波形和LED发光部中流过的电流波形，图8（c）以及（d）分别是通过恒定电力控制型逆变器式稳定器点亮了的情况下的LED灯的电感值400μH时的输入电压波形和LED发光部中流过的电流波形。

图9（a）以及（b）分别是通过恒定电力控制型逆变器式稳定器点亮了的情况下的LED灯的电感值100μH时的输入电压波形和LED发光部中流过的电流波形，图9（c）以及（d）分别是通过恒定电力控制型逆变器式稳定器点亮了的情况下的LED灯的电感值400μH时的输入电压波形和LED发光部中流过的电流波形。

图10（a）是输入电压Vin的波形，图10（b）是开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图10（c）是集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图10（d）是开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图10（e）是LED发光部24中流过的电流i的波形。

图11（a）是输入电压Vin的波形，图11（b）是开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图11（c）是集成电路IC1的电流传感器端子的电压Vcs的波形，图11（d）是开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图11（e）是LED发光部24中流过的电流i的波形。

图12（a）是输入电压Vin的波形，图12（b）是开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图12（c）是集成电路IC1的电流传感器端子的电压Vcs的波形，图12（d）是开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图12（e）是LED发光部24中流过的电流i的波形。

图13是示出本发明的变形例中的照明装置的电路整体的框图。

图14（a）是使门限电压根据高电压（HV）的大小可变的电路的一部分的图，图14（b）是针对串联快速式稳定器串联地连接了本实施方式中的LED灯的整体结构图。

图15（a）是示出辉光启动式的稳定器的一个例子的图，图15（b）是示出快速启动式的稳定器的一个例子的图，图15（c）是示出逆变器式的稳定器的一个例子的图。

16是示出串联快速式稳定器的一个例子的图。

（符号说明）

10、100：照明装置；11：插头；12：稳定器；20、50、60、200：LED灯；20a、20b、20c、20d：输入端子部；21：保护电路部；22：整流电路部；23：平滑电路部；24：LED发光部；25：PWM控制部；26：旁通电路部；31：电流检测部；R31：电阻；C31：电容器；32：电感可变控制部；33：电路切断部；34：阈值元件；D34a、D34b：齐纳二极管；RY34：继电器；L50、L60：可变电感部；L51、L52、L61、L62：电感器；32a、32b、32c：开关元件；C1、C2、C9、C10、C11、C12、C20：电容器；C3、C4、C5：电解电容器；C6：第1电容器；C7：第2电容器；D2、D3、D4、D5、D6、D7：二极管；D8：第2二极管；D9：第1二极管；D1、D10、D20：齐纳二极管；Z9、Z10、Z11、Z12：输入电路部；HV：高电压；F1：保险丝；IC1：集成电路；L1、L2、L3、L4：扼流线圈；Q1、Q2：开关元件；R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12、R20、R21、R22：电阻；R13：第1电阻；R14：第2电阻；RT：电阻值；SA1：2极放电管；SA2：可变电阻；S01、S02、S03、S04：步骤；T1、T2、T3、T4、T6、T8、T9、T11、T12：端子；T5：接地侧输出端子；T7：高电压（HV）侧输出端子；TA：阳极侧端子；TK：阴极侧端子；TG：GND端子；Vin：输入电压；Vcs：电流传感器端子电压；Vg1：开关元件Q1的栅极端子的电压；Vg2：开关元件Q2的栅极端子的电压；i：LED发光部中流过的电流；t_OSC：振荡周期；t1、t2：周期。

具体实施方式

以下，参照附图，说明具体实施方式。

（实施方式）

图1是示出本发明的实施方式中的照明装置的电路整体的框图，图2是本发明的实施方式中的LED灯的电路图，图3是示出集成电路IC1的内部的框图，图4是示出可变电感部的电路图，图5是示出可变电感部的可变控制模式的图，图6是示出针对检测电流的电感值的可变区域和电路切断区域的图，图7是示出本发明的实施方式中的LED灯的电流控制方法的流程图，图8（a）～（d）以及图9（a）～（d）是使本发明的实施方式中的LED灯通过恒定电力控制型逆变器式稳定器点亮了时的LED灯的输入电压波形和LED发光部中流过的电流波形，图10（a）～（e）是作为本发明的实施方式中的照明装置的稳定器使用了辉光启动式的情况的各测定点处的电压波形图，图11（a）～（e）是作为本发明的实施方式中的照明装置的稳定器使用了快速启动式的情况的各测定点处的电压波形图，图12（a）～（e）是作为本发明的实施方式中的照明装置的稳定器使用了逆变器式的情况的各测定点处的电压波形图，图13是示出本发明的变形例中的照明装置的电路整体的框图，图14（a）是示出使门限电压根据高电压（HV）的大小可变的电路的一部分的图，图14（b）是针对串联快速式稳定器串联地连接了本实施方式中的LED灯的整体结构图。

首先，如图1所示，本发明的实施方式的照明装置10具备为了从例如家庭用的AC电压100～240V（50Hz/60Hz）的外部电源进行电力供给而连接的插头11、为了荧光灯的点亮而控制从插头11输入的电力的稳定器12、以及根据稳定器12的方式向一对输入端子部之间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）输入规定的电压的LED灯20。

此处，稳定器12是用于使既存的荧光灯点亮的公知的辉光启动式、快速启动式或者逆变器式中的任意一个即可。

另外，如果与插头11连接的外部电源是AC电压100～240V（50Hz/60Hz），则LED灯20正常地动作，所以也可以是不经由稳定器12而对LED灯20直接输入该外部电力的结构。

此处，从稳定器12输出交流电流的线被连接为能够向一对输入端子部之间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）、或者一对输入端子部之间（输入端子部20b与输入端子部20d之间）中的某一方或者其两方输入。

