JPWO2011102062A1

JPWO2011102062A1 - 振動型慣性力センサ

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Publication number: JPWO2011102062A1
Application number: JP2012500475A
Authority: JP
Inventors: 良隆加藤; 章森; 誠成田; 佳彦小泉
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd; Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd; Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2010-02-17
Filing date: 2010-12-28
Publication date: 2013-06-17
Anticipated expiration: 2030-12-28
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Abstract

慣性力の検出感度が、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくく、ＶＧＡ回路の増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して略線型となる振動型慣性力センサを提供する。振動型慣性力センサは、振動子１と、発振回路部２と、検出回路部３とを備える。発振回路部２は、振動子１を共振素子とした閉ループの自励発振回路として機能し、ＡＧＣ回路２４を有している。ＡＧＣ回路２４は、ＶＧＡ回路と、所定の基準電圧とモニタ信号の電圧とを比較し、比較した結果に基づきコントロール信号を出力する比較回路と、コントロール信号をパルス幅変調信号に変調するパルス幅変調回路とを有し、パルス幅変調信号に基づき、ＶＧＡ回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて駆動信号を変調し、ＶＧＡ回路の増幅率の大きさを制御する。

Description

本発明は、慣性力を検出する慣性力センサに関し、特に、振動子を用いて慣性力を検出する振動型慣性力センサに関する。

振動型慣性力センサは、例えば、慣性力に基づく角速度を検出する角速度センサとして使用される。振動型慣性力センサは、角速度を検出するための振動子、振動子に駆動信号を供給する発振回路部、及び振動子の角速度を検出する検出回路部を備えている。振動子には、静電駆動・容量検出型、圧電駆動・圧電検出型等がある。振動子は、角速度により振動する振動体、振動体を駆動する駆動手段、振動体の振幅の大きさ（振動子の振動状態）に応じたモニタ信号を発振回路部にフィードバックするモニタ手段、振動体のコリオリ力による振動変位に基づく検出信号を出力する検出手段を備えている。

発振回路部は、振動子を共振素子とした閉ループの自励発振回路として構成され、振動体の振幅の大きさに応じたモニタ信号から駆動信号を生成し、駆動信号を振動子に供給して振動体の駆動を制御する。検出回路部は、振動子の検出手段から入力した検出信号に基づいて、角速度検出信号を生成し、出力する。なお、角速度検出信号は、振動子の角速度の大きさに応じた直流電圧である。

振動型慣性力センサは、発振回路部を自励発振回路として構成することで、角速度の検出感度を安定させているが、振動子の周辺温度や電源電圧等の環境変化や経時変化等により角速度の検出感度が不安定になる場合があった。そこで、振動型慣性力センサにおける、角速度の検出感度を安定させることができる回路構成が特許文献１及び２に開示されている。特許文献１に開示されている振動型慣性力センサは、発振回路部が、振動子のモニタ手段からフィードバックされたモニタ信号の位相を調整するための位相回路と、モニタ信号を増幅する自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）とを有している。そのため、特許文献１に開示されている振動型慣性力センサは、角速度の検出感度の変動がモニタ信号の電圧の変動として現れ、ＡＧＣ回路がモニタ信号の電圧の変動に基づいて振動子に供給する駆動信号の電圧を制御することで、角速度の検出感度を安定させることができる。

また、特許文献２に開示されている振動型慣性力センサは、発振回路部（帰還増幅部）がＡＧＣ回路を有し、ＡＧＣ回路がモニタ信号から振動体の振動を一定とするような駆動信号を生成し、出力する。そのため、特許文献２に開示されている振動型慣性力センサは、振動子を常に共振状態でしかも一定の振動で振動させることができ、周辺温度が変化した場合でも、角速度の検出感度を安定させることができる。

特開平６−７４７７４号公報特開２０００−２８３７６７号公報

ＡＧＣ回路は、整流回路、比較回路、可変利得増幅回路（ＶＧＡ回路）で構成されている。整流回路は、ＡＧＣ回路に入力したモニタ信号を整流し、比較回路は、整流回路で整流したモニタ信号の電圧を、基準電圧と比較し、比較した結果に基づきＶＧＡ回路の増幅率（利得）の大きさを制御するコントロール信号を出力する。ＶＧＡ回路は、比較回路から入力したコントロール信号に基づく増幅率で、ＡＧＣ回路に入力したモニタ信号を増幅し、駆動信号として出力する。

