CN102753936B - 振动型惯性力传感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种振动型惯性力传感器，在该振动型惯性力传感器中，惯性力的检测灵敏度不容易受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，VGA电路的放大倍数的变化相对于控制信号的变化基本呈线性。振动型惯性力传感器包括振动器(1)、振荡电路部(2)、以及检测电路部(3)。振荡电路部(2)起到作为以振动器(1)为谐振元件的闭环的自激振荡电路的功能，并具有AGC电路(24)。AGC电路(24)具有：VGA电路；比较电路，该比较电路将规定的基准电压与监视信号的电压进行比较，并基于比较出的结果来输出控制信号；以及脉宽调制电路，该脉宽调制电路将控制信号调制成脉宽调制信号，所述AGC电路(24)基于脉宽调制信号，将VGA电路的输出在导通状态和截止状态之间进行切换，以对驱动信号进行调制，从而对VGA电路的放大倍数大小进行控制。

Description

振动型惯性力传感器

技术领域

本发明涉及检测惯性力的惯性力传感器，特别涉及利用振动器来检测惯性力的振动型惯性力传感器。

背景技术

使用振动型惯性力传感器来作为例如检测基于惯性力的角速度的角速度传感器。振动型惯性力传感器包括用于检测角速度的振动器、对振动器提供驱动信号的振荡电路部、以及检测振动器的角速度的检测电路部。作为振动器，有静电驱动/电容检测型、压电驱动/压电检测型等。振动器包括利用角速度来振动的振动体、驱动振动体的驱动单元、将与振动体的振幅大小(振动器的振动状态)相对应的监视信号反馈至振荡电路部的监视单元、以及输出基于因振动体的科里奥利力而产生的振动位移的检测信号的检测单元。

振荡电路部构成作为以振动器为谐振元件的闭环的自激振荡电路，由与振动体的振幅大小相对应的监视信号生成驱动信号，将驱动信号提供给振动器，以对振动体的驱动进行控制。检测电路部基于从振动器的检测单元输入的检测信号，来生成并输出角速度检测信号。此外，角速度检测信号是与振动器的角速度大小相对应的直流电压。

振动型惯性力传感器通过将振荡电路部构成作为自激振荡电路，来使角速度的检测灵敏度变得稳定，但有时因振动器的周围温度和/或电源电压等环境的变化、或随时间的变化等会导致角速度的检测灵敏度变得不稳定。因此，专利文献1和专利文献2揭示了一种振动型惯性力传感器中的、能使角速度的检测灵敏度变得稳定的电路结构。在专利文献1所揭示的振动型惯性力传感器中，振荡电路部具有：相位电路，该相位电路用于对从振动器的监视单元反馈来的监视信号的相位进行调整；以及自动增益控制电路(AGC电路)，该自动增益控制电路对监视信号进行放大。因此，在专利文献1所揭示的振动型惯性力传感器中，角速度的检测灵敏度的变动表现作为监视信号的电压的变动，AGC电路基于监视信号的电压的变动，来对提供给振动器的驱动信号的电压进行控制，从而能使角速度的检测灵敏度变得稳定。

另外，在专利文献2所揭示的振动型惯性力传感器中，振荡电路部(反馈放大部)具有AGC电路，AGC电路根据监视信号来生成驱动信号，使得振动器的振动保持一定，并输出该驱动信号。因此，专利文献2所揭示的振动型惯性力传感器能使振动器始终在谐振状态下并以一定的振幅进行振动，即使在周围温度发生变化的情况下，也能使角速度的检测灵敏度变得稳定。

专利文献1：日本专利特开平6－74774号公报

专利文献2：日本专利特开2000－283767号公报

发明内容

AGC电路由整流电路、比较电路、以及可变增益放大电路(VGA电路)构成。整流电路将输入AGC电路的监视信号进行整流，比较电路将经整流电路进行整流后的监视信号的电压与基准电压进行比较，并基于比较出的结果来输出控制VGA电路的放大倍数(增益)大小的控制信号。VGA电路以基于从比较电路输入的控制信号的放大倍数，来对输入AGC电路的监视信号进行放大，并将其作为驱动信号来进行输出。

