JP2006086997A

JP2006086997A - 発振回路及びこの発振回路を有する半導体装置

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Publication number: JP2006086997A
Application number: JP2004271989A
Authority: JP
Inventors: Akihisa Shibuya; 顕久渋谷; Koji Tsukamoto; 耕治塚本; Yasuhide Shimizu; 泰秀清水; Takeshi Tanaka; 剛田中
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2004-09-17
Filing date: 2004-09-17
Publication date: 2006-03-30
Anticipated expiration: 2024-09-17
Also published as: JP4089672B2; TWI310634B; CN1761154A; US7528673B2; TW200625821A; KR20060051397A; CN100542028C; US20060063502A1

Abstract

【課題】高周波数の出力信号を低消費電力で安定して精度良く生成することができる発振回路を提供すること。
【解決手段】本発明では、制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、前記出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、前記検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、前記差分信号を積分することによって前記制御信号を生成する積分器とを閉ループ状に接続することによって発振回路を構成することにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、発振回路及びこの発振回路を有する半導体装置に関するものである。

従来より、各種電子機器に内蔵された電子回路では、一定の周波数で発振する基準となるクロック信号が多用されており、このクロック信号を生成する回路として発振回路が利用されている。

この発振回路として頻繁に使用されている回路は、図９に示すように構成していた。すなわち、図９に示す発振回路101は、入力信号S101と異なる電圧の参照信号S102,S103とを比較する２個のコンパレータCMP101,CMP102と、これらのコンパレータCMP101,CMP102の出力信号S104,S105で動作するＲＳ型フリップフロップFF101と、このＲＳ型フリップフロップFF101の出力信号S106で断続動作するスイッチングトランジスタTR101と、このスイッチングトランジスタTR101の断続動作に連動して充電と放電とを行うことによって入力信号S101を生成するためのコンデンサC101とを有していた。

この発振回路101では、コンデンサC101で生成される入力信号S101の電圧が異なる電圧の参照信号S102,S102の間の値を示すように２個のコンパレータCMP101,CMP102が交互に動作し、それに応じてＲＳフリップフロップFF101からコンデンサC101の充電時間と放電時間とで決まる所定の周波数の出力信号S106を出力するように構成していた。
特開２００４−１５４４７号公報

ところが、上記従来の発振回路101では、２個のコンパレータCMP101,CMP102を交互に動作させることによって所定の周波数の出力信号S106を生成するように構成していたために、高周波の出力信号S106を生成することができなかった。

すなわち、コンパレータCMP101,CMP102には応答遅延時間やオフセット電圧が必ず存在しているために、従来の発振回路101では、動作周波数が高くなるとコンパレータCMP101,CMP102の応答遅延時間やオフセット電圧のばらつきによって出力信号S106のデューティー比にばらつきが生じてしまい、高周波の出力信号S106を精度良く生成することができなかった。

また、高周波の出力信号S106を生成するためにはコンパレータCMP101,CMP102の動作電流を増大させる必要があるために、従来の発振回路101では、動作周波数が高くなるに従って消費電流が増大してしまい、限られた供給電力では高周波の出力信号S106を生成することができなかった。

そこで、請求項１に係る本発明では、制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、前記出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、前記検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、前記差分信号を積分することによって前記制御信号を生成する積分器とを閉ループ状に接続したことを特徴とする発振回路とした。

また、請求項２に係る本発明では、前記請求項１に係る本発明において、前記発振器は、前記制御信号の変化を緩和することによって緩和制御信号を生成する緩和信号生成回路と、前記緩和制御信号に応じた周波数で発振する前記出力信号を生成する出力信号生成回路とを有することにした。

また、請求項３に係る本発明では、前記請求項１又は請求項２に係る本発明において、前記周波数電圧変換器は、前記出力信号を分周することによって分周出力信号を生成する分周回路と、前記分周出力信号の周波数に応じた電圧の前記検出信号を生成する検出信号生成回路とを有することにした。

また、請求項４に係る本発明では、前記請求項１〜請求項３のいずれかに係る本発明において、前記周波数電圧変換器は、前記出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサと、このコンデンサから放電される電流を前記検出信号の電圧に変換する抵抗とを有することにした。