しかし、従来技術では、特許文献１に開示されるように、ＶＧＡ回路の増幅率の大きさをＶＧＡ回路の電流・電圧で制御するＶＧＡ回路を使用するため、ＶＧＡ回路を構成する半導体の物性により、増幅率が周辺温度や電源電圧等の環境変化によって大きく変化し、ＶＧＡ回路の増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して非線型となる。図１２は、従来のＶＧＡ回路の構成を示す回路図である。具体的に、図１２に示す従来のＶＧＡ回路の回路図を用いて説明する。図１２に示すＶＧＡ回路は、ＭＯＳＦＥＴ１００を備え、ＭＯＳＦＥＴ１００のゲート端子にコントロール信号（ＡＧＣＯ信号）を入力することで、ＭＯＳＦＥＴ１００の相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓを変化させてＶＧＡ回路の増幅率の大きさを制御する。図１２に示すＶＧＡ回路の増幅率は、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃと相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓにより、［｛Ｒａ＋Ｒｂ＋（Ｒｃ／／（Ｇｍ＋Ｇｄｓ））｝／｛Ｒｂ＋（Ｒｃ／／（Ｇｍ＋Ｇｄｓ））｝］として求めることができる。抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ及び相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓに影響を与えるＭＯＳＦＥＴ１００の閾値電圧や移動度等は、周辺温度により値が大きく変化するので、図１２に示すＶＧＡ回路の増幅率は、周辺温度や電源電圧等の環境変化によって大きく変化する。また、ＭＯＳＦＥＴ１００のオン抵抗の変化でＶＧＡ回路を構成しているため増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して非線型となる。そのため、従来のＶＧＡ回路を使用したＡＧＣ回路を振動型慣性力センサの発振回路部に用いた場合、慣性力（角速度）の検出感度が、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化により大きく影響を受けるという問題があった。また、従来のＶＧＡ回路を使用したＡＧＣ回路を振動型慣性力センサの発振回路部に用いた場合、ＶＧＡ回路の増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して非線型となるため、微小範囲でしか線型とみなすことができず、モジュール設計時に使用可能なＶＧＡ回路の増幅率の可変範囲が狭くなるという問題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、慣性力（角速度）の検出感度が、振動型慣性力（角速度）センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくく、ＶＧＡ回路の増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して略線型となる振動型慣性力センサを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために第１発明に係る振動型慣性力センサは、慣性力を検出する振動子と、該振動子に駆動信号を供給する発振回路部と、前記振動子の慣性力を検出する検出回路部とを備え、前記発振回路部は、前記振動子を共振素子とした閉ループの自励発振回路として機能し、前記振動子の振動状態に応じたモニタ信号を増幅して前記駆動信号を生成し、該駆動信号を前記振動子に供給する自動利得制御回路を有し、該自動利得制御回路は、前記モニタ信号を増幅する増幅回路と、所定の基準電圧と前記モニタ信号の電圧とを比較し、比較した結果に基づき前記増幅回路の増幅率の大きさを制御するコントロール信号を出力する比較回路と、該比較回路から出力した前記コントロール信号を、前記モニタ信号よりも周波数の高いパルス幅変調信号に変調するパルス幅変調回路とを有し、該パルス幅変調回路で変調した前記パルス幅変調信号に基づき、前記増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて前記駆動信号を変調し、前記増幅回路の増幅率の大きさを制御する。

第１発明では、振動子と、発振回路部と、検出回路部とを備える振動型慣性力センサにおいて、発振回路部は、自動利得制御回路を有し、振動子を共振素子とした閉ループの自励発振回路として機能する。自動利得制御回路は、増幅回路と、所定の基準電圧とモニタ信号の電圧とを比較し、比較した結果に基づき増幅回路の増幅率の大きさを制御するコントロール信号を出力する比較回路と、比較回路から出力したコントロール信号を、モニタ信号よりも周波数の高いパルス幅変調信号に変調するパルス幅変調回路とを有する。そのため、増幅回路の増幅率の大きさを増幅回路の電流・電圧で制御するのではなく、スイッチ切替周期（パルス幅）で制御する。より詳細には、コントロール信号をパルス幅変調回路で変調したパルス幅変調信号に基づき、増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて駆動信号を変調し、増幅回路の増幅率の大きさを制御するので、増幅回路を構成する半導体の物性による影響を小さくすることができる。また、慣性力の検出感度が、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくく、増幅回路の増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して略線型となる。したがって、モジュール設計時に使用可能なＶＧＡ回路の増幅率の可変範囲は広くなる。

また、第２発明に係る振動型慣性力センサは、第１発明において、前記増幅回路の後段に、前記パルス幅変調信号に基づき、前記増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて変調した前記駆動信号を復調する復調回路を備える。

第２発明では、増幅回路の後段に、パルス幅変調信号に基づき、増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて変調した駆動信号を復調する復調回路を備えるので、モニタ信号よりも周波数の高いパルス幅変調信号の成分を含まない駆動信号に復調することができ、パルス幅変調信号の成分が検出回路部から検出信号のノイズとして出力されることを回避することができる。

また、第３発明に係る振動型慣性力センサは、第１又は第２発明において、前記比較回路が、所定のコントロール信号の増幅率で、所定の基準電圧と前記モニタ信号の電圧との差を増幅して前記コントロール信号を出力する場合、前記モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比に対する前記増幅回路の増幅率の傾きの絶対値が、略３２０ｄＢ以下である。

