CN107104637B - 自振荡电路 - Google Patents
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Abstract
一种自振荡电路包括：振动单元，其具有振动器；正反馈路径，其将基于所述振动器的振动的信号正反馈至所述振动单元；负反馈电路，其基于和所述振动器的振幅对应的值与参考值之间的比较结果，生成具有比所述振动器的振动频率低的频率的脉冲宽度调制信号；以及开关电路，其通过所述脉冲宽度调制信号来切换所述正反馈路径至所述振动单元的连接与断开。
Description
技术领域
本发明总体上涉及例如传感器技术的领域，更具体地，涉及用于通过正反馈电路使振动器振荡的自振荡电路。
背景技术
电容振动型压力/压差传感器等包括用于使振动器以共振频率振荡的自振荡电路。图8为示出相关技术电容振动型自振荡电路的配置示例的示图。如图8所示，自振荡电路500包括用于使振动器511振荡的正反馈电路以及用于控制振动器511的振荡幅度的负反馈电路。
正反馈电路形成在从第一固定电极512经过振动器511、第二固定电极513、I/V转换器520、反相放大器530以及可变增益放大器560的环路中。通常，振动器511被真空密封以增加Q值。
负反馈电路形成在经过用于检测从反相放大器530输出的信号的绝对值的绝对值电路540、误差放大器550、以及可变增益放大器560的电路中。
在正反馈电路中，振动器511固定在GND电位，并且偏置电压VBIAS通过DC电压源施加至第一固定电极512和第二固定电极513。此时，在振动器511与第一固定电极512之间、以及振动器511与第二固定电极513之间充入与电容对应的电荷。
除了偏置电压VBIAS之外，可变增益放大器560的输出电压VGAO施加至第一固定电极512。振动器511根据第一固定电极512的电位变化而振动。
随着振动器511振动，发生电荷的充电和放电，并且来自第二固定电极513的电流输出信号被输入到I/V转换器520，并且被作为电压信号IVO输出。电压信号IVO在反相放大器530中被反相和放大，并且被作为电压信号INVO输出。电压信号INVO在可变增益放大器560中被放大并且作为电压信号VGAO施加至第一固定电极512。这样的正反馈电路允许振动器511以其自身的共振频率振动。
在负反馈电路中，通过绝对值电路540来检测从反相放大器530输出的电压信号INVO的幅度。绝对值电路540可以通过使用全波整流电路等来构造。从绝对值电路540输出的电压信号ABSO与振动器511的振荡幅度对应。
电压信号ABSO与参考电压VCONT之间的差作为误差信号ERRO在误差放大器550中被检测，并且通过误差信号ERRO来改变可变增益放大器560的增益。在图8的情况下，当振动器511的振幅小而误差信号ERRO大时，可变增益放大器560的增益增加，而当振动器511的振幅大而误差信号ERRO小时，可变增益放大器560的增益减小。随着可变增益放大器560的增益被调节，振动器511的振幅一般被控制为恒定。
专利文献1：国际公布WO 2011/102062。
当将这样的自振荡电路500应用到例如双线式仪器等要求低功率消耗的设备时，有必要通过容易实现低功率消耗的ASIC来构成自振荡电路。其原因是在通过分立组件来构造自振荡电路时很难满足低功率消耗规范。
然而，在相关技术的自振荡电路500中，通过负反馈电路的输出来改变正反馈中使用的可变增益放大器560的增益。因此，正反馈电路和负反馈电路具有相互依赖的关系，因此，它们之间的相互作用变得复杂。因此，要求正反馈电路与负反馈电路之间的严格调节。例如，当发生I/V转换器520和反相放大器530的设计变化时，可变增益放大器560的设计也应该变化。这就导致了设计工时的增加并且形成ASIC的障碍。
发明内容
本发明的各示例实施例提供一种自振荡电路，其不使用使正反馈电路与负反馈电路之间的相互作用变得复杂的可变增益放大器。
根据示例实施例的自振荡电路，包括：振动单元，其具有振动器；正反馈路径，其将基于所述振动器的振动的信号正反馈至所述振动单元；负反馈电路，其基于和所述振动器的振幅对应的值与参考值之间的比较结果，生成具有比所述振动器的振动频率低的频率的脉冲宽度调制信号；以及开关电路，其通过所述脉冲宽度调制信号来切换所述正反馈路径至所述振动单元的连接与断开。
所述自振荡电路还可以包括：同步单元，其将基于所述振动器的振动的信号与所述开关电路的切换定时进行同步。
所述自振荡电路还可以包括：缓冲器，其设置在所述正反馈路径中，所述缓冲器通过所述脉冲宽度调制信号在启用状态与禁用状态之间进行切换。
所述负反馈电路可以生成脉冲宽度调制信号，使得和所述振动器的振幅对应的值与所述参考值之间的差越大，脉冲宽度越长。