また、請求項５に係る本発明では、前記請求項４に係る本発明において、前記周波数電圧変換器は、前記抵抗に補助コンデンサを並列接続することにした。

また、請求項６に係る本発明では、前記請求項４又は請求項５に係る本発明において、前記基準信号は、前記周波数電圧変換器のコンデンサに印加する電源電圧を分圧することによって生成することにした。

また、請求項７に係る本発明では、前記請求項１〜請求項６のいずれかに係る本発明において、前記基準信号として所定の形式で変調された信号を用いることによって、前記出力信号として所定の形式で変調された信号を出力することにした。

また、請求項８に係る本発明では、半導体基板上に発振回路を形成した半導体装置において、前記発振回路は、制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、前記出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、前記検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、前記差分信号を積分することによって前記制御信号を生成する積分器とを閉ループ状に接続することにした。

また、請求項９に係る本発明では、前記請求項８に係る本発明において、前記発振器は、前記制御信号の変化を緩和することによって緩和制御信号を生成する緩和信号生成回路と、前記緩和制御信号に応じた周波数で発振する前記出力信号を生成する出力信号生成回路とを有することにした。

また、請求項１０に係る本発明では、前記請求項８又は請求項９に係る本発明において、前記周波数電圧変換器は、前記出力信号を分周することによって分周出力信号を生成する分周回路と、前記分周出力信号の周波数に応じた電圧の前記検出信号を生成する検出信号生成回路とを有することにした。

また、請求項１１に係る本発明では、前記請求項８〜請求項１０のいずれかに係る本発明において、前記周波数電圧変換器は、前記出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサと、このコンデンサから放電される電流を前記検出信号の電圧に変換する抵抗とを有することにした。

また、請求項１２に係る本発明では、前記請求項１１に係る本発明において、前記周波数電圧変換器は、前記抵抗に補助コンデンサを並列接続することにした。

また、請求項１３に係る本発明では、前記請求項１１又は請求項１２に係る本発明において、前記基準信号は、前記周波数電圧変換器のコンデンサに印加する電源電圧を分圧することによって生成することにした。

また、請求項１４に係る本発明では、前記請求項８〜請求項１３のいずれかに係る本発明において、前記基準信号として所定の形式で変調された信号を用いることによって、前記出力信号として所定の形式で変調された信号を出力することにした。

そして、本発明では、以下に記載する効果を奏する。

すなわち、本発明では、制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、差分信号を積分することによって制御信号を生成する積分器とを閉ループ状に接続することによって発振回路を構成しているために、応答遅延時間を有するコンパレータを用いることなく発振回路を構成することができるので、消費電力を増大させることなく精度良く高周波数の出力信号を生成することができる。

また、本発明では、発振器が、制御信号の変化を緩和することによって緩和制御信号を生成する緩和信号生成回路と、緩和制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する出力信号生成回路とを有しているために、高周波数の出力信号を安定して生成することができる。

また、本発明では、周波数電圧変換器が、出力信号を分周することによって分周出力信号を生成する分周回路と、分周出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する検出信号生成回路とを有しているために、周波数電圧変換器で検出信号に変換できる周波数の範囲を広げることができるので、広帯域の出力信号を生成することができる。

また、本発明では、周波数電圧変換器が、出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサと、このコンデンサから放電される電流を検出信号の電圧に変換する抵抗とを有しているために、周波数電圧変換器の回路規模を小さくすることができる。

また、本発明では、周波数電圧変換器の抵抗に補助コンデンサを並列接続しているために、コンデンサの充電と放電との間での検出信号の変化を緩和することができるので、出力信号を安定して生成することができる。

また、本発明では、周波数電圧変換器のコンデンサに印加する電源電圧を分圧することによって基準信号を生成しているために、電源電圧の影響を相殺することができるので、電源電圧の電圧値や変動範囲に依存することなく出力信号を安定して生成することができる。

また、本発明では、基準信号として所定の形式で変調された信号を用いることによって、出力信号として所定の形式で変調された信号を出力することにしているため、所定の形式で変調した出力信号を容易に生成することができる。