第３発明では、比較回路が、所定のコントロール信号の増幅率で、所定の基準電圧とモニタ信号の電圧との差を増幅してコントロール信号を出力する場合、モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比に対する増幅回路の増幅率の傾きの絶対値が、略３２０ｄＢ以下であるので、発振回路部の動作が安定した範囲で慣性力を検出することができる。なお、比較回路が、所定のコントロール信号の増幅率で、所定の基準電圧とモニタ信号の電圧との差を増幅してコントロール信号を出力し、増幅回路の増幅率の大きさを制御する場合、コントロール信号の増幅率に代わる指標として、モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比に対する増幅回路の増幅率の傾きを用いることができる。モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比は、モニタ信号相対値と呼ばれ、モニタ信号の電圧が所定の基準電圧に調整された場合の値は１となる。モニタ信号相対値に対する増幅回路の増幅率の傾きは常に負であり、当該傾きの絶対値はコントロール信号の増幅率に相当する。

本発明に係る振動型慣性力センサは、振動子と、発振回路部と、検出回路部とを備え、発振回路部は、自動利得制御回路を有し、振動子を共振素子とした閉ループの自励発振回路として機能する。自動利得制御回路は、増幅回路と、所定の基準電圧とモニタ信号の電圧とを比較し、比較した結果に基づき増幅回路の増幅率の大きさを制御するコントロール信号を出力する比較回路と、比較回路から出力したコントロール信号を、モニタ信号よりも周波数の高いパルス幅変調信号に変調するパルス幅変調回路とを有する。そのため、増幅回路の増幅率の大きさを増幅回路の電流・電圧で制御するのではなく、スイッチ切替周期（パルス幅）で制御する。より詳細には、コントロール信号をパルス幅変調回路で変調したパルス幅変調信号に基づき、増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて駆動信号を変調し、増幅回路の増幅率の大きさを制御するので、増幅回路を構成する半導体の物性による影響を小さくすることができる。また、慣性力の検出感度が、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくく、増幅回路の増幅率の変化がコントロール信号の変化に対して略線型となる。したがって、モジュール設計時に使用可能なＶＧＡ回路の増幅率の可変範囲は広くなる。

本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサの構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓを変化させて増幅率の大きさを制御するＶＧＡ回路の構成を示す回路図である。ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓを変化させて増幅率の大きさを制御するＶＧＡ回路を使用した場合の、コントロール信号の電圧に対するＶＧＡ回路の増幅率の変化を示す例示図である。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＰＷＭ回路の構成を示す回路図である。ＡＧＣＯ信号及びノコギリ波と、ＡＧＣＯ信号の変調信号との関係を示す例示図である。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＰＷＭ回路の別の構成を示す回路図である。矩形波、ノコギリ波Ａ、サンプルホールド回路の状態、ステップ応答回路の出力信号、ノコギリ波Ｂ、第２コンパレータの出力信号である変調信号のそれぞれのタイミングを示すタイミングチャートである。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＶＧＡ回路の構成を示す回路図である。ＰＷＭ回路によりＶＧＡ回路の出力信号を変調する場合の、コントロール信号の電圧に対するＶＧＡ回路の増幅率の変化を示す例示図である。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサの別の構成を示すブロック図である。従来のＶＧＡ回路の構成を示す回路図である。モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比と、ＶＧＡ回路の増幅率との関係を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサについて、図面を用いて具体的に説明する。以下の実施の形態は、特許請求の範囲に記載された発明を限定するものではなく、実施の形態の中で説明されている特徴的事項の組み合わせの全てが解決手段の必須事項であるとは限らないことは言うまでもない。

図１は、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサの構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサは、慣性力に基づく角速度を検出する角速度センサとして使用されるものとして以下説明する。図１に示す振動型慣性力センサは、角速度（慣性力）を検出する振動子１、振動子１に駆動信号を供給する発振回路部２、振動子１の角速度を検出する検出回路部３を備えている。

振動子１は、静電駆動・容量検出型であって、振動体１１、振動体１１を駆動する駆動手段１２、振動体１１の振幅の大きさ（振動子１の振動状態）に応じたモニタ信号を発振回路部２にフィードバックするモニタ手段１３、振動体１１のコリオリ力による振動変位に基づく検出信号を出力する検出手段１４を有している。振動体１１は、シリコン材料、ガラス材料等からなる振動基板により構成されている。

発振回路部２は、振動子１を共振素子とした閉ループの自励発振回路として機能し、ＣＶ変換回路２１、信号増幅回路２２、フィルタ回路２３及びＡＧＣ回路（自動利得制御回路）２４を有している。なお、本発明の実施の形態に係るＡＧＣ回路２４は、後述するように出力信号を変調（パルス幅変調）する。

発振回路部２は、振動子１の駆動手段１２及びモニタ手段１３と接続され、モニタ手段１３からモニタ信号がＣＶ変換回路２１にフィードバックされる。モニタ手段１３からフィードバックされたモニタ信号は、振動体１１の振幅の大きさに応じた静電容量に基づくモニタ信号である。そのため、ＣＶ変換回路２１は、振動体１１の振幅の大きさに応じた静電容量に基づくモニタ信号を、静電容量の変化量に対応した電圧に基づくモニタ信号に変換する。信号増幅回路２２は、ＣＶ変換回路２１で変換したモニタ信号を、所定の増幅率（利得）で増幅し、フィルタ回路２３は、信号増幅回路２２で増幅したモニタ信号から所定の信号を取り除く。ＡＧＣ回路２４は、フィルタ回路２３から入力したモニタ信号を増幅し、振動子１の駆動信号として駆動手段１２に供給する。