所述负反馈电路可以包括：误差放大器，其比较和所述振动器的振幅对应的值与所述参考值，以输出误差信号；以及PWM单元，其执行所述误差信号的脉冲宽度调制。
所述PWM单元可以包括：三角波振荡器，其输出具有比所述振动器的振动频率低的频率的三角波；以及比较器，其比较所述误差信号与所述三角波，以生成所述脉冲宽度调制信号。
所述负反馈电路可以包括：AD转换器，其数字地转换和所述振动器的振幅对应的值；数字误差检测单元，其比较数字化的值与所述参考值，以检测误差；数字PWM单元，其执行检测到的误差的脉冲宽度调制。
所述数字误差检测单元可以包括：减法器，其计算所述数字化的值与所述参考值之间的差；以及数字过滤器，其根据所述差来控制所述数字PWM单元。
根据本发明，可以实现不使用可变增益放大器的自振荡电路。
附图说明
图1为示出根据本发明的第一实施例的自振荡电路的配置的示图。
图2为用于说明PWM单元的操作的波形图。
图3为示出根据本发明的第二实施例的自振荡电路的配置的示图。
图4为示出根据本发明的第三实施例的自振荡电路的配置的示图。
图5为用于说明同步单元的操作的波形图。
图6A至图6C为示出各个实施例的修改例的各示图。
图7为示出各个实施例的修改例的示图。
图8为示出相关技术电容振动型自振荡电路的配置示例的示图。
具体实施方式
将参照附图来描述本发明的各实施例。图1为示出根据本发明的第一实施例的自振荡电路100的配置的示图。同时，本发明的自振荡电路不限于电容振动型自振荡电路，而是可以应用于具有正反馈电路的各种自振荡电路。
如图1所示，第一实施例的自振荡电路100包括用于使振动器111振荡的正反馈电路，以及用于控制振动器111的振荡幅度的负反馈电路。
正反馈电路形成在从第一固定电极112经过振动器111、第二固定电极113、I/V转换器120、反相放大器130以及SW电路170的环路中。通常，振动器111被真空密封以增加Q值。同时，第一固定电极112、振动器111和第二固定电极113构成振动单元。正反馈路径通过SW电路170由从反相放大器130的输出端延伸到第一固定电极112的输入端的路径构造。
负反馈电路形成在经过用于检测从反相放大器130输出的电压信号INVO的绝对值的绝对值电路140、误差放大器150、PWM单元160、以及SW电路170的电路中。
SW电路170由PWM单元160的输出信号PWMO进行切换和控制。具体地，当输出信号PWMO为H，从反相放大器130输出的电压信号INVO被反馈到第一固定电极112，以形成正反馈电路的正反馈环路。此外，当输出信号PWMO为L，正反馈电路的正反馈环路被释放。
在正反馈电路中，振动器111固定到GND电位，并且偏置电压VBIAS通过DC电压源施加至第一固定电极112和第二固定电极113，而不管SW电路170的状态。此时，在振动器111与第一固定电极112之间，以及在振动器111与第二固定电极113之间充入与电容对应的电荷。
当输出信号PWMO为H，通过SW电路170形成正反馈环路。因此，除偏置电压VBIAS之外，从反相放大器130输出的电压信号INVO也施加至第一固定电极112，并且振动器111根据第一固定电极112的电位变化而振动。
随着振动器111振动，发生电荷的充电与放电，并且来自第二固定电极113的电路输出信号被输入到I/V转换器120并且作为电压信号IVO输出。电压信号IVO在反相放大器130中被反相和放大，并且被作为电压信号INVO输出。这样的正反馈电路允许振动器111以其自身的振动频率振动。
在负反馈电路中，通过绝对值电路140来检测从反相放大器130输出的电压信号INVO的幅度。绝对值电路140可以通过使用全波整流电路等来构造。从绝对值电路140输出的电压信号ABSO与振动器111的振荡幅度对应。
电压信号ABSO与参考电压VCONT之间的差作为误差信号ERRO在误差放大器150中被检测。误差信号ERRO由PWM单元160进行脉冲宽度调制，并且被作为PWMO信号输出。
如图2所示，可以通过比较器161将误差信号ERRO与三角波(锯齿波)TRI进行比较，从而生成PWMO信号。此时，作为脉冲宽度调制的频率，即三角波的频率，使用了比振动器111的共振频率低的频率。其原因是正反馈环路形成周期相对于振动周期足够地有担保，并且振动器111稳定地振荡。
振动器111的振幅越小，以及误差信号ERRO越大，每个周期中的PWMO信号的H脉冲宽度越长。此外，振动器111的振幅越大，以及误差信号ERRO越小，每个周期中的PWMO信号的H脉冲宽度越短。
当PWMO信号为H时，即当误差信号ERRO大于三角波TRI时，形成正反馈环路，因此，振动器111的振幅增长。另一方面，当PWMO信号为L时，即当误差信号ERRO小于三角波TRI时，释放正反馈环路，因此，振动器111的振幅衰减。随着振幅的增长与衰减重复，振动器111的振幅一般被控制恒定。