然而，在现有技术中，如专利文献1所揭示的那样，由于使用以VGA电路的电流/电压来控制VGA电路的放大倍数大小的VGA电路，因此，因构成VGA电路的半导体的物理特性会导致放大倍数因周围温度和/或电源电压等环境的变化而大幅变化，从而导致VGA电路的放大倍数的变化相对于控制信号的变化呈非线性。图12是表示现有的VGA电路的结构的电路图。利用图12所示的现有的VGA电路的电路图来进行具体说明。图12所示的VGA电路包括MOSFET100，将控制信号(AGCO信号)输入MOSFET100的栅极端子，从而使MOSFET100的互导Gm、Gds发生变化，以对VGA电路的放大倍数大小进行控制。利用电阻Ra、Rb、Rc和互导Gm、Gds，能根据[{Ra＋Rb＋(Rc//(Gm＋Gds))}/{Rb＋(Rc//(Gm＋Gds))}]来求出图12所示的VGA电路的放大倍数。由于对电阻Ra、Rb、Rc和互导Gm、Gds造成影响的MOSFET100的阈值电压、迁移率等的值会随着周围温度的变化而大幅变化，因此，图12所示的VGA电路的放大倍数会随着周围温度和/或电源电压等环境的变化而大幅变化。另外，由于用MOSFET100的导通电阻的变化来构成VGA电路，因此，放大倍数的变化相对于控制信号的变化呈非线性。因而，在将使用现有的VGA电路的AGC电路用于振动型惯性力传感器的振荡电路部的情况下，存在以下问题：即，惯性力(角速度)的检测灵敏度会受到振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化的较大影响。另外，在将使用现有的VGA电路的AGC电路用于振动型惯性力传感器的振荡电路部的情况下，由于VGA电路的放大倍数的变化相对于控制信号的变化呈非线性，因此，存在以下问题：即，只能在微小范围内将其看成是线性的，从而在模块设计时所能使用的VGA电路的放大倍数的可变范围较窄。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种振动型惯性力传感器，在该振动型惯性力传感器中，惯性力(角速度)的检测灵敏度不容易受到因振动型惯性力(角速度)传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，且VGA电路的放大倍数的变化相对于控制信号的变化基本呈线性。

为了实现上述目的，本发明的第一方面所涉及的振动型惯性力传感器包括：振动器，该振动器对惯性力进行检测；振荡电路部，该振荡电路部对该振动器提供驱动信号；以及检测电路部，该检测电路部检测所述振动器的惯性力，所述振荡电路部起到作为以所述振动器为谐振元件的闭环的自激振荡电路的功能，具有自动增益控制电路，该自动增益控制电路对与所述振动器的振动状态相对应的监视信号进行放大，以生成所述驱动信号，并将该驱动信号提供给所述振动器，该自动增益控制电路具有：放大电路，该放大电路对所述监视信号进行放大；比较电路，该比较电路将规定的基准电压与所述监视信号的电压进行比较，并基于比较出的结果来输出控制所述放大电路的放大倍数大小的控制信号；以及脉宽调制电路，该脉宽调制电路将从该比较电路输出的所述控制信号调制成频率比所述监视信号要高的脉宽调制信号，所述自动增益控制电路基于经该脉宽调制电路进行调制后的所述脉宽调制信号，将所述放大电路的输出在导通状态和截止状态之间进行切换，以对所述驱动信号进行调制，从而对所述放大电路的放大倍数大小进行控制。

在本发明的第一方面中，在包括振动器、振荡电路部、以及检测电路部的振动型惯性力传感器中，振荡电路部具有自动增益控制电路，起到作为以振动器为谐振元件的闭环的自激振荡电路的功能。自动增益控制电路具有：放大电路；比较电路，该比较电路将规定的基准电压与监视信号的电压进行比较，并基于比较出的结果来输出控制放大电路的放大倍数大小的控制信号；以及脉宽调制电路，该脉宽调制电路将从比较电路输出的控制信号调制成频率比监视信号要高的脉宽调制信号。因此，不是用放大电路的电流/电压来对放大电路的放大倍数大小进行控制，而是用开关切换周期(脉冲宽度)来对放大电路的放大倍数大小进行控制。更详细而言，由于基于用脉宽调制电路对控制信号进行调制后所获得的脉宽调制信号，来将放大电路的输出在导通状态与截止状态之间进行切换，以对驱动信号进行调制，从而对放大电路的放大倍数大小进行控制，因此，能减小因构成放大电路的半导体的物理特性而造成的影响。另外，惯性力的检测灵敏度不容易受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，放大电路的放大倍数的变化相对于控制信号的变化基本呈线性。因而，扩大了在模块设计时所能使用的VGA电路的放大倍数的可变范围。

另外，对于本发明的第二方面所涉及的振动型惯性力传感器，是在本发明的第一方面中，在所述放大电路的后级具有解调电路，该解调电路基于所述脉宽调制信号，对将所述放大电路的输出在导通状态与截止状态之间进行切换而进行调制后的所述驱动信号进行解调。