検出回路部３は、検出回路３１、信号処理回路３２及び信号調整回路３３を有している。

検出回路３１は、振動子１の検出手段１４から入力した検出信号を、振動体１１のコリオリ力による振動変位に対応した電圧に基づく検出信号に変換し、出力する。信号処理回路３２は、検出回路３１から入力した検出信号から、角速度の大きさに応じた角速度信号を取り出す等の信号処理を行う。信号調整回路３３は、信号処理回路３２で信号処理された検出信号に対して位相の調整等を行い、角速度検出信号として出力する。

上述したように発振回路部２は、ＡＧＣ回路２４でモニタ信号を増幅し、増幅したモニタ信号を振動子１の駆動信号として駆動手段１２に供給する。図２は、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＡＧＣ回路２４の構成を示すブロック図である。図２に示すように、ＡＧＣ回路２４は、整流回路２４１、比較・平滑化回路２４２、ＰＷＭ回路（パルス幅変調回路）２４３、ＶＧＡ回路（可変利得増幅回路）２４４を備えている。なお、ＶＧＡ回路２４４は、ＰＷＭ回路２４３でパルス幅変調したＡＧＣＯ信号（パルス幅変調信号）に基づいて増幅率の大きさを制御することが可能である。

整流回路２４１は、フィルタ回路２３から入力したモニタ信号を整流して直流電圧であるモニタ信号の電圧（ＲＥＣＴ電圧）に変換し、出力する。比較・平滑化回路２４２は、整流回路２４１が出力したＲＥＣＴ電圧と、振動子１の基準振幅に対応する所定の基準電圧（ＶＣＴＲＬ電圧）とを比較し、比較した結果に基づきＶＧＡ回路２４４の増幅率（利得）の大きさを制御するコントロール信号（ＡＧＣＯ信号）を出力する。なお、比較・平滑化回路２４２は、必要に応じてＡＧＣＯ信号を平滑化して出力する。ここで、ＲＥＣＴ電圧は、振動子１のモニタ手段１３がモニタ信号を出力した時点の振動子１の振幅に対応している。そのため、振動子１の振幅における制御誤差ΔＶは、（式１）で表すことができる。

ΔＶ＝ＲＥＣＴ−ＶＣＴＲＬ・・・（式１）

なお、（式１）において、ＲＥＣＴはモニタ信号の電圧（ＲＥＣＴ電圧）、ＶＣＴＲＬは基準電圧（ＶＣＴＲＬ電圧）である。

制御誤差ΔＶは、ＡＧＣＯ信号と（式２）に示す関係を有している。

ＡＧＣＯ＝ΔＶ×Ｇｃｔｒｌ＋ＶＤＤ／２・・・（式２）

ＡＧＣＯはコントロール信号（ＡＧＣＯ信号）、Ｇｃｔｒｌ（＞０）はコントロール信号に基づく増幅率、ＶＤＤはＡＧＣ回路２４の駆動電圧である。

ここで、例えば、ＶＧＡ回路の増幅率の大きさをＶＧＡ回路の電流・電圧で制御するＶＧＡ回路を使用した場合、ＶＧＡ回路を構成する半導体の物性により、ＶＧＡ回路の増幅率が周辺温度や電源電圧等の環境変化によって大きく変化する。また、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の変化でＶＧＡ回路を構成しているため増幅率の変化がＡＧＣＯ信号の変化に対して非線型となる。なお、以下では、ＶＧＡ回路の増幅率の大きさをＶＧＡ回路の電流・電圧で制御するＶＧＡ回路のうち、ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓを変化させて増幅率の大きさを制御するＶＧＡ回路を使用した場合について説明する。図３は、ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓを変化させて増幅率の大きさを制御するＶＧＡ回路の構成を示す回路図である。図３に示すＶＧＡ回路１０１は、電流源１０２、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０３、１０４、１０５、１０６、１０７、１０８、抵抗１０９、１１０を備えている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０３のゲート端子にＡＧＣＯ信号、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０４のゲート端子に制御基準電圧、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０５及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０８のゲート端子にモニタ信号（入力信号）が、それぞれ入力されている。駆動信号（出力信号）は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０５及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０７のドレイン端子と抵抗１０９との間に設けた端子１１１から出力される。

図４は、ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスＧｍ、Ｇｄｓを変化させて増幅率の大きさを制御するＶＧＡ回路を使用した場合の、コントロール信号の電圧に対するＶＧＡ回路の増幅率の変化を示す例示図である。図４は、横軸がコントロール信号（ＡＧＣＯ信号）の電圧、縦軸がＶＧＡ回路の増幅率である。また、ＡＧＣ回路の駆動電圧ＶＤＤを４．５Ｖ、５．０Ｖ、５．５Ｖと、周辺温度を−４０℃、２５℃、１０５℃とそれぞれ変化させた場合のＡＧＣＯ信号の電圧に対するＶＧＡ回路の増幅率の変化を示している。