另一方面，在LED灯20的输入端子部20a与端子T1之间，连接了由电阻R9和电容器C9的RC并联电路构成的输入电路部Z9（参照图2）。

同样地，在LED灯20的输入端子部20b与端子T1之间，连接了由电阻R10和电容器C10的RC并联电路构成的输入电路部Z10（参照图2）。

同样地，在LED灯20的输入端子部20c与端子T2之间，连接了由电阻R11和电容器C11的RC并联电路构成的输入电路部Z11（参照图2）。

同样地，在LED灯20的输入端子部20d与端子T2之间，连接了由电阻R12和电容器C12的RC并联电路构成的输入电路部Z12（参照图2）。

由此，关于输入端子部20a与输入端子部20b之间的电阻R9和电阻R10的电阻值，以相当于荧光灯的灯丝的电阻分量的方式，分别选择了约几Ω～约100Ω。

同样地，关于输入端子部20c与输入端子部20d之间的电阻R11和电阻R12的电阻值，以相当于荧光灯的灯丝的电阻分量的方式，分别选择了约几Ω～约100Ω。

如果如上述那样，选择电阻R9～R12的电阻值，则即使是假设稳定器12为逆变器式，自动探测在负载侧是否安装了荧光灯（有无利用灯丝电阻的导通），在未安装荧光灯的情况（无利用灯丝电阻的导通的情况）下不输出电力那样的类型，由于这些电阻R9～R12作为虚设电阻作用，所以仍对LED灯20正常地供给电力。

另外，在端子T1与端子T11之间，连接了电路切断部33，同样地，在端子T2与端子T12之间，也连接了电路切断部33。电路切断部33包括例如B接点类型的继电器，在LED发光部24中流过的电流i的大小是异常的情况下，能够切断来自一对输入端子部的交流电流。电路切断部33的详细后述。

另外，在端子T11与端子T12之间，插入了保护电路部21（参照图2）。

保护电路部21是将封入了氖、氩等惰性气体的2极放电管SA1和可变电阻SA2串联地连接而得到的。

通过适宜设定2极放电管SA1的放电开始电压、可变电阻SA2的限制电压，能够将从电源侧侵入端子T1与端子T2之间的浪涌电压抑制为例如约400V的峰值以下。另外，通过将2极放电管SA1和可变电阻SA2串联地组合，在能够通过可变电阻SA2有效地防止在浪涌电压平息之后，2极放电管SA1继续放电所致的续流（follow current）。

由此，即使在假设从外部的输入电源侧侵入了例如雷浪涌、感应雷浪涌的情况下，吸收浪涌电流，而阻止浪涌电流流入到整流电路部22侧。

因此，能够保护整流电路部22、构成LED发光部24的二极管、电容器等电子部件。

另外，在端子T12侧，串联地连接有阈值元件34。阈值元件34包括例如相互逆向（双向）地串联地连接的2个齐纳二极管D34a、D34b、和与这些齐纳二极管并联地连接的继电器RY34（参照图2）。继电器RY34通过来自在从向LED发光部24流入电流起经过规定时间之后输出规定的电压的延迟电路（未图示）的输出电压来驱动，使2个齐纳二极管D34a、D34b的两端短路。该延迟电路被设定为在从交流电流超过阈值元件34的规定的阈值而开始流入后级的整流电路部22起经过规定的时间之后输出规定的电压来驱动继电器RY34。由此，在阈值元件34中，在从外部向一对输入端子部输入超过规定的阈值的交流电流起经过规定的时间之后，其两端通过继电器RY34短路。另外，阈值元件定义为，如果对两个端子之间施加了规定的阈值以上的电压，则在元件的内部中开始通电的元件，作为阈值元件34，代替齐纳二极管D34a、D34b，能够应用例如无栅极2端子型晶闸管的双向开关元件（注册商标）、二极放电管等。阈值元件34的详细后述。

另外，在端子T11与整流电路部22的一方的输入侧的端子T3之间插入有可变电感部L50，同样地在端子T12与整流电路部22的另一方的输入侧的端子T6之间，与阈值元件34串联地连接有可变电感部L60。通过电感可变控制部32控制可变电感部L50、L60的电感值（以下，还称为L值）。可变电感部L50、L60的电感可变的详细后述。

由此，可变电感部L50和可变电感部L60作为针对高频率的脉冲，限制所流过的电流的阻抗而发挥作用。

因此，在例如稳定器12是辉光启动式或者快速启动式的情况下，开关元件Q1进行ON/OFF动作，所以能够阻止其开关噪声（高频率的噪声脉冲）通过输入端子部20a～20d中的某一个流出到外部的交流电流侧（输入电源）。

另外，在稳定器12是逆变器式的情况下，被输入高频率的20kHz～100kHz的交流电流，所以可变电感部L50和可变电感部L60作为不伴随有效的电力损失（无效电力损失）的负载作用。

由此，从一对输入端子部之间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）、或者一对输入端子部之间（输入端子部20b与输入端子部20d之间）中的某一方或者其两方来看，只要使LED灯20的负载阻抗进入规定的范围内，就从逆变器式的稳定器12稳定地输出电力。

另外，整流电路部22包括由4个二极管D4～D7构成的桥二极管、和为了使其输出级中的全波整流波形平滑化而并联地连接的电解电容器C4以及电解电容器C5（参照图2）。

另外，在整流电路部22的输出侧端子中，对高电压（HV）侧输出端子T7与接地侧输出端子T5之间，输出直流电压。

另外，高电压（HV）侧输出端子T7经由平滑电路部23而与LED发光部24的阳极侧端子TA连接，LED发光部24的阴极侧端子TK经由平滑电路部23而与PWM控制部25连接。

此处，LED发光部24由将30个正向电压是约3V的LED（发光二极管）串联连接的LED群被3电路并联地连接的电路构成，电流i从阳极侧端子TA流入到阴极侧端子TK的方向（箭头的方向）。

进而，PWM控制部25的GND端子TG与整流电路部22的输出侧的接地侧输出端子T5连接。

通过上述电路结构，针对LED发光部24中流过的电流i，通过PWM控制部25利用比规定的频率高的频率的脉冲驱动进行PWM控制，在规定的电流值范围内控制。

另一方面，在LED发光部24的阴极侧端子TK与整流电路部22的接地侧输出端子T5之间，连接有旁通电路部26。

由此，在对整流电路部22的一方的端子T3输入的交流电流的频率高于规定的频率的情况下，即使开关元件Q1是ON状态（电流从漏极端子流向源极端子的状态，以下相同），由于电阻R3、电阻R4以及电阻R5并联地连接于端子T9与端子TG之间，所以PWM控制部25被旁通（迂回），LED发光部24中流过的电流i从阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG直接流入到整流电路部22的接地侧输出端子T5。