在本发明的第二方面中，由于在放大电路的后级具有解调电路，该解调电路基于脉宽调制信号，对将放大电路的输出在导通状态与截止状态之间进行切换而进行调制后的驱动信号进行解调，因此，能解调成不含频率比监视信号要高的脉宽调制信号分量的驱动信号，从而能避免脉宽调制信号分量作为检测信号的噪音而从检测电路部输出。

另外，对于本发明的第三方面所涉及的振动型惯性力传感器，是在本发明的第一方面或本发明的第二方面中，在所述比较电路以规定的控制信号的放大倍数对规定的基准电压与所述监视信号的电压之差进行放大、并输出所述控制信号的情况下，相对于所述监视信号的电压与规定的基准电压之比的所述放大电路的放大倍数的斜率的绝对值基本在320dB以下。

在本发明的第三方面中，由于在比较电路以规定的控制信号的放大倍数对规定的基准电压与监视信号的电压之差进行放大、并输出控制信号的情况下，相对于监视信号的电压与规定的基准电压之比的放大电路的放大倍数的斜率的绝对值基本在320dB以下，因此，能在振荡电路部的动作保持稳定的范围内检测惯性力。此外，在比较电路以规定的控制信号的放大倍数对规定的基准电压与监视信号的电压之差进行放大、并输出控制信号、从而对放大电路的放大倍数大小进行控制的情况下，可以使用相对于监视信号的电压与规定的基准电压之比的放大电路的放大倍数的斜率，来作为代替控制信号的放大倍数的指标。将监视信号的电压与规定的基准电压之比称为监视信号相对值，将监视信号的电压调整为规定的基准电压的情况下的、监视信号的电压与规定的基准电压之比的值成为1。相对于监视信号相对值的放大电路的放大倍数的斜率通常为负，该斜率的绝对值相当于控制信号的放大倍数。

本发明所涉及的振动型惯性力传感器包括振动器、振荡电路部、以及检测电路部，振荡电路部具有自动增益控制电路，起到作为以振动器为谐振元件的闭环的自激振荡电路的功能。自动增益控制电路具有：放大电路；比较电路，该比较电路将规定的基准电压与监视信号的电压进行比较，并基于比较出的结果来输出控制放大电路的放大倍数大小的控制信号；以及脉宽调制电路，该脉宽调制电路将从比较电路输出的控制信号调制成频率比监视信号要高的脉宽调制信号。因此，不是用放大电路的电流/电压来对放大电路的放大倍数大小进行控制，而是用开关切换周期(脉冲宽度)来对放大电路的放大倍数大小进行控制。更详细而言，由于基于用脉宽调制电路对控制信号进行调制后所获得的脉宽调制信号，来将放大电路的输出在导通状态与截止状态之间进行切换，以对驱动信号进行调制，从而对放大电路的放大倍数大小进行控制，因此，能减小因构成放大电路的半导体的物理特性而造成的影响。另外，惯性力的检测灵敏度不容易受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，放大电路的放大倍数的变化相对于控制信号的变化基本呈线性。因而，扩大了在模块设计时所能使用的VGA电路的放大倍数的可变范围。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的结构的框图。

图2是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的AGC电路的结构的框图。

图3是表示使MOSFET的互导Gm、Gds发生变化来控制放大倍数大小的VGA电路的结构的电路图。

图4是表示在使用使MOSFET的互导Gm、Gds发生变化来控制放大倍数大小的VGA电路的情况下的、与控制信号的电压相对应的VGA电路的放大倍数的变化的示例图。

图5是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的PWM电路的结构的电路图。

图6是表示AGCO信号和锯齿波、与AGCO信号的调制信号之间的关系的示例图。

图7是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的PWM电路的其他结构的电路图。

图8是表示矩形波、锯齿波A、采样保持电路的状态、阶跃响应电路的输出信号、锯齿波B、以及作为第二比较器的输出信号的调制信号各自的时序的时序图。

图9是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的VGA电路的结构的电路图。

图10是表示利用PWM电路来对VGA电路的输出信号进行调制的情况下的、与控制信号的电压相对应的VGA电路的放大倍数的变化的示例图。

图11是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的其他结构的框图。

图12是表示现有的VGA电路的结构的电路图。

图13是表示监视信号的电压与规定的基准电压之比、与VGA电路的放大倍数之间的关系的曲线。

具体实施方式

下面，利用附图，对本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器进行具体说明。以下实施方式并不限定权利要求的范围内所述的发明，当然在实施方式中所说明的特征事项的所有组合并不一定是解决方案的必要事项。

图1是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的结构的框图。以下，对使用本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器来作为检测基于惯性力的角速度的角速度传感器的情况进行说明。图1所示的振动型惯性力传感器包括：检测角速度(惯性力)的振动器1；对振动器1提供驱动信号的振荡电路部2；以及检测振动器1的角速度的检测电路部3。