図４から分かるように、ＶＧＡ回路の増幅率の変化はＡＧＣＯ信号の変化（電圧）に対して非線型であり、ＶＧＡ回路の増幅率は周辺温度や電源電圧等の環境変化によるバラツキが大きい。周辺温度や電源電圧等の環境変化によるＶＧＡ回路の増幅率の変化が大きく、ＶＧＡ回路の増幅率の変化がＡＧＣＯ信号の変化（電圧）に対して非線型となる場合、（式２）に示す関係から振動子１の振幅における制御誤差ΔＶに与える影響が大きい。そのため、ＶＧＡ回路を使用したＡＧＣ回路を振動型慣性力センサの発振回路部に用いた場合、振動型慣性力センサの角速度（慣性力）の検出感度は、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化により大きく影響を受ける。

そこで、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサは、図２に示すようにＡＧＣ回路２４の比較・平滑化回路２４２の後段にＰＷＭ回路２４３を備え、ＰＷＭ回路２４３で変調したＡＧＣＯ信号（パルス幅変調信号）に基づいて、ＶＧＡ回路２４４の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて出力信号（駆動信号）を変調してＶＧＡ回路２４４の増幅率の大きさを制御する。そのため、ＶＧＡ回路２４４には、後述するようにＰＷＭ回路２４３でパルス幅変調したＡＧＣＯ信号（パルス幅変調信号）に基づいて、ＶＧＡ回路２４４の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて出力信号（駆動信号）を変調することができるスイッチ回路を備えている。

図５は、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＰＷＭ回路２４３の構成を示す回路図である。図５に示すように、ＰＷＭ回路２４３は、コンパレータ２４３ａを有しており、コンパレータ２４３ａに、ＰＷＭ回路２４３内部で発生させた５００ｋＨｚのノコギリ波と、ＡＧＣＯ信号とを入力して比較することで、ＡＧＣＯ信号の大きさ（信号レベル）に応じてパルス幅（デューティー比）を変化させた５００ｋＨｚの矩形波をＡＧＣＯ信号の変調信号（パルス幅変調信号）として出力する。

図６は、ＡＧＣＯ信号及びノコギリ波と、ＡＧＣＯ信号の変調信号との関係を示す例示図である。図６には、５００ｋＨｚのノコギリ波Ｎ、信号レベルが最大のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｈ））、信号レベルが定常時のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｍ））、信号レベルが最小のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｌ））、それぞれの信号レベルのＡＧＣＯ信号に対応したＡＧＣＯ信号の変調信号Ｍ（Ｈ）、Ｍ（Ｍ）、Ｍ（Ｌ）が図示されている。なお、信号レベルが最大のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｈ））は、ＶＧＡ回路２４４の最大増幅率に、信号レベルが最小のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｌ））は、ＶＧＡ回路２４４の最小増幅率にそれぞれ対応している。

信号レベルが最大のＡＧＣＯ信号の変調信号Ｍ（Ｈ）は、ノコギリ波Ｎの波形に対し信号レベルが最大のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｈ））の信号レベルとなる点Ａまでパルス幅が存在する。信号レベルが定常時のＡＧＣＯ信号の変調信号Ｍ（Ｍ）は、ノコギリ波Ｎの波形に対し信号レベルが定常時のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｍ））の信号レベルとなる点Ｂまでパルス幅が存在する。信号レベルが最小のＡＧＣＯ信号の変調信号Ｍ（Ｌ）は、ノコギリ波Ｎの波形に対し信号レベルが最小のＡＧＣＯ信号（ＡＧＣＯ（Ｌ））の信号レベルとなる点Ｃまでパルス幅が存在する。

さらに、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化がコントロール信号（ＡＧＣＯ信号）の変化に対して対数略線型となるように、ＡＧＣＯ信号とノコギリ波によりパルス幅変調するＰＷＭ回路２４３の別の構成及び動作について説明する。図７は、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＰＷＭ回路２４３の別の構成を示す回路図である。図７に示す回路図では、ＰＷＭ回路２４３以外に説明のためにＶＧＡ回路２４４も図示している。図７に示すＰＷＭ回路２４３は、第１コンパレータ７１、ステップ応答回路７２、第２コンパレータ７３を備えている。ステップ応答回路７２は、インバータ７２１、スイッチ回路７２２、７２３、７２４、抵抗７２５、コンデンサ７２６、サンプルホールド回路７２７、電圧源７２８を備えている。なお、ＶＧＡ回路２４４は、演算増幅器であるオペアンプ２４４ａ、スイッチ回路２４４ｂを備えている。

図７に示すＰＷＭ回路２４３は、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化がＡＧＣＯ信号の変化に対して対数略線型となるように、ＡＧＣＯ信号とノコギリ波によりパルス幅変調する。第１コンパレータ７１にはＡＧＣＯ信号及び５００ｋＨｚのノコギリ波Ａが、ステップ応答回路７２には第１コンパレータ７１の出力信号及び矩形波が、第２コンパレータ７３にはサンプルホールド回路７２７の出力信号及び５００ｋＨｚのノコギリ波Ｂがそれぞれ入力されている。図８は、矩形波、ノコギリ波Ａ、サンプルホールド回路７２７の状態、ステップ応答回路７２の出力信号、ノコギリ波Ｂ、第２コンパレータ７３の出力信号であるＡＧＣＯ信号の変調信号のそれぞれのタイミングを示すタイミングチャートである。