因此，电流i几乎不流入PWM控制部25，所以电流i不被PWM控制。

另外，在上述以及以后的说明中，针对电流i根据占空比进行PWM控制（PWM是PULSE WIDTH MODULATION的简称，以下相同）定义为，驱动脉冲的周期恒定，依据输入信号的大小（在本实施方式的情况下，在作为电流传感器端子的#2管件中探测的电压的大小），根据驱动脉冲的占空比（是以脉冲宽度相对脉冲周期的比且与功程率的意义相同，以下相同），对电流i进行ON/OFF控制，设为此时的占空比大于0%且小于100%。

由此，能够使LED发光部24中流过的电流i的大小稳定化。

另一方面，不针对电流i根据占空比进行PWM控制定义为，PWM控制部不针对电流i根据占空比进行ON/OFF控制，如上所述设为，除了电流i几乎不流入PWM控制部的情况以外，还包驱动脉冲的占空比是0%且开关元件Q1在动作中始终是FF状态的情况、和驱动脉冲的占空比是100%且开关元件Q1在动作中始终是ON状态的情况。

另外，在LED发光部24的阴极侧端子TK与整流电路部22的接地侧输出端子T5之间，与旁通电路部26串联地连接有电流检测部31。电流检测部31在通过旁通电路部26使LED发光部24中流过的电流i旁通的情况（稳定器是逆变器方式的情况）下，检测该直流电流的大小，将其检测信号（直流电压）输出到电感可变控制部32。

然后，电感可变控制部32根据由电流检测部31检测的电流的大小，控制可变电感部L50、L60的电感值。电感可变控制部32的详细后述。

接下来，参照图2～图6，进一步详细说明各结构部。

如上所述，输入端子部20a与端子T1之间的电阻R9作为相当于荧光灯的灯丝的虚设电阻而发挥作用，但电容器C9能够在通常的动作状态（LED发光部24的点亮中）下使交流电流通过。

由此，能够以与由该交流电流的频率和电容器C9的电容决定的电容电抗与电阻R9的电阻值之比成反比例的形式分流，所以相应地抑制电阻R9的发热。

同样地，输入端子部20c与端子T2之间的电阻R11作为相当于灯丝的虚设电阻而发挥作用，但电容器C11能够在通常的动作状态下使交流电流通过，所以抑制电阻R11的发热。

另外，保险丝F1是向一对输入端子部之间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）、或者一对输入端子部之间（输入端子部20b与输入端子部20d之间）中的某一方或者其两方输入的电源电流的过电流保护用。

接下来，整流电路部22在前级具有由阳极与端子T3连接且阴极与高电压（HV）侧输出端子T7连接的二极管D4、阳极与端子T6连接且阴极与高电压（HV）侧输出端子T7连接的二极管D5、阳极与接地侧输出端子T5连接且阴极与和端子T3相同电位的端子T4连接的二极管D6、以及阳极与接地侧输出端子T5连接且阴极与端子T6连接的二极管D7构成的桥二极管。

另外，在上述桥二极管的后级，为了使全波整流波形平滑化，在高电压（HV）侧输出端子T7与接地侧输出端子T5之间，使高电压（HV）侧输出端子T7侧成为正（+）、使接地侧输出端子T5侧成为负（-）端子而并联地连接了电解电容器C4和电解电容器C5。

由此，平滑并直流化了的输出电压被输出到高电压（HV）侧输出端子T7，低电压侧被输出到接地侧输出端子T5。

然后，针对输出到高电压（HV）侧输出端子T7的高电压的直流电压，通过平滑电路部23去除脉动分量（波动分量），其被称为所谓扼流线圈输入形平滑电路，针对LED发光部24通过扼流线圈L1～L4的串联电路和电解电容器C3的并联电路构成。

进而，以使通过通过平滑电路部23而去除了脉动分量的电流i从LED发光部24的阳极侧端子TA流入阴极侧端子TK，使构成上述LED发光部24的合计90个LED（发光二极管）发光的方式发挥功能。

进而，针对从LED发光部24通过了平滑电路部23的电流i，通过构成PWM控制部25的集成电路IC1和与各管脚（#1～#8）连接的电阻R1～R8、电容器C1、电容器C2、齐纳二极管D1、二极管D2以及开关元件Q1，利用规定的振荡周期t_OSC（μs）的脉冲驱动，进行PWM控制。

例如，在作为集成电路IC1，使用了市面销售的SUPERTEXINC.制造的型式HV9910B（参照图3）的情况下，针对振荡周期t_OSC（μs），通过与#8管脚连接的电阻R1的电阻值R_T（kΩ），利用根据下式1得到的时间进行控制。

【式1】

$t_{\mathrm{OSC}}\left(\mathrm{\μs}\right)=\frac{R_T\left(\mathrm{k\Ω}\right)+22}{25}$

另外，在本实施方式中，例如如果将电阻R1设定为约499（kΩ），则作为振荡周期t_OSC（μs），通过上述公式1，求出约20.84（μs）。

因此，如果假设使振荡周期成为依照计算值的约20.84（μs），则能够进行约48kHz的高频率的脉冲驱动。

另外，进行LED发光部24中流过的电流i的ON/OFF控制的开关元件Q1是能够根据栅极端子的输入电压，控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET。

此处，在集成电路IC1中，开关元件Q1的漏极端子与构成平滑电路部23的一部分的二极管D3的阳极端子连接，针对源极端子，连接与作为集成电路IC1的电流传感器端子的#2管脚经由电阻R6连接的端子T9，针对栅极端子，输入针对从集成电路IC1的#4管脚输出的电压通过电阻R2和电阻R7进行分压而得到的电压、与电阻R7相当的量的电压。

另外，集成电路IC1的#1管脚经由电阻R8和齐纳二极管D1而与高电压（HV）侧输出端子T7连接，所以对该#1管脚供给从整流电路部22输出的直流的高电压。

由此，针对从#1管脚供给的电压（约DC8V～约DC450V），通过内部的调节器，下降为规定的VDD电压（约DC12V）·整流·稳定化，作为集成电路IC1的内部电路的驱动用电源而发挥功能，并且对#6管脚输出该VDD电压（参照图3）。

通过上述那样的连接，利用集成电路IC1的脉冲驱动，如果在作为电流传感器端子的#2管脚中探测的电压不超过门限电压的约DC250mV，则对开关元件Q1的栅极端子输出高电平（约DC7.5V）的电压，成为ON状态，如果在作为电流传感器端子的#2管脚中探测的电压达到门限电压的约DC250mV，则对开关元件Q1的栅极端子输出低电平（约0V）的电压，成为OFF状态（电流不从漏极端子流向源极端子的状态，以下相同）。