振动器1是静电驱动/电容检测型振动器，具有：振动体11；驱动振动体11的驱动单元12；将与振动体11的振幅大小(振动器1的振动状态)相对应的监视信号反馈至振荡电路部2的监视单元13；以及输出基于因振动体11的科里奥利力而产生的振动位移的检测信号的检测单元14。振动体11由包括硅材料、玻璃材料等的振动基板所构成。

振荡电路部2起到作为以振动器1为谐振元件的闭环的自激振荡电路的功能，并具有CV转换电路21、信号放大电路22、滤波电路23、以及AGC电路(自动增益控制电路)24。此外，如后所述，本发明的实施方式所涉及的AGC电路24对输出信号进行调制(脉宽调制)。

振荡电路部2与振动器1的驱动单元12和监视单元13相连接，将监视信号从监视单元13反馈至CV转换电路21。从监视单元13反馈来的监视信号是基于与振动体11的振幅大小相对应的静电电容的监视信号。因此，CV转换电路21将基于与振动体11的振幅大小相对应的静电电容的监视信号转换成基于与静电电容的变化量相对应的电压的监视信号。信号放大电路22以规定的放大倍数(增益)对经CV转换电路21进行转换后的监视信号进行放大，滤波电路23从经信号放大电路22进行放大后的监视信号中去除规定的信号。AGC电路24对从滤波电路23输入的监视信号进行放大，将其作为振动器1的驱动信号来提供给驱动单元12。

检测电路部3具有检测电路31、信号处理电路32、以及信号调整电路33。

检测电路31将从振动器1的检测单元14输入的检测信号转换成基于与因振动体11的科里奥利力而产生的振动位移相对应的电压的检测信号，并输出该检测信号。信号处理电路32从来自检测电路31所输入的检测信号中，进行取出与角速度大小相对应的角速度信号等的信号处理。信号调整电路33对经信号处理电路32进行信号处理后的检测信号进行相位调整等，并将该检测信号作为角速度检测信号来进行输出。

如上所述，振荡电路部2利用AGC电路24来对监视信号进行放大，并将放大后的监视信号作为振动器1的驱动信号来提供给驱动单元12。图2是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的AGC电路24的结构的框图。如图2所示，AGC电路24包括整流电路241、比较/平滑化电路242、PWM电路(脉宽调制电路)243、以及VGA电路(可变增益放大电路)244。此外，VGA电路244能基于经PWM电路243进行脉宽调制后的AGCO信号(脉宽调制信号)来对放大倍数大小进行控制。

整流电路241将从滤波电路23输入的监视信号进行整流，将其转换成作为直流电压的监视信号的电压(RECT电压)并进行输出。比较/平滑化电路242将整流电路241所输出的RECT电压、和与振动器1的基准振幅相对应的规定的基准电压(VCTRL电压)进行比较，并基于比较出的结果，来输出控制VGA电路244的放大倍数(增益)大小的控制信号(AGCO信号)。此外，比较/平滑化电路242根据需要将AGCO信号进行平滑化并进行输出。这里，RECT电压与振动器1的监视单元13输出监视信号的时刻的、振动器1的振幅相对应。因此，可以用(式1)来表示振动器1的振幅的控制误差ΔV。

ΔＶ＝ＲＥＣＴ－ＶＣＴＲＬ…(式1)

此外，在(式1)中，RECT是监视信号的电压(RECT电压)，VCTRL是基准电压(VCTRL电压)。

控制误差ΔV与AGCO信号具有(式2)所示的关系。

ＡＧＣＯ＝ΔＶ×Ｇｃｔｒｌ＋ＶＤＤ／2…(式2)

AGCO是控制信号(AGCO信号)，Gctrl(＞0)是基于控制信号的放大倍数，VDD是AGC电路24的驱动电压。

这里，例如在使用以VGA电路的电流/电压来控制VGA电路的放大倍数大小的VGA电路的情况下，因构成VGA电路的半导体的物理特性会导致VGA电路的放大倍数因周围温度和/或电源电压等环境的变化而大幅变化。另外，由于用MOSFET的导通电阻的变化来构成VGA电路，因此，放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化呈非线性。此外，以下，对使用如下VGA电路的情况进行说明：即，在以VGA电路的电流/电压来控制VGA电路的放大倍数大小的VGA电路之中，使MOSFET的互导Gm、Gds发生变化，从而对放大倍数大小进行控制。图3是表示使MOSFET的互导Gm、Gds发生变化来控制放大倍数大小的VGA电路的结构的电路图。图3所示的VGA电路101包括电流源102、P沟道MOSFET103、104、105、106、107、108、以及电阻109、110。将AGCO信号输入P沟道MOSFET103的栅极端子，将控制基准电压输入P沟道MOSFET104的栅极端子，将监视信号(输入信号)输入P沟道MOSFET105和P沟道MOSFET108的栅极端子。从设置于P沟道MOSFET105和P沟道MOSFET107的漏极端子与电阻109之间的端子111输出驱动信号(输出信号)。