如上文描述，振动器111的Q通常设计为相对较高。因此，相对于振动器111的振荡周期，振幅的增长与衰减是非常和缓的。因此，即使当振动器111由SW电路170间歇地操作时，也可以减小振动器111的振幅的搜寻宽度，并且振幅可以一般被控制为几乎恒定。
根据第一实施例的自振荡电路100，使正反馈电路与负反馈电路之间的相互作用变复杂的可变增益放大器不是必需的，并且正反馈电路和负反馈电路断开，从而简化了各电路之间的相互作用调节。换言之，正反馈电路侧的特性通过I/V转换器120和反相放大器130的设计来唯一地确定，而负反馈电路侧的特性通过误差放大器150和PWM单元160的设计来唯一地确定。用这样的方式，可以独立地调节正反馈电路和负反馈电路。因此，可以减少设计工时并且容易实现ASIC。此外，代替缺乏通用性的可变增益放大器，使用了可以通过通用比较器和通用三角波振荡器构造的PWM单元160。因此，还可以实现易安装、低电压以及低消耗功率。
图3为示出根据本发明的第二实施例的自振荡电路200的配置的示图。如图3所示，第二实施例的自振荡电路200也包括用于使振动器111振荡的正反馈电路，以及用于控制振动器111的振荡幅度的负反馈电路。然而，在根据第二实施例的自振荡电路200中，负反馈电路是数字化的。
因为该正反馈电路与第一实施例的正反馈电路相似，正反馈电路用相同的附图标记来表示。亦即，正反馈电路形成在从第一固定电极112经过振动器111、第二固定电极113、I/V转换器120、反相放大器130以及SW电路170的环路中。
负反馈电路形成在经过用于将从反相放大器130输出的电压信号INVO数字转换的AD转换器210、用于比较数字化的值与参考值并且检测误差的数字误差检测单元220、用于执行检测到的误差的脉冲宽度调制的数字PWM单元230、以及SW电路170的电路中。例如，数字误差检测单元220可以由用于计算数字化的值与数字参考电压之间的差的减法器，以及用于根据误差来控制数字PWM单元230的数字过滤器来构造。
SW电路170由数字PWM单元230的输出信号PWMO来切换和控制。具体地，在输出信号PWMO为H时形成正反馈电路的正反馈环路，并且在输出信号PWMO为L时释放正反馈电路的正反馈环路。
虽然第二实施例的自振荡电路200的负反馈电路是数字化的，但是自振荡电路200的基本工作原理类似于第一实施例的自振荡电路100。因为，除第一实施例的自振荡电路100的特性之外，第二实施例的自振荡电路200还被构造为省略了模拟电路元件，所以可以进一步减少设计工时。此外，因为降低了ASIC中的模拟电路的集成度，可以减少生产成本。
图4为示出根据本发明的第三实施例的自振荡电路300的配置的示图。如图4所示，第三实施例的自振荡电路300具有向第一实施例的自振荡电路100附加地提供了同步单元180的配置。同时，同步单元180可以附加地提供给第二实施例的自振荡电路200。
同步单元180包括比较器和D-FF，并且配置为：当从反相放大器130输出的电压信号INVO(AC分量)从负变化到正的时刻，切换SW电路170。具体地，当电压信号INVO(AC分量)从负变化到正的时刻，即当电压信号SWO等于偏置电压VBIAS时，比较器输出CMPO2信号(电压升高)以操作D-FF。此外，通过从D-FF输出的D-FFQ信号来切换SW电路170。注意到，可以在电压信号INVO从正变化到负的时刻或者在每半个周期的时刻执行切换。
当未提供同步单元180时，SW电路170的切换没有与振动器111的振动同步。因此，在切换SW电路170的时候，施加至第一固定电极112的电压信号SWO中发生突变，因此，电压信号SWO经常被干扰。
与此相反，当提供了同步单元180时，SW电路170的切换与振动器111的振动同步，如图5所示。亦即，当电压信号SWO等于偏置电压VBIAS时，切换SW电路170。因此，在切换SW电路170的时候，电压信号SWO中不发生突变，因此可以减少对电压信号SWO的干扰。
同时，在上文描述的各实施例中的每一个中，偏置电压VBIAS通过SW电路170被施加到第一固定电极112，如图6A所示。在这种情况下，SW电路170的H端和L端均连接至DC电压源。
与此相反，偏置电压VBIAS可以不经过SW电路170而施加到第一固定电极112，如图6B所示。在这种情况下，SW电路170的L端可以连接至DC电压源，或者可以通过悬空而不连接至DC电压源，如图6C所示。
顺便地，有点大的寄生电容(例如，约30pF)存在于第一固定电极112与GND之间。因此，有必要给反相放大器130供应用于驱动寄生电容的电流。这是增加消耗电流的因素。
在上文描述的各实施例中的每一个中，仅在正反馈环路形成的周期期间驱动寄生电容是足够的。因此，可以执行当信号PWMO为H时增加驱动能力而当信号PWMO为L时减少驱动能力的操作。