図８に示すタイミングチャートに基づいてＰＷＭ回路２４３の動作を説明する。まず、矩形波（周期２Ｔ）が“Ｈ”から“Ｌ”に転じて“Ｌ”の状態を保持している期間、スイッチ回路７２４はオフ状態であるが、スイッチ回路７２３はオン状態となる。このとき、第１コンパレータ７１の出力信号により、スイッチ回路７２２もオン状態になるので、スイッチ回路７２２、７２３及び抵抗７２５を介してコンデンサ７２６が電圧源７２８によって充電される。矩形波が“Ｈ”の状態を保持している期間は、コンデンサ７２６の両端がグランドに接地されているため、矩形波が“Ｈ”から“Ｌ”に転じた時点からコンデンサ７２６が充電される。また、コンデンサ７２６は、抵抗７２５の抵抗値とコンデンサ７２６の容量値とで決定される時定数に従い充電され、電圧源７２８の電圧Ｖ１に漸近するステップ応答特性を有する。

コンデンサ７２６の充電は、ノコギリ波Ａに対してＡＧＣＯ信号の電圧が反転し、第１コンパレータ７１の出力信号（図示せず）が反転するまで続く。第１コンパレータ７１の出力信号が反転するとスイッチ回路７２２がオフ状態となり、コンデンサ７２６への充電が止まる。例えば、任意の電圧ＶＡがＡＧＣＯ信号として第１コンパレータ７１に入力されたとき、図８に示すようにノコギリ波ＡがＧＮＤ（グランド）から電圧ＶＡに至るまで第１コンパレータ７１の出力信号は反転しないため、コンデンサ７２６は電圧ＶＢに至るまでのｔ秒間充電される。さらに、コンデンサ７２６に充電された電圧ＶＢは、矩形波が“Ｌ”の状態を保持している期間はサンプルホールド回路７２７でトラッキングされ、矩形波が“Ｈ”の状態を保持している期間はサンプルホールド回路７２７でホールドされる。

第１コンパレータ７１及びステップ応答回路７２は、ＡＧＣＯ信号を（式３）に示す指数関数に変換することを目的としている。

ＶＢ＝Ｖ１×｛１−ｅ＾（−ｔ／τ））｝・・・（式３）

ここで、τは抵抗７２５の抵抗値とコンデンサ７２６の容量値とで決定される時定数である。ｔはノコギリ波ＡがＧＮＤ（グランド）から、ＡＧＣＯ信号として入力される任意の電圧ＶＡに至るまでの時間である。

第２コンパレータ７３は、ステップ応答回路７２の出力信号と、５００ｋＨｚのノコギリ波Ｂとを比較することで信号レベルに応じてパルス幅を変化させた５００ｋＨｚの矩形波をＡＧＣＯ信号の変調信号として出力する。

５００ｋＨｚのノコギリ波は、抵抗、コンデンサ、コンパレータから構成されるマルチバイブレータタイプの発振回路で生成される。そのため、抵抗、コンデンサの値が周辺温度により大きく変化すると、ノコギリ波も周辺温度や電源電圧等の環境変化によって大きく変化し、ＰＷＭ回路２４３の出力信号である変調信号も周辺温度や電源電圧等の環境変化によって大きく変化することになる。しかし、図７に示すＰＷＭ回路２４３では、ＡＧＣＯ信号をステップ応答回路７２の抵抗７２５とコンデンサ７２６とのステップ応答を利用して指数関数に変換するので、周辺温度や電源電圧等の環境変化によるノコギリ波の生成への影響を小さくすることができる。

次に、ＶＧＡ回路２４４は、図５又は図７に示すＰＷＭ回路２４３でパルス幅変調したＡＧＣＯ信号（パルス幅変調信号）に基づいて、駆動信号を変調することが可能な構成を有している。図９は、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサのＶＧＡ回路２４４の構成を示す回路図である。図９に示すように、ＶＧＡ回路２４４は、フィルタ回路２３から入力したモニタ信号（入力信号）を増幅するオペアンプ２４４ａ、オペアンプ２４４ａの出力端子に設けられたスイッチ回路２４４ｂを備えている。オペアンプ２４４ａは、反転増幅回路を構成しており、抵抗Ｒ２／抵抗Ｒ１で定まる増幅率でフィルタ回路２３から入力したモニタ信号を増幅する。スイッチ回路２４４ｂは、ＡＧＣＯ信号の変調信号でオン状態とオフ状態とを切り替えることで、オペアンプ２４４ａで所定の増幅率で増幅したモニタ信号を変調し、変調したモニタ信号を駆動信号（出力信号）として振動子１の駆動手段１２に供給する。なお、スイッチ回路２４４ｂは、図７に示したようにオペアンプ２４４ａの入力端子側に設けても良い。