图4是表示在使用使MOSFET的互导Gm、Gds发生变化来控制放大倍数大小的VGA电路的情况下的、与控制信号的电压相对应的VGA电路的放大倍数的变化的示例图。图4的横轴是控制信号(AGCO信号)的电压，纵轴是VGA电路的放大倍数。另外，示出了分别使AGC电路的驱动电压VDD变为4.5V、5.0V、5.5V、且分别使周围温度变为－40℃、25℃、105℃的情况下的、与AGCO信号的电压相对应的VGA电路的放大倍数的变化。

由图4可知，VGA电路的放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化(电压)呈非线性，因周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的VGA电路的放大倍数的偏差较大。在因周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的VGA电路的放大倍数的变化较大、VGA电路的放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化(电压)呈非线性的情况下，根据(式2)所示的关系，对振动器1的振幅的控制误差ΔV所造成的影响较大。因此，在将使用VGA电路的AGC电路用于振动型惯性力传感器的振荡电路部的情况下，振动型惯性力传感器的角速度(惯性力)的检测灵敏度会受到振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化的较大影响。

因此，如图2所示，本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器在AGC电路24的比较/平滑化电路242的后级具有PWM电路243，基于经PWM电路243进行调制后的AGCO信号(脉宽调制信号)，来将VGA电路244的输出在导通状态与截止状态之间进行切换，以对输出信号(驱动信号)进行调制，从而对VGA电路244的放大倍数大小进行控制。因此，在VGA电路244中包括开关电路，该开关电路能如后所述那样基于经PWM电路243进行脉宽调制后的AGCO信号(脉宽调制信号)，来将VGA电路244的输出在导通状态与截止状态之间进行切换，以对输出信号(驱动信号)进行调制。

图5是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的PWM电路243的结构的电路图。如图5所示，PWM电路243具有比较器243a，将PWM电路243内部所产生的500kHz的锯齿波、和AGCO信号输入比较器243a并将它们进行比较，从而输出根据AGCO信号的大小(信号电平)来使脉冲宽度(占空比)发生变化后的500kHz的矩形波，以作为AGCO信号的调制信号(脉宽调制信号)。

图6是表示AGCO信号和锯齿波、与AGCO信号的调制信号之间的关系的示例图。在图6中，图示出了与500kHz的锯齿波N、信号电平最大的AGCO信号(AGCO(H))、信号电平稳定时的AGCO信号(AGCO(M))、信号电平最小的AGCO信号(AGCO(L))等各个信号电平的AGCO信号相对应的AGCO信号的调制信号M(H)、M(M)、M(L)。此外，信号电平最大的AGCO信号(AGCO(H))对应于VGA电路244的最大放大倍数，信号电平最小的AGCO信号(AGCO(L))对应于VGA电路244的最小放大倍数。

在锯齿波N的波形达到信号电平最大的AGCO信号(AGCO(H))的信号电平的点A为止，信号电平最大的AGCO信号的调制信号M(H)存在脉冲宽度。在锯齿波N的波形达到信号电平稳定时的AGCO信号(AGCO(M))的信号电平的点B为止，信号电平稳定时的AGCO信号的调制信号M(M)存在脉冲宽度。在锯齿波N的波形达到信号电平最小的AGCO信号(AGCO(L))的信号电平的点C为止，信号电平最小的AGCO信号的调制信号M(L)存在脉冲宽度。

接着，对利用AGCO信号和锯齿波来进行脉宽调制、以使得VGA电路244的放大倍数的变化相对于控制信号(AGCO信号)的变化基本呈对数线性的PWM电路243的其他结构和动作进行说明。图7是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的PWM电路243的其他结构的电路图。在图7所示的电路图中，为了进行说明，除PWM电路243以外，还图示出了VGA电路244。图7所示的PWM电路243包括第一比较器71、阶跃响应电路72、以及第二比较器73。阶跃响应电路72包括反相器721、开关电路722、723、724、电阻725、电容器726、采样保持电路727、以及电压源728。此外，VGA电路244包括作为运算放大器的运放244a、以及开关电路244b。