这样，关于LED发光部中流过的电流i，通过集成电路IC1的动作输出开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的驱动脉冲的周期恒定，根据在#2管脚中探测的电压（电流传感器端子电压Vcs）的电平，栅极端子的电压Vg1的脉冲宽度的占空比可变，而对电流i进行控制。

即，针对电流i，通过PWM控制部25的高频率的脉冲驱动进行PWM控制，所以根据反复ON/OFF的开关元件Q1，以通过上述公式1得到的振荡周期t_OSC（μs），脉冲状（三角波）地反复增减。

在本实施方式中，#7管脚与#6管脚连接（共用），所以对#7管脚输入超过上述门限电压（约DC250mV）的电压VDD（约DC12V）。

另外，在本实施方式中，作为与在电流传感器端子即#2管脚中探测的电压进行比较的上述门限电压，设定有在集成电路IC1的内部中发生的上述约DC250mV（参照图3）。

另一方面，如果作为对集成电路IC1的#7管脚输入的电压，设定不超过约DC250mV的范围的电压，则能够将该电压作为与在电流传感器端子（#2管脚）中检测的电压比较的门限电压进行阈值设定，所以还能够向进一步降低占空比的方向可变。

由此，还能够降低LED发光部24中流过的电流i的实效值（RMS值）来调光（减光）。

此处，如果开关元件Q1成为OFF状态，则在扼流线圈L1～L4的串联电路中，激励电流i要流动的方向的反电动势，以从扼流线圈L1的终端的端子T8朝向LED发光部24的阳极侧端子TA成为正向的方式连接有用于吸收该反电动势所致的电流的二极管D3。

另一方面，如上所述，在LED发光部24的阴极侧端子TK与整流电路部22的接地侧输出端子T5之间设置有旁通电路部26以及电流检测部31。

旁通电路部26包括开关元件Q2、和对该开关元件Q2输出驱动电压（栅极端子电压）的高通滤波器电路。

此处，旁通电路部26的开关元件Q2是根据对栅极端子输入的电压，控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET，漏极端子与LED发光部24的阴极侧端子TK连接，源极端子经由电流检测部31与整流电路部22的接地侧输出端子T5（电）连接，栅极端子经由高通滤波器电路而与整流电路部22的端子T4连接。

该高通滤波器电路包括第1电容器C6、一个端子与第1电容器C6的一个端子连接而与第1电容器串联地连接的第1电阻R13、从第1电阻R13的另一端子向开关元件Q2的栅极端子正向地连接的第1二极管D9、电连接于开关元件Q2的源极端子与栅极端子之间的第2电容器C7、电连接于源极端子与栅极端子之间的第2电阻R14、从源极端子向栅极端子正向地电连接的齐纳二极管D10、以及从源极端子向第1电阻R13的另一端子正向地电连接的第2二极管D8。

另外，第1电容器C6的另一端子与整流电路部22的输入端子（经由端子T4而与端子T3或者端子T6）中的某一方连接。

关于该高通滤波器电路，如果以截断（cut off）输入到端子T3的交流电流是规定的频率以下的情况的部分的方式，选择第1电容器C6、第1电阻R13以及第2电阻R14的电路常数，则由电容器和电阻构成的CR电路作为高通滤波器而发挥作用，所以仅使超过规定的频率的频率的交流电流向后级通过。

即，通过具有比输入到端子T3的规定的频率高的频率的交流电流，在第2电容器C7、第2电阻R14、以及齐纳二极管D10的高电压侧，产生直流电压，将能够使开关元件Q2成为ON状态的电压输出到栅极端子。

关于该栅极端子的电压，能够根据第1电阻R13与第2电阻R14的分压比和限制对栅极端子输入的电压的齐纳二极管D10的齐纳电压适宜设定，设定为能够使开关元件Q2成为ON状态的高电平的栅极端子的电压范围即可。

另外，高通滤波器电路是在交流电流的频率高于规定的频率的情况下，用于使该交流电流通过而使开关元件Q2的栅极端子成为高电平（例如，约DC14V）的滤波器用的输入电路，所以也可以连接到针对整流电路部22的接地侧输出端子T5输入相同的交流电流（仅相位差别180度）的端子T6。

通过以上的结构，高通滤波器电路在对整流电路部22的输入端子输入的交流电流高于规定的频率（在本实施方式中，通过将第1电容器C6的电容选定为100pF、将第1电阻R13的电阻值选定为51kΩ、将第2电阻R14的电阻值选定为51kΩ，将截断频率通过实测设定为约5kHz，以下相同）的情况下，输出使电流从漏极端子流向源极端子的规定的栅极电压，在交流电流低于规定的频率的情况下，输出不使电流从漏极端子流向源极端子的栅极电压。

即，开关元件Q2能够在从整流电路部22的输入端子输入的交流电流是低于规定的频率（约5kHz）的频率的情况下，不使电流从LED发光部24的阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG流向整流电路部22的接地侧输出端子T5，在从整流电路部22的输入端子输入的交流电流是高于规定的频率（以下，称为截断频率且设为约5kHz）的频率的情况下，使电流从LED发光部24的阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG流向整流电路部22的接地侧输出端子T5。

其结果，在向一对输入端子部输入的外部的交流电流的频率低于规定的频率的情况（例如，从辉光启动式或者快速启动式的稳定器输入的情况）下，针对LED发光部24中流过的电流i，通过PWM控制部25，利用比规定的频率高的频率的脉冲驱动进行PWM控制，成为脉冲波（三角波）。

另一方面，在向一对输入端子部输入的外部的交流电流的频率高于规定的频率的情况（例如，从逆变器式的稳定器输入的情况）下，PWM控制部25通过旁通电路部26被旁通（迂回），所以关于LED发光部24中流过的电流i，不通过PWM控制部25进行PWM控制，而原样地流向整流电路部22的接地侧输出端子T5。

因此，向一对输入端子部输入的高频率的交流电流仅通过整流电路部22、平滑电路部23以及LED发光部24，所以LED发光部24中流过的电流i成为针对向一对输入端子部输入的交流电流通过全波整流直流化了的波形（例如，参照图12（e））。