本発明に係る発振回路を有する半導体装置は、半導体基板上に発振回路を形成したものであり、発振装置（発振用ＩＣ）単体に限られず、各種電子回路とその電子回路で使用するクロック信号を生成するための発振回路とを混載した装置（ＩＣ）も含まれるものである。

そして、本発明に係る発振回路は、発振器と周波数電圧変換器と差分検出器と積分器とを閉ループ状に接続して、所定の周波数で発振する出力信号を生成するようにしたものである。

この発振回路を構成する各部の機能について説明すると、発振器によって制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成し、周波数電圧変換器によって出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成し、差分検出器によって検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成し、積分器によって差分信号を積分した制御信号を生成している。

このように、本発明に係る発振回路では、制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、差分信号を積分することによって制御信号を生成する積分器とを閉ループ状に接続している。

そのため、本発明に係る発振回路では、応答遅延時間を有するコンパレータを用いることなく発振回路を構成することができるので、応答遅延時間といったコンパレータの特性に起因して高周波数の出力信号を生成する際に発生する消費電力の増大や周波数の精度の低減が生じることがなくなり、消費電力を増大させることなく精度良く高周波数の出力信号を生成することができる。

特に、発振器に、制御信号の変化を緩和することによって緩和制御信号を生成する緩和信号生成回路と、緩和制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する出力信号生成回路とを設けた場合には、制御信号に含まれるノイズ成分が緩和されることになり、出力信号がノイズ成分の影響を受けにくくなって、高周波数の出力信号を安定して生成することができる。

また、周波数電圧変換器に、出力信号を分周することによって分周出力信号を生成する分周回路と、分周出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する検出信号生成回路とを設けた場合には、検出信号生成回路に入力される分周出力信号の周波数を低減することができるので、より高周波の出力信号を検出信号生成回路で検出信号に変換することができ、これによって、周波数電圧変換器で検出信号に変換できる周波数の範囲を広げることができ、広帯域の出力信号を生成することができる。

また、周波数電圧変換器に、出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサ（スイッチドキャパシタ）と、このコンデンサから放電される電流を検出信号の電圧に変換する抵抗とを設けた場合には、周波数電圧変換器の回路構成を簡略化することができ、周波数電圧変換器の回路規模を小さくすることができる。

この出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサ（スイッチドキャパシタ）は、複数個を並列に接続した多段構成とすることもできる。この場合には、複数個のコンデンサを交互に充電又は放電させるようにして、常にコンデンサから放電電流が発生するようにする。これによって、コンデンサから放電される電流の変化を平滑化させることができ、発信回路の発振周波数を安定させることができる。

また、周波数電圧変換器の抵抗に補助コンデンサを並列接続した場合には、コンデンサが充電と放電とを行う間に検出信号が変化してコンデンサに蓄積された電荷に過不足が生じても補助コンデンサから過不足分を供給することができるので、コンデンサの充電と放電との間での検出信号の変化を緩和することができ、出力信号を安定して生成することができる。

また、周波数電圧変換器のコンデンサに印加する電源電圧を分圧することによって基準信号を生成した場合には、発振回路全体で見ると電源電圧の影響を相殺することができ、これによって、電源電圧の電圧値や変動範囲に依存することなく出力信号を安定して生成することができる。

また、基準信号として所定の形式で変調された信号を用いることによって、出力信号として所定の形式で変調された信号を出力するようにした場合には、所定の形式で変調された基準信号に応じて同じ形式で変調された出力信号を生成することができるので、所定の形式で変調した出力信号を容易に生成することができる。

以下に、本発明に係る発振回路の具体的な構成について図面を参照しながら説明する。

発振回路１は、図１〜図３に示すように、制御信号S1の電圧に応じた周波数で発振する出力信号S2を生成するための発振器２と、出力信号S2の周波数に応じた電圧の検出信号S3を生成するための周波数電圧変換器３と、基準電圧源４で生成した一定の電圧を有する基準信号S4と検出信号S3との電圧の差分を示す差分信号S5を生成するための差分検出器５と、差分信号S5を所定の時間だけ積分することによって制御信号S1を生成するための積分器６とを閉ループ状に接続している。