图7所示的PWM电路243利用AGCO信号和锯齿波来进行脉宽调制，以使得VGA电路244的放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化基本呈对数线性。将AGCO信号和500kHz的锯齿波A输入第一比较器71，将第一比较器71的输出信号和矩形波输入阶跃响应电路72，将采样保持电路727的输出信号和500kHz的锯齿波B输入第二比较器73。图8是表示矩形波、锯齿波A、采样保持电路727的状态、阶跃响应电路72的输出信号、锯齿波B、以及作为第二比较器73的输出信号的AGCO信号的调制信号各自的时序的时序图。

基于图8所示的时序图，对PWM电路243的动作进行说明。首先，在矩形波(周期为2T)从“H”转变为“L”并保持“L”状态的期间，开关电路724处于截止状态，而开关电路723处于导通状态。此时，由于因第一比较器71的输出信号而导致开关电路722也处于导通状态，因此，由电压源728经由开关电路722、723和电阻725对电容器726进行充电。在矩形波保持“H”状态的期间，由于电容器726的两端接地，因此，从矩形波从“H”转变为“L”的时刻起开始对电容器726进行充电。另外，根据由电阻725的电阻值和电容器726的电容值所决定的时间常数来对电容器726进行充电，从而具有逐渐逼近电压源728的电压V1的阶跃响应特性。

在AGCO信号的电压相对于锯齿波A发生反转、第一比较器71的输出信号(未图示)发生反转之前，持续对电容器726进行充电。若第一比较器71的输出信号发生反转，则开关电路722变为截止状态，对电容器726的充电停止。例如在将任意的电压VA作为AGCO信号来输入第一比较器71时，由于如图8所示，从锯齿波A从GND(接地)起至达到电压VA为止，第一比较器71的输出信号都未发生反转，因此，在达到电压VB之前的t秒内，对电容器726进行充电。此外，在矩形波保持“L”状态的期间，用采样保持电路727来跟踪对电容器726进行充电的电压VB，在矩形波保持“H”状态的期间，用采样保持电路727来保持所述电压VB。

第一比较器71和阶跃响应电路72以将AGCO信号转换成(式3)所示的指数函数为目的。

ＶＢ＝Ｖ1×｛1－ｅ＾(－ｔ／τ))｝…(式3)

这里，τ是由电阻725的电阻值和电容器726的电容值所决定的时间常数。t是锯齿波A从GND(接地)起至达到作为AGCO信号而输入的任意的电压VA为止的时间。

第二比较器73将阶跃响应电路72的输出信号和500kHz的锯齿波B进行比较，从而输出根据信号电平来使脉冲宽度发生变化后的500kHz的矩形波，以作为AGCO信号的调制信号。

用由电阻、电容器、比较器所构成的多谐振荡器型的振荡电路来生成500kHz的锯齿波。因此，若电阻、电容器的值因周围温度而发生较大变化，则锯齿波也会因周围温度和/或电源电压等环境的变化而发生较大变化，作为PWM电路243的输出信号的调制信号也会因周围温度和/或电源电压等环境的变化而发生较大变化。但是，在图7所示的PWM电路243中，由于利用阶跃响应电路72的电阻725与电容器726的阶跃响应来将AGCO信号转换成指数函数，因此，能减小因周围温度和/或电源电压等环境的变化而对锯齿波的生成所造成的影响。

接着，VGA电路244具有能基于经图5或图7所示的PWM电路243进行脉宽调制后的AGCO信号(脉宽调制信号)来对驱动信号进行调制的结构。图9是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的VGA电路244的结构的电路图。如图9所示，VGA电路244包括：对从滤波电路23输入的监视信号(输入信号)进行放大的运放244a；以及设置于运放244a的输出端子的开关电路244b。运放244a构成反相放大电路，以由电阻R2/电阻R1来决定的放大倍数对从滤波电路23输入的监视信号进行放大。开关电路244b用AGCO信号的调制信号在导通状态与截止状态之间进行切换，从而对经运放244a以规定的放大倍数进行放大后的监视信号进行调制，并将经调制后的监视信号作为驱动信号(输出信号)来提供给振动器1的驱动单元12。此外，如图7所示，也可以将开关电路244b设置于运放244a的输入端子侧。

如图6所示，对于AGCO信号的调制信号，在AGCO信号的信号电平比稳定时要大的情况下，脉冲宽度较宽，开关电路244b处于导通状态的时间较长。由于开关电路244b处于导通状态的时间较长，因此，驱动信号所包含的运放244a的输出信号的比例较高，VGA电路244的放大倍数较大。