ＡＧＣＯ信号の変調信号は、図６に示すように、ＡＧＣＯ信号の信号レベルが定常時に比べて大きい場合にはパルス幅が広がり、スイッチ回路２４４ｂがオン状態となる時間が長くなる。スイッチ回路２４４ｂがオン状態となる時間が長くなることにより、駆動信号に含まれるオペアンプ２４４ａの出力信号の割合が高くなり、ＶＧＡ回路２４４の増幅率が大きくなる。

逆に、ＡＧＣＯ信号の変調信号は、図６に示すように、ＡＧＣＯ信号の信号レベルが定常時に比べて小さい場合にはパルス幅が狭まり、スイッチ回路２４４ｂがオフ状態となる時間が長くなる。スイッチ回路２４４ｂがオフ状態となる時間が長くなることにより、駆動信号に含まれるオペアンプ２４４ａの出力信号の割合が低くなり、ＶＧＡ回路２４４の増幅率が小さくなる。

図１０は、ＰＷＭ回路２４３で変調したパルス幅変調信号に基づき、ＶＧＡ回路２４４の出力信号（駆動信号）を変調した場合の、コントロール信号の電圧に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化を示す例示図である。図１０は、横軸がコントロール信号（ＡＧＣＯ信号）の電圧、縦軸がＶＧＡ回路２４４の増幅率である。また、ＡＧＣ回路２４の駆動電圧ＶＤＤを４．５Ｖ、５．０Ｖ、５．５Ｖと、周辺温度を−４０℃、２５℃、１０５℃とそれぞれ変化させた場合のＡＧＣＯ信号の電圧に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化を示している。

図１０から分かるように、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化はＡＧＣＯ信号の変化（電圧）に対して略線型であり、ＶＧＡ回路２４４の増幅率は、図３に示すＶＧＡ回路１０１の増幅率に比べて周辺温度や電源電圧等の環境変化によるバラツキが小さい。周辺温度や電源電圧の変化によるＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化が小さく、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化がＡＧＣＯ信号の変化（電圧）に対して略線型となる場合、（式２）に示す関係から周辺温度や電源電圧の変化が振動子１の振幅における制御誤差ΔＶに与える影響は小さく、ＰＷＭ回路２４３及びＶＧＡ回路２４４を使用したＡＧＣ回路２４を振動型慣性力センサの発振回路部２に用いた場合、振動型慣性力センサの角速度（慣性力）の検出感度は、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響が小さくなる。

以上のように、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサは、ＡＧＣ回路２４が、モニタ信号を増幅するＶＧＡ回路２４４と、所定の基準電圧（ＶＣＴＲＬ電圧）とＲＥＣＴ電圧（モニタ信号の電圧）とを比較し、比較した結果に基づきＶＧＡ回路２４４の増幅率の大きさを制御するＡＧＣＯ信号を出力する比較・平滑化回路２４２と、比較・平滑化回路２４２から出力したＡＧＣＯ信号を、モニタ信号よりも周波数の高いパルス幅変調信号に変調するＰＷＭ回路２４３とを有するので、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の大きさをＶＧＡ回路２４４の電流・電圧で制御するのではなく、スイッチ切替周期（パルス幅）で制御する。より詳細には、ＰＷＭ回路２４３でパルス幅変調したＡＧＣＯ信号（パルス幅変調信号）に基づき、ＶＧＡ回路２４４の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて駆動信号を変調し、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の大きさを制御するので、ＶＧＡ回路２４４を構成する半導体の物性による影響を小さくすることができる。また、角速度（慣性力）の検出感度が、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくく、ＶＧＡ回路２４４の増幅率の変化がＡＧＣＯ信号の変化に対して略線型となる。したがって、モジュール設計時に使用可能なＶＧＡ回路２４４の増幅率の可変範囲は従来の振動型慣性力センサに比べて広くなる。

なお、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサは、ＶＧＡ回路２４４の後段に復調回路を備えても良い。図１１は、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサの別の構成を示すブロック図である。図１１に示すように、発振回路部２は、ＡＧＣ回路２４（ＶＧＡ回路２４４）の後段に復調回路２５を備えている。復調回路２５は、ＡＧＣ回路２４（ＶＧＡ回路２４４）から出力された変調した駆動信号を復調して、パルス幅変調信号の成分を含まない駆動信号として出力する。復調回路２５は、例えばローパスフィルタ回路で構成され、重畳している５００ｋＨｚの信号成分を駆動信号から取り除いて、変調した駆動信号を復調する。

通常、駆動信号の周波数は１５ｋＨｚ程度であり、パルス幅変調信号の周波数である５００ｋＨｚより低いため、復調回路２５を備えていない場合であっても、振動子１を変調された駆動信号で駆動することは可能である。しかし、変調された駆動信号に重畳している５００ｋＨｚの信号成分（高周波）が検出回路部３に入力されると、５００ｋＨｚの信号成分（高周波）が検出回路部３で検出した角速度検出信号のノイズとして出力される場合がある。そこで、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサの別の構成では、ＶＧＡ回路２４４の後段に復調回路２５を備え、復調回路２５でパルス幅変調信号である５００ｋＨｚの信号成分（高周波）を含まない駆動信号に復調することで、５００ｋＨｚの信号成分（高周波）が検出回路部３で検出した角速度検出信号のノイズとして出力されることを回避することができる。なお、復調回路２５は、ＡＧＣ回路２４の外部に備える場合に限定されるものではなく、ＶＧＡ回路２４４の後段であれば、ＡＧＣ回路２４の内部に設けても良い。