另外，电流检测部31由电阻R31和电容器C31的RC并联电路构成。电流检测部31在旁通电路部26中的开关元件Q2成为ON状态的情况下，检测从开关元件Q2的漏极端子流向源极端子的电流的大小。即，电流检测部31在向一对输入端子部输入的外部的交流电流的频率高于规定的频率那样的情况、例如稳定器是逆变器式的情况下，检测LED发光部24中流过的电流i。在本实施方式中，电流检测部31将与自身中流过的电流值对应的检测信号（直流电压）输出到电感可变控制部32。

进而，电感可变控制部32包括微处理器，根据由电流检测部31检测的电流的大小（即，根据来自电流检测部31的直流电压的大小），控制可变电感部L50、L60的电感值。

例如，如图4（a）所示，可变电感部L50具有串联地连接的电感器L51和电感器L52、以及与电感器L51、L52分别并联地连接的开关元件32a、32b。另一方面，如图4（b）所示，可变电感部L60具有串联地连接的电感器L51和电感器L52、以及与电感器L51、L52的串联电路的两端并联地连接的开关元件32c。另外，在可变电感部L50、L60中，例如，也可以应用滑动式电感器、磁性放大器等。

电感可变控制部32通过对开关元件32a、32b、32c进行ON/OFF控制，能够使可变电感部L50、L60的总和电感值可变。例如，如图5以及图6所示，电感可变控制部32在LED发光部24中流过的电流i的大小是规定的范围（L值非可变区域）内的情况下，通过如模式2那样使开关元件32a成为ON状态并使开关元件32b以及32c成为OFF状态，将可变电感部L50、L60的电感值设定为电感器L52、L61、L62的总和电感值。

另一方面，在LED发光部24中流过的电流i的大小小于规定的范围的情况（处于L值可变（下降）区域内的情况）下，通过如模式3那样使开关元件32a～32c全部成为ON状态，使可变电感部L50、L60的总和电感值小幅可变。于是，恒定电力控制型的逆变器式稳定器的输出电压变小，输出电流变大。即，能够增大LED发光部24中流过的电流i，所以能够使LED发光部24中流过的电流i的大小在规定的范围内稳定化。

另外，在LED发光部24中流过的电流i的大小大于规定的范围的情况（处于L值可变（上升）区域内的情况）下，通过如模式1那样使开关元件32a～32c全部成为OFF状态，使可变电感部L50、L60的总和电感值大幅可变。于是，恒定电力控制型的逆变器式稳定器的输出电压变大，输出电流变小。即，能够减小LED发光部24中流过的电流i，所以能够使LED发光部24中流过的电流i的大小在规定的范围内稳定化。

另一方面，电感可变控制部32在由电流检测部31检测的电流的大小超过规定的上限值的情况（电路切断区域内的情况）下，控制电路切断部33，切断从一对输入端子部流向整流电路部22的交流电流（过电流保护）。另外，电感可变控制部32在由电流检测部31检测的电流的大小低于规定的下限值的情况（电路切断区域内的情况）下，控制电路切断部33，切断从一对输入端子部流向整流电路部22的交流电流（某种电流异常保护）。

另外，在本实施方式中，电流检测部31在阈值元件34的两端被短路之后进行电流检测。例如，根据恒定电力控制型的逆变器式稳定器的种类，在输出开始时，为了掌握荧光灯的状态（例如，在负载侧是否安装了荧光灯的检查），预先将输出电压设定为低于额定值而流过得不到适合的光量的少量的电流并监视了此时的输出电流的大小之后，将输出电压提高至规定的范围之后，进行恒定电力控制。但是，在本实施方式中，在从向一对输入端子部从外部输入超过规定的阈值的交流电流起经过规定时间之后，阈值元件34的两端被短路，根据阈值元件34的两端短路后的LED发光部中流过的直流电流的大小，可变电感部的电感值可变，所以即使是该种逆变器式稳定器，也能够仅检测应检测的LED发光部中流过的电流（通常的点亮状态下的电流），来防止错误的控制。

接下来，参照图7，说明稳定器是恒定电力控制型的逆变器式的情况的LED灯的电流控制方法。

首先，作为初始设定，通过电感可变控制部32，将可变电感部L50、L60的电感值设定为模式2（步骤S01）。

接下来，如果在从恒定电力控制型的逆变器式稳定器向一对输入端子部输入超过规定的阈值的交流电流起经过了规定的时间，则阈值元件34的两端被短路，能够进行通常的点亮的交流电流流入可变电感部L50、L60以及整流电路部22。于是，稳定器是逆变器式，且交流电流的频率高于规定的频率，所以旁通电路部26中的开关元件Q2成为ON状态，经由可变电感部L50、L60流入整流电路部22通过该整流电路部22整流了的电流被供给到LED发光部24（步骤S02）。此时，关于LED发光部24中流过的电流i，不通过PWM控制部25进行PWM控制，并且不通过平滑电路部23平滑化（被旁通）。

接下来，通过电流检测部31，检测LED发光部24中流过的电流i的大小（步骤S03）。在由电流检测部31检测的电流的大小处于规定的范围（图6所示的L值非可变区域）内的情况下，电感可变控制部32使可变电感部L50、L60的电感值依旧为模式2而保持不变（步骤S04）。

但是，在由电流检测部31检测的电流的大小小于规定的范围的情况（图6所示的L值可变（下降）区域内的情况）下，通过电感可变控制部32，将可变电感部L50、L60的电感值设定为模式3，使总和电感值小幅可变。于是，恒定电力控制型的逆变器式稳定器的输出电压变小，输出电流变大。即，能够增大LED发光部24中流过的电流i，所以LED发光部24中流过的电流i的大小在规定的范围内稳定化（步骤S04）。

另一方面，在由电流检测部31检测的电流的大小大于规定的范围的情况（图6所示的L值可变（上升）区域内的情况）下，通过电感可变控制部32，将可变电感部L50、L60的电感值设定为模式1，使总和电感值大幅可变。于是，恒定电力控制型的逆变器式稳定器的输出电压变大，输出电流变小。即，能够减小LED发光部24中流过的电流i，所以LED发光部24中流过的电流i的大小在规定的范围内稳定化（步骤S04）。

另外，在由电流检测部31检测的电流的大小超过规定的上限值的情况（图6所示的电路切断区域内的情况）下，通过电感可变控制部32控制电路切断部33，从一对输入端子部流入整流电路部22的交流电流被切断（过电流保护）。另外，在由电流检测部31检测的电流的大小低于规定的下限值的情况（图6所示的电路切断区域内的情况）下，通过电感可变控制部32控制电路切断部33，从一对输入端子部流入整流电路部22的交流电流被切断（某种电流异常保护）。