相反，如图6所示，对于AGCO信号的调制信号，在AGCO信号的信号电平比稳定时要小的情况下，脉冲宽度较窄，开关电路244b处于截止状态的时间较长。由于开关电路244b处于截止状态的时间较长，因此，驱动信号所包含的运放244a的输出信号的比例较低，VGA电路244的放大倍数较小。

图10是表示基于经PWM电路243进行调制后的脉宽调制信号来对VGA电路244的输出信号(驱动信号)进行调制的情况下的、与控制信号的电压相对应的VGA电路244的放大倍数的变化的示例图。图10的横轴是控制信号(AGCO信号)的电压，纵轴是VGA电路244的放大倍数。另外，示出了分别使AGC电路24的驱动电压VDD变为4.5V、5.0V、5.5V、且分别使周围温度变为－40℃、25℃、105℃的情况下的、与AGCO信号的电压相对应的VGA电路244的放大倍数的变化。

由图10可知，VGA电路244的放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化(电压)基本呈线性，与图3所示的VGA电路101的放大倍数相比，VGA电路244的放大倍数因周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的偏差较小。在因周围温度和/或电源电压的变化而产生的VGA电路244的放大倍数的变化较小、VGA电路244的放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化(电压)基本呈线性的情况下，根据(式2)所示的关系，周围温度和/或电源电压的变化对振动器1的振幅的控制误差ΔV所造成的影响较小，在将使用PWM电路243和VGA电路244的AGC电路24用于振动型惯性力传感器的振荡电路部2的情况下，振动型惯性力传感器的角速度(惯性力)的检测灵敏度受振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化的影响较小。

如上所述，在本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器中，由于AGC电路24具有：VGA电路244，该VGA电路244对监视信号进行放大；比较/平滑化电路242，该比较/平滑化电路242将规定的基准电压(VCTRL电压)与RECT电压(监视信号的电压)进行比较，并基于比较出的结果，来输出控制VGA电路244的放大倍数大小的AGCO信号；以及PWM电路243，该PWM电路243将比较/平滑化电路242所输出的AGCO信号调制成频率比监视信号要高的脉宽调制信号，因此，不是用VGA电路244的电流/电压来对VGA电路244的放大倍数大小进行控制，而是用开关切换周期(脉冲宽度)来进行控制。更详细而言，由于基于经PWM电路243进行脉宽调制后的AGCO信号(脉宽调制信号)，来将VGA电路244的输出在导通状态与截止状态之间进行切换，以对驱动信号进行调制，从而对VGA电路244的放大倍数大小进行控制，因此，能减小因构成VGA电路244的半导体的物理特性而造成的影响。另外，角速度(惯性力)的检测灵敏度不容易受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，VGA电路244的放大倍数的变化相对于AGCO信号的变化基本呈线性。因而，在进行模块设计时所能使用的VGA电路244的放大倍数的可变范围比现有的振动型惯性力传感器要宽。

此外，在本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器中，在VGA电路244的后级也可以具有解调电路。图11是表示本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的其他结构的框图。如图11所示，在振荡电路部2中，在AGC电路24(VGA电路244)的后级具有解调电路25。解调电路25对从AGC电路24(VGA电路244)输出的经调制后的驱动信号进行解调，并输出作为不含脉宽调制信号分量的驱动信号。解调电路25例如由低通滤波电路构成，从驱动信号中去除所重叠的500kHz的信号分量，以对经调制后的驱动信号进行解调。

通常，由于驱动信号的频率为15kHz左右，比脉宽调制信号的频率、即500kHz要低，因此，即使在不具有解调电路25的情况下，也能用经调制后的驱动信号来驱动振动器1。但是，若将重叠于经调制后的驱动信号的500kHz的信号分量(高频)输入检测电路部3，则有时会将500kHz的信号分量(高频)作为由检测电路部3所检测出的角速度检测信号的噪音而输出。因此，在本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器的其他结构中，在VGA电路244的后级具有解调电路25，由解调电路25将驱动信号解调成不含作为脉宽调制信号的500kHz的信号分量(高频)的驱动信号，从而能避免将500kHz的信号分量(高频)作为由检测电路部3所检测出的角速度检测信号的噪音而输出。此外，并不局限于在AGC电路24的外部具有解调电路25的情况，只要在VGA电路244的后级即可，也可以将解调电路25设置于AGC电路24的内部。