また、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくくするために、従来、振動子の振幅における制御誤差に対してコントロール信号の増幅率を十分大きな値に設定する必要があった。（式２）の関係から分かるように、振動子１の振幅における制御誤差ΔＶに対してコントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌを十分大きな値に設定することにより、振動子１の振幅における制御誤差ΔＶは相対的に小さくなり、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響により振動子１の振幅における制御誤差ΔＶも小さくなる。比較・平滑化回路２４２が、所定のコントロール信号の増幅率で、所定の基準電圧とモニタ信号の電圧との差を増幅してコントロール信号を出力する場合、コントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌに代わる指標として、モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比（モニタ信号の電圧／所定の基準電圧）に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の傾きを用いることができる。図１３は、モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比と、ＶＧＡ回路２４４の増幅率との関係を示すグラフである。図１３に示すモニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比とＶＧＡ回路２４４の増幅率との関係は、シミュレーションにより求めた結果である。モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比は、モニタ信号相対値と呼ばれ、モニタ信号の電圧が所定の基準電圧に調整された場合の値は１となる。モニタ信号相対値に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の傾きは常に負であり、当該傾きの絶対値はコントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌに相当する。図１３に示すモニタ信号相対値に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の傾きの絶対値は、３１８．５３ｄＢで略３２０ｄＢ以下である。つまり、本実施の形態に係る振動型慣性力センサでは、コントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌが略３２０ｄＢ以下となるように設定することができる。

本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサは、上述したように振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けにくくするために、モニタ信号相対値に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の傾きの絶対値（コントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌ）を略３２０ｄＢより大きくなるように設定する必要はない。本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサでは、モニタ信号相対値に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の傾きの絶対値（コントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌ）を略３２０ｄＢ以下となるように設定した場合であっても、振動型慣性力センサの個体バラツキ、半導体素子の抵抗、容量、ＭＯＳＦＥＴの製造バラツキ、周辺温度や電源電圧等の環境変化による影響を受けることなく角速度を検出することができる。また、従来の振動型慣性力センサは、振動子の振幅における制御誤差に対してコントロール信号の増幅率の値を大きくしすぎることで発振回路部の動作が不安定になる問題を有していたが、本発明の実施の形態に係る振動型慣性力センサでは、モニタ信号相対値に対するＶＧＡ回路２４４の増幅率の傾きの絶対値（コントロール信号の増幅率Ｇｃｔｒｌ）が略３２０ｄＢ以下となるように設定することができるので、発振回路部２の動作が安定した範囲で角速度を検出することができる。

１振動子
２発振回路部
３検出回路部
１１振動体
１２駆動手段
１３モニタ手段
１４検出手段
２１ＣＶ変換回路
２２信号増幅回路
２３フィルタ回路
２４ＡＧＣ回路（自動利得制御回路）
２５復調回路
３１検出回路
３２信号処理回路
３３信号調整回路
２４１整流回路
２４２比較・平滑化回路（比較回路）
２４３ＰＷＭ回路（パルス幅変調回路）
２４４ＶＧＡ回路（可変利得増幅回路）

Claims

慣性力を検出する振動子と、
該振動子に駆動信号を供給する発振回路部と、
前記振動子の慣性力を検出する検出回路部と
を備え、
前記発振回路部は、前記振動子を共振素子とした閉ループの自励発振回路として機能し、前記振動子の振動状態に応じたモニタ信号を増幅して前記駆動信号を生成し、該駆動信号を前記振動子に供給する自動利得制御回路を有し、
該自動利得制御回路は、
前記モニタ信号を増幅する増幅回路と、
所定の基準電圧と前記モニタ信号の電圧とを比較し、比較した結果に基づき前記増幅回路の増幅率の大きさを制御するコントロール信号を出力する比較回路と、
該比較回路から出力した前記コントロール信号を、前記モニタ信号よりも周波数の高いパルス幅変調信号に変調するパルス幅変調回路と
を有し、
該パルス幅変調回路で変調した前記パルス幅変調信号に基づき、前記増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて前記駆動信号を変調し、前記増幅回路の増幅率の大きさを制御することを特徴とする振動型慣性力センサ。
前記増幅回路の後段に、前記パルス幅変調信号に基づき、前記増幅回路の出力のオン状態とオフ状態とを切り替えて変調した前記駆動信号を復調する復調回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の振動型慣性力センサ。
前記比較回路が、所定のコントロール信号の増幅率で、所定の基準電圧と前記モニタ信号の電圧との差を増幅して前記コントロール信号を出力する場合、前記モニタ信号の電圧と所定の基準電圧との比に対する前記増幅回路の増幅率の傾きの絶対値が、略３２０ｄＢ以下であることを特徴とする請求項１又は２に記載の振動型慣性力センサ。