そして、発振回路１は、発振器２で生成した出力信号S2の周波数を周波数電圧変換器３を用いて電圧信号である検出信号S3に変換し、この検出信号S3と基準信号S4との電圧差を差分検出器５で演算することによって差分信号S5を生成し、この差分信号S5を積分器６を用いて積分することによって制御信号S1を生成し、この制御信号S1を発振器２に負帰還させている。

これによって、検出信号S3と基準信号S4との電圧差がなくなるように発振器２に負帰還がかかり、基準信号S4の電圧と等しい電圧の検出信号S3に対応した周波数の出力信号S2を生成するようにしている。

このように、発振回路１では、応答遅延時間を有するコンパレータを用いることなく発振回路１を構成することができるので、応答遅延時間といったコンパレータの特性に起因して高周波数の出力信号を生成する際に発生する消費電力の増大や周波数の精度の低減が生じることがなくなり、消費電力を増大させることなく精度良く高周波数の出力信号S2を生成することができる。

発振回路１を構成する各部の構成について説明すると、発振器２は、図３に示すように、制御信号S1の電圧変化を緩和することによって緩和制御信号S6を生成する緩和信号生成回路７と、緩和制御信号S6の電圧に応じた周波数で発振する出力信号S2を生成する出力信号生成回路８とで構成している。

ここで、緩和信号生成回路７は、gmコントロール回路で構成しており、具体的には、差動対をなすトランジスタTR1,TR2のソース間に抵抗R1を接続するとともに、トランジスタTR1,TR2のソースとグランド端子GNDとの間に等しい電流を通電する定電流回路I1,I2を接続している。

また、緩和信号生成回路７は、トランジスタTR1のドレインに電源端子VDDを接続するとともに、トランジスタTR1のゲートに一定の電圧を有する電圧源E1を接続し、一方、トランジスタTR2のドレインに電源端子VDDをダイオード接続したトランジスタTR3を介して接続するとともに、トランジスタTR2のゲートに積分器６を接続することによって制御信号S1を印加している。トランジスタTR3は、短絡したゲートとドレインとから緩和制御信号S6を出力する。

そして、緩和信号生成回路７では、図３に示すように、制御信号S1の電圧と電圧源E1の電圧との電圧差がなくなるように動作するが、そのときに、差動対をなすトランジスタTR1,TR2のソース間に接続した抵抗R1の作用によって制御信号S1の電圧変化を緩和して、電圧源E1の電圧を中心にして緩やかに変化する緩和制御信号S6を生成している。なお、図４では、比較のために、緩和信号生成回路７を設けた場合を点線で示し、緩和信号生成回路７を設けない場合を実線で示している。

また、出力信号生成回路８は、緩和制御信号S6の電圧を電流信号である中間信号S7に変換する公知の電圧電流変換回路９と、中間信号S7の電流に応じた周波数の出力信号S2を出力する公知のリングオシレータ回路10とで構成している。

このように、発振器２では、制御信号S1の変化を緩和することによって緩和制御信号S6を生成する緩和信号生成回路７と、緩和制御信号S6に応じた周波数で発振する出力信号S2を生成する出力信号生成回路８とを設けているために、制御信号S1に含まれるノイズ成分が緩和されることになり、出力信号S2がノイズ成分の影響を受けにくくなって、高周波数の出力信号S2を安定して生成することができる。

また、発振回路１を構成する周波数電圧変換器３は、図２に示すように、スイッチドキャパシタ回路で構成しており、具体的には、インバータIN1によって出力信号S2を反転させた反転出力信号を生成し、電源端子VDDに出力信号S2で断続されるスイッチSW1を接続し、このスイッチSW1に反転出力信号で断続されるスイッチSW2を直列接続するとともに、これらスイッチSW1とスイッチSW2との接続部とグランド端子GNDとの間に充放電用のコンデンサC1を接続し、さらには、スイッチSW2とグランド端子GNDとの間に抵抗R2を接続し、この抵抗R2に補助用のコンデンサC2を並列接続している。

そして、周波