另外，为了不容易受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，以往，相对于振动器的振幅的控制误差，需要将控制信号的放大倍数设定为较大的值。由(式2)的关系可知，相对于振动器1的振幅的控制误差ΔV，将控制信号的放大倍数Gctrl设定为足够大的值，从而振动器1的振幅的控制误差ΔV相对减小，因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响而导致振动器1的振幅的控制误差ΔV也减小。在比较/平滑化电路242以规定的控制信号的放大倍数对规定的基准电压与监视信号的电压之差进行放大、并输出控制信号的情况下，可以使用相对于监视信号的电压与规定的基准电压之比(监视信号的电压/规定的基准电压)的VGA电路244的放大倍数的斜率，来作为代替控制信号的放大倍数Gctrl的指标。图13是表示监视信号的电压与规定的基准电压之比、与VGA电路244的放大倍数之间的关系的曲线。图13所示的监视信号的电压与规定的基准电压之比、与VGA电路244的放大倍数之间的关系是利用仿真来求出的结果。将监视信号的电压与规定的基准电压之比称为监视信号相对值，将监视信号的电压调整为规定的基准电压的情况下的、监视信号的电压与规定的基准电压之比的值成为1。相对于监视信号相对值的VGA电路244的放大倍数的斜率通常为负，该斜率的绝对值相当于控制信号的放大倍数Gctrl。图13所示的相对于监视信号相对值的VGA电路244的放大倍数的斜率的绝对值为318.53dB，基本在320dB以下。即，在本实施方式所涉及的振动型惯性力传感器中，能将控制信号的放大倍数Gctrl设定成基本在320dB以下。

如上所述，在本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器中，为了不容易受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响，而无需将相对于监视信号相对值的VGA电路244的放大倍数的斜率的绝对值(控制信号的放大倍数Gctrl)设定成基本比320dB要大。在本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器中，将相对于监视信号相对值的VGA电路244的放大倍数的斜率的绝对值(控制信号的放大倍数Gctrl)设定成基本在320dB以下，即使在这种情况下，也能检测出角速度，而不受到因振动型惯性力传感器的个体偏差、半导体元件的电阻、电容、MOSFET的制造偏差、以及周围温度和/或电源电压等环境的变化而产生的影响。另外，现有的振动型惯性力传感器存在以下问题：即，相对于振动器的振幅的控制误差，将控制信号的放大倍数的值设得过大，从而会导致振荡电路部的动作变得不稳定，而在本发明的实施方式所涉及的振动型惯性力传感器中，由于能将相对于监视信号相对值的VGA电路244的放大倍数的斜率的绝对值(控制信号的放大倍数Gctrl)设定成基本在320dB以下，因此，能在振荡电路部2的动作保持稳定的范围内对角速度进行检测。

标号说明

1振动器

2振荡电路部

3检测电路部

11振动体

12驱动单元

13监视单元

14检测单元

21CV转换电路

22信号放大电路

23滤波电路

24AGC电路(自动增益控制电路)

25解调电路

31检测电路

32信号处理电路

33信号调整电路

241整流电路

242比较/平滑化电路(比较电路)

243PWM电路(脉宽调制电路)

244VGA电路(可变增益放大电路)

Claims (3)

1.一种振动型惯性力传感器，其特征在于，包括：

振动器，该振动器对惯性力进行检测；

振荡电路部，该振荡电路部对该振动器提供驱动信号；以及

检测电路部，该检测电路部检测所述振动器的惯性力，

所述振荡电路部起到作为以所述振动器为谐振元件的闭环的自激振荡电路的功能，具有自动增益控制电路，该自动增益控制电路对与所述振动器的振动状态相对应的监视信号进行放大，以生成所述驱动信号，并将该驱动信号提供给所述振动器，

该自动增益控制电路具有：

放大电路，该放大电路对所述监视信号进行放大；

比较电路，该比较电路将规定的基准电压与所述监视信号的电压进行比较，并基于比较出的结果来输出控制所述放大电路的放大倍数大小的控制信号；以及

脉宽调制电路，该脉宽调制电路将从该比较电路输出的所述控制信号调制成频率比所述监视信号要高的脉宽调制信号，

所述自动增益控制电路基于经该脉宽调制电路进行调制后的所述脉宽调制信号，将所述放大电路的输出在导通状态和截止状态之间进行切换，以对所述驱动信号进行调制，从而对所述放大电路的放大倍数大小进行控制。

2.如权利要求1所述的振动型惯性力传感器，其特征在于，

在所述放大电路的后级具有解调电路，该解调电路基于所述脉宽调制信号，对将所述放大电路的输出在导通状态与截止状态之间进行切换而进行调制后的所述驱动信号进行解调。

3.如权利要求1或2所述的振动型惯性力传感器，其特征在于，

在所述比较电路以规定的控制信号的放大倍数对规定的基准电压与所述监视信号的电压之差进行放大、并输出所述控制信号的情况下，相对于所述监视信号的电压与规定的基准电压之比的所述放大电路的放大倍数的斜率的绝对值在320dB以下。