接下来，参照图8以及图9，说明稳定器12是恒定电力控制型的逆变器式稳定器，通过该稳定器12使LED灯20点亮，根据LED发光部24中流过的电流i的大小使可变电感部L50、L60的电感值变化了时的LED灯20的输入电压Vin和LED发光部24中流过的电流i的观测波形。

另外，在图8和图9中，使用不同种类的恒定电力控制型的逆变器式稳定器进行了同样的观测。图8（a）以及图9（a）是观测了可变电感部L50、L60的总和电感值是100μH时的LED灯20的输入电压Vin的图，纵轴相当于50V/div。另外，图8（b）以及图9（b）示出观测了可变电感部L50、L60的总和电感值是100μH时的LED发光部24中流过的电流i的图，纵轴相当于200mA/div。另一方面，图8（c）以及图9（c）是观测了可变电感部L50、L60的总和电感值是400μH时的LED灯20的输入电压Vin的图，纵轴相当于50V/div。另外，图8（d）以及图9（d）是观测了可变电感部L50、L60的总和电感值是400μH时的LED发光部24中流过的电流i的图，纵轴相当于200mA/div。

另外，电流检测部31中的电阻R31的电阻值是1Ω，将其两端电压是390mV时、即LED发光部24中流过的电流的大小是390mA时作为阈值，设定为在超过该阈值的情况下，可变电感部L50、L60的总和电感值从100μH（模式2）切换为400μH（模式1）。

根据图8以及图9，观测到通过使可变电感部L50、L60的总和电感值从100μH大幅变化为400μH，逆变器式稳定器的输出电压变大，输出电流被控制为较小，在规定的范围（L值非可变区域）内的390mA以下稳定化。

接下来，参照图10～图12，说明根据稳定器12的各方式，一对输入端子部（输入端子部20a与输入端子部20c之间）的输入电压Vin、开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1、作为集成电路IC1的#2管脚的电流传感器端子电压Vcs、开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2、以及LED发光部24中流过的电流i的各观测波形。

另外，关于栅极端子的电压Vg1、Vg2以及电流传感器端子电压Vcs，设为都以PWM控制部25的GND端子TG为基准（接地电平）进行了测量。

另外，图10（e）、图11（e）、图12（e）所示的LED发光部24中流过的电流i是使LED发光部24（合计90个LED）中流过的合计电流流入到插入电阻（1Ω）并观测对该电阻施加的电压下降量而得到的电流，图10（e）和图11（e）的纵轴相当于500mA/div，图12（e）的纵轴相当于200mA/div。

首先，图10（a）～（e）是作为稳定器12使用了辉光启动式（2次电压200V/2次电流0.42A）的情况，图10（a）示出输入电压Vin的波形，图10（b）示出开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图10（c）示出集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图10（d）示出开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图10（e）示出LED发光部24中流过的电流i的波形。

首先，如图10（a）所示，作为输入电压Vin的波形的频率观测到作为商用频率的60.1Hz。

该频率低于设定为约5kHz的截断频率，所以通过PWM控制部25的集成电路IC1的脉冲驱动，如图10（b）所示，在实测中输出振荡周期t_OSC（μs）是约22.78（μs）的开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1。

此处，开关元件Q1对栅极端子，以约33%的占空比交替输入高电平（约DC7.5V）和低电平（约0V）的电压，以频率约43.9kHz进行脉冲驱动。

其基于如图10（c）所示，直至电流传感器端子电压Vcs达到约DC250mV，对开关元件Q1的栅极端子输出高电平（约DC7.5V）的电压，如果电流传感器端子电压Vcs达到约DC250mV，则对开关元件Q1的栅极端子输出低电平（约0V）的电压的集成电路IC1的PWM控制的动作。

此处，如果对开关元件Q1的栅极端子输入高电平（约DC7.5V）的电压而开关元件Q1成为ON状态，则电流流入到电阻R3～R5，所以LED发光部24中流过的电流i线性地上升，但如果对开关元件Q1的栅极端子输入了低电平（约0V）的电压，则开关元件Q1成为OFF状态，所以电流传感器端子电压Vcs下降为接地电平（0V）。

另一方面，输入电压Vin的波形的频率低于设定为约5kHz的截断频率，所以通过上述高通滤波器电路，对开关元件Q2的栅极端子，如图10（d）所示，仅输入约DC50mV，开关元件Q2成为OFF状态，所以电流不从漏极端子流向源极端子。

因此，如图10（e）所示，LED发光部24中流过的电流i与开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1同步地流过，在开关元件Q1是ON状态时上升，在开关元件Q1是OFF状态时开始下降（通过利用扼流线圈L1～L4得到的反电动势，电流i不会立即下降到0A）。

即，如图10（b）所示，通过PWM控制部25的频率约43.9kHz的脉冲驱动，对LED发光部24中流过的电流i进行PWM控制。

其结果，如图10（e）所示，关于LED发光部24中流过的电流i，在频率测定中比作为截断频率的5kHz高的43.7kHz的脉冲状（三角波）地输出，在实效值（RMS值）测定中被观测为约192.2mA。

接下来，图11（a）～（e）是作为稳定器12使用了快速启动式（2次电压190V/2次电流0.42A）的情况，图11（a）示出输入电压Vin的波形，图11（b）示出开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图11（c）示出集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图11（d）示出开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图11（e）示出LED发光部24中流过的电流i的波形。

首先，如图11（a）所示，作为输入电压Vin的波形的频率观测到60.1Hz。

该频率低于设定为约5kHz的截断频率，所以通过PWM控制部25的集成电路IC1的脉冲驱动，如图11（b）所示，在实测中输出了振荡周期t_OSC（μs）是约22.78（μs）的开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1。

此处，开关元件Q1对栅极端子，以约43%的占空比交替输入高电平（约DC7.5V）和低电平（约0V）的电压，以频率约43.9kHz进行脉冲驱动。

其是基于如图11（c）所示直至电流传感器端子电压Vcs到达约DC250mV，对开关元件Q1的栅极端子输出高电平（约DC7.5V）的电压，如果电流传感器端子电压Vcs到达约DC250mV，则对开关元件Q1的栅极端子输出低电平（约0V）的电压的集成电路IC1的PWM控制的动作。