因此，例如，如图7所示，具有启用功能的缓冲器190放置在反相放大器130与SW电路170之间。只有当信号PWMO为H时，缓冲器190处于启用状态，以确保驱动能力。此外，当信号PWMO为L时，缓冲器190处于禁用状态，并且在缓冲器190中没有消耗电流。用这样的方式，可以减少消耗功率。具有启用功能的缓冲器190可以应用于全部上述实施例。
Claims (8)
1.一种自振荡电路包括：
振动单元，其具有振动器；
正反馈路径，其将基于所述振动器的振动的信号正反馈至所述振动单元；
负反馈电路，其基于和所述振动器的振幅对应的值与参考值之间的比较结果，生成具有比所述振动器的振动频率低的频率的脉冲宽度调制信号；以及
开关电路，其通过所述脉冲宽度调制信号来切换所述正反馈路径至所述振动单元的连接与断开，
其中所述负反馈电路包括：误差放大器，其比较和所述振动器的振幅对应的值与所述参考值，以输出误差信号；以及PWM单元，其执行所述误差信号的脉冲宽度调制。
2.根据权利要求1的自振荡电路，还包括：
同步单元，其将基于所述振动器的振动的信号与所述开关电路的切换定时进行同步。
3.根据权利要求1或2的自振荡电路，还包括：
缓冲器，其设置在所述正反馈路径中，所述缓冲器通过所述脉冲宽度调制信号在启用状态与禁用状态之间进行切换。
4.根据权利要求1或2的自振荡电路，其中所述负反馈电路生成脉冲宽度调制信号，使得和所述振动器的振幅对应的值与所述参考值之间的差越大，脉冲宽度越长。
5.根据权利要求3的自振荡电路，其中所述负反馈电路生成脉冲宽度调制信号，使得和所述振动器的振幅对应的值与所述参考值之间的差越大，脉冲宽度越长。
6.根据权利要求1的自振荡电路，其中所述PWM单元包括：三角波振荡器，其输出具有比所述振动器的振动频率低的频率的三角波；以及比较器，其比较所述误差信号与所述三角波，以生成所述脉冲宽度调制信号。
7.一种自振荡电路包括：
振动单元，其具有振动器；
正反馈路径，其将基于所述振动器的振动的信号正反馈至所述振动单元；
负反馈电路，其基于和所述振动器的振幅对应的值与参考值之间的比较结果，生成具有比所述振动器的振动频率低的频率的脉冲宽度调制信号；以及
开关电路，其通过所述脉冲宽度调制信号来切换所述正反馈路径至所述振动单元的连接与断开，
其中所述负反馈电路包括：AD转换器，其数字地转换和所述振动器的振幅对应的值；数字误差检测单元，其比较数字化的值与所述参考值，以检测误差；数字PWM单元，其执行检测到的误差的脉冲宽度调制。
8.根据权利要求7的自振荡电路，其中所述数字误差检测单元包括：减法器，其计算所述数字化的值与所述参考值之间的差；以及数字过滤器，其根据所述差来控制所述数字PWM单元。
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Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1096655A2 (en) * | 1999-11-01 | 2001-05-02 | Seiko Instruments Inc. | Self-excited oscillation circuit for ultrasonic motors |
| CN1532524A (zh) * | 2003-03-20 | 2004-09-29 | 日本碍子株式会社 | 激励振荡器主控振动的方法和系统 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53135557A (en) * | 1977-05-02 | 1978-11-27 | Ricoh Watch | Crystal oscillator |
| JP3543542B2 (ja) * | 1997-05-23 | 2004-07-14 | セイコーエプソン株式会社 | 発振回路、これを用いた電子回路、これらを用いた半導体装置、電子機器および時計 |
-
2016
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Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1096655A2 (en) * | 1999-11-01 | 2001-05-02 | Seiko Instruments Inc. | Self-excited oscillation circuit for ultrasonic motors |
| CN1532524A (zh) * | 2003-03-20 | 2004-09-29 | 日本碍子株式会社 | 激励振荡器主控振动的方法和系统 |
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