此处，如果对开关元件Q1的栅极端子输入高电平（约DC7.5V）的电压而开关元件Q1成为ON状态，则电流流入电阻R3～R5，所以LED发光部24中流过的电流i线性地上升，但如果对开关元件Q1的栅极端子输入了低电平（约0V）的电压，则开关元件Q1成为OFF状态，所以电流传感器端子电压Vcs下降为接地电平（0V）。

另一方面，输入电压Vin的波形的频率低于设定为约5kHz的截断频率，所以通过上述高通滤波器电路，对开关元件Q2的栅极端子，如图11（d）所示，仅输入约DC50mV，开关元件Q2成为OFF状态，所以电流不从漏极端子流向源极端子。

因此，如图11（e）所示，LED发光部24中流过的电流i与开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1同步地流过，在开关元件Q1是ON状态时上升，在开关元件Q1是OFF状态时开始下降（通过利用扼流线圈L1～L4得到的反电动势，电流i不会立即降低为0A）。

即，如图11（b）所示，通过PWM控制部25的频率约43.9kHz的脉冲驱动，对LED发光部24中流过的电流i进行PWM控制。

其结果，如图11（e）所示，关于LED发光部24中流过的电流i，在频率测定中比作为截断频率的5kHz高的43.6kHz的脉冲状（三角波）地输出，在实效值（RMS值）测定中被观测为约195.7mA。

最后，图12（a）～（e）是作为稳定器12使用了逆变器式（无负载时2次电压280V/2次电流0.225A）的情况，图12（a）示出输入电压Vin的波形，图12（b）示出开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图12（c）示出集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图12（d）示出开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图12（e）示出LED发光部24中流过的电流i的波形。

首先，如图12（a）所示，在输入电压Vin的波形中，周期t1成为约13.7（μs），作为频率观测到73.0kHz。

该频率高于设定为约5kHz的截断频率，所以对开关元件Q2的栅极端子，如图12（d）所示，输入高电平（约DC14V）的电压Vg2，所以开关元件Q2始终成为ON状态。

但是，关于LED发光部24中流过的电流i，由于如上所述电阻R3、电阻R4以及电阻R5并联地连接于端子T9与端子TG之间，所以几乎不会流入PWM控制部25，从LED发光部24的阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG直接流入整流电路部22的接地侧输出端子T5。

其结果，电流i不会流入到电阻R3～R5，所以电流传感器端子电压Vcs如图12（c）所示，以接地电平（0V）恒定，所以如图12（b）所示，驱动脉冲的占空比成为100%，PWM控制部25中的开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1始终是高电平（约DC7.5V），开关元件Q1是ON状态。

因此，PWM控制部25不进行LED发光部24中流过的电流i的PWM控制。

然后，如图12（e）所示，关于LED发光部24中流过的电流i，不通过PWM控制部25进行PWM控制，成为输入电压Vin被全波整流了的波形，在实效值（RMS值）测定中被观测为约199.3mA。

另外，由于不通过PWM控制部25的脉冲驱动进行PWM控制，所以在直流上重叠的波动电压波形量的周期t2成为约6.9（μs），LED发光部24中流过的电流i的频率被观测为输入电压Vin的频率的2倍的约145.4kHz。

因此，能够确认LED发光部24中流过的电流i的波动电压波形量的频率通过全波整流，成为输入电压Vin的波形的频率的约2倍的频率。

通过以上的观测，确认了不论照明装置10的稳定器12是辉光启动式、快速启动式或者逆变器式中的哪一个点亮方式，作为LED发光部24中流过的电流i的实效值（RMS值），在实测定中得到190mA～200mA，能够作为照明用点亮。

同时，还确认了在稳定器12是辉光启动式、快速启动式的情况下，输入电压Vin的频率是约60Hz，所以通过PWM控制部25，利用比截断频率的5kHz高的约43.6～43.7kHz的频率的脉冲驱动，对LED发光部24中流过的电流i进行PWM控制。

另一方面，确认了在稳定器12是逆变器式的情况下，输入电压Vin的频率是比截断频率的5kHz高的约73.0kHz，所以未通过约145.4kHz和PWM控制部25的脉冲驱动，对LED发光部24中流过的电流i进行PWM控制。

另外，本发明的技术的范围不限于上述任意一个实施方式，能够在权利要求所示的范围内进行各种变形，并且将不同的实施方式分别公开的技术性的手段适宜组合而得到那样的实施方式的变形例也包含于本发明的技术的范围内。

例如，在本实施方式中，例示了以不论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光启动式、快速启动式或者逆变器式中的哪一个点亮方式，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够通过利用脉冲驱动的PWM控制作为可点亮的照明用点亮的方式，具备PWM控制部25、平滑电路部23以及旁通电路部26的形式，但也可以是如作为变形例之一的图13所示，LED灯200不具备图1所示的PWM控制部25、平滑电路部23以及旁通电路部26的形式。另外，在图13中，针对具有与图1所示的构成要素相同的功能的要素附加了同一符号。

此处，LED灯200是不具备PWM控制部25、平滑电路部23以及旁通电路部26的形式，所以无法根据向一对输入端子部输入的交流电流的频率通过脉冲驱动进行PWM控制，所以在安装于辉光启动式、快速启动式的稳定器中的情况下，无法通过高频率的脉冲驱动进行PWM控制，但在安装于逆变器式的稳定器中的情况下，能够如上所述使LED发光部24中流过的电流i在规定的范围内稳定化。

另外，一对输入端子部是指，包括至少一对输入端子部的意思，在例如如直管型荧光灯的两端部的端子那样有合计4个（单侧各2个）输入端子部的情况下，对至少其中的2个输入端子部（既可以是从单侧，2个端子，也可以是从两侧，2个端子中的任意一个）输入外部的交流电流即可。

另外，在本实施方式的说明中，视为在某2个端子之间经由不同的端子简单地通过布线连接了的情况下，忽略布线电阻等，该2个端子之间被直接连接（相同电位）而进行了说明。

另外，关于对向一对输入端子部输入的交流电流的频率进行区分的规定的频率，作为能够区分稳定器是辉光启动式、快速启动式的情况的商用频率（50Hz/60Hz）、和稳定器是逆变器式的情况的高频率（约20～100kHz）的频率（截断频率），优选为约5kHz，但通过在大于65Hz且小于20kHz的频率的范围内，变更高通滤波器电路的电路常数，以成为期望的频率的方式适宜设定即可。

同样地，关于由PWM控制部控制的脉冲驱动的频率、占空比，通过考虑LED发光部中流过的电流（照度）、PWM控制部的开关元件的发热等，在集成电路IC1的规格范围内适宜设定与各管脚连接的电阻、驱动电压等来设定即可。

特别，关于用于参照的电路图中的电路结构、电路常数，只要达成本发明的期望的目的并且得到期望的效果，即使在上述实施方式的说明中未明示，只要在本发明的技术的范围中包含的范围内适宜选择即可。

接下来，参照图14（a）和（b），说明将结构与LED灯20相同的LED灯50和LED灯60串联连接而安装于串联快速式稳定器并点亮的情况。

首先，如果如图14（a）所示，在高电压（HV）侧输出端子T7与接地侧输出端子T5之间，串联连接多个电阻R20、电阻R21、齐纳二极管D20以及电阻R22，将被电阻R22分压的直流电压（小于约DC250mV且与高电压（HV）的大小成比例的电压）输入到集成电路IC1的#7管脚，则能够根据向一对输入端子部输入的电压的大小使门限电压成比例地可变。

例如，如果作为电阻R20的电阻值选择1MΩ、作为电阻R21的电阻值选择1MΩ、作为齐纳二极管D20的齐纳电压选择51V、作为电阻R22的电阻值选择3.65kΩ、作为电容器C20的电容选择1μF，则在对高电压（HV）侧输出端子T7输出了165V的情况下，对集成电路IC1的#7管脚在实测中输入约215mV。

这样，向一对输入端子部输入的电压、和被PWM控制的LED发光部中流过的电流成为成比例地增减的关系，所以从一对输入端子部侧观察的LED灯整体的输入阻抗被正性化（随着输入电压变大，流过的电流也成比例地增大）。

因此，即使在如图14（b）所示，在串联快速式稳定器中将结构与本实施方式的LED灯20相同的LED灯50和LED灯60串联连接了的情况下，由于根据各个输入阻抗，对从串联快速式稳定器输入的电压进行比例分配，所以易于向两者提供相同的驱动电流，还能够实现本实施方式中的LED灯的串联连接。

产业上的可利用性

如以上那样，根据本发明的LED灯、包括该LED灯的照明装置、以及LED灯的电流控制方法，能够应用于即使荧光灯用点亮装置的稳定器是恒定电力控制型的逆变器式，只要与从前安装的荧光灯（也可以是LED灯）交换，就能够使LED发光部中流过的电流的大小在规定的范围内稳定化的LED灯、包括该LED的照明装置、以及作为LED灯的电流控制方法的用途。

Claims (6)

1.一种LED灯，包括一对输入端子部、将从外部向所述一对输入端子部输入的交流电流整流为直流电流的整流电路部、以及通过从所述整流电路部输出的直流电流的通电而发光的LED发光部，其特征在于包括：

可变电感部，用于在所述一对输入端子部与所述整流电路部之间的电路中，流过从所述一对输入端子部中的某一输入端子部通过所述整流电路部流入到另一输入端子部的交流电流；

电流检测部，在所述整流电路部与所述LED发光部之间的电路中，检测流入所述LED发光部的直流电流的大小；以及

电感可变控制部，用于根据由所述电流检测部检测到的直流电流的大小，使所述可变电感部的电感值可变，

在所述整流电路部与所述LED发光部之间的电路中，设置有能够根据占空比对流过所述LED发光部的电流进行PWM控制的PWM控制部，

该PWM控制部依照输入到所述一对输入端子部的外部的交流电流的频率，进行流过所述LED发光部的电流的所述PWM控制或者不进行流过所述LED发光部的电流的所述PWM控制，

在所述PWM控制部不进行所述PWM控制的情况下，所述电流检测部检测流过所述LED发光部的直流电流的大小，依照该直流电流的大小，所述电感可变控制部使所述可变电感部的电感值可变。

2.根据权利要求1所述的LED灯，其特征在于：

在所述一对输入端子部与所述整流电路部之间的电路中，设置有用于流过从所述一对输入端子部中的某一输入端子部通过所述整流电路部流入到另一输入端子部的交流电流的阈值元件，

该阈值元件在从外部向所述一对输入端子部输入了超过规定的阈值的交流电流起经过了规定的时间之后其两端被短路，

所述电感可变控制部根据在所述阈值元件的两端被短路之后检测的直流电流的大小使所述可变电感部的电感值可变。

3.根据权利要求1或者2所述的LED灯，其特征在于：

在所述一对输入端子部与所述整流电路部之间的电路中，设置有能够切断从所述一对输入端子部中的某一输入端子部通过所述整流电路部流入到另一输入端子部的交流电流的电路切断部，

该电路切断部在由所述电流检测部检测的直流电流的大小超过规定的上限值的情况或者低于规定的下限值的情况下，切断所述交流电流。

4.一种照明装置，其特征在于：包括权利要求1或2所述的LED灯。

5.一种照明装置，其特征在于：包括权利要求3所述的LED灯。

6.一种LED灯的电流控制方法，是包括一对输入端子部、将从外部向所述一对输入端子部输入的交流电流整流为直流电流的整流电路部、以及通过从所述整流电路部输出的直流电流的通电而发光的LED发光部的LED灯的电流控制方法，其特征在于包括：

在所述一对输入端子部与所述整流电路部之间的电路中，交流电流从所述一对输入端子部中的某一输入端子部经由可变电感部通过所述整流电路部流入到另一输入端子部的步骤；

在所述整流电路部与所述LED发光部之间的电路中，能够根据占空比对流过所述LED发光部的电流进行PWM控制的PWM控制部，依照输入到所述一对输入端子部的外部的交流电流的频率，进行流过所述LED发光部的电流的所述PWM控制或者不进行流过所述LED发光部的电流的所述PWM控制的步骤；

在所述PWM控制部不进行所述PWM控制的情况下，在所述整流电路部与所述LED发光部之间的电路中，检测流过所述LED发光部的直流电流的大小的步骤；以及

在所述PWM控制部不进行所述PWM控制的情况下，依照所述检测的直流电流的大小使所述可变电感部的电感值可变的步骤，

以使流过所述LED发光部的直流电流的大小成为规定的范围内的方式进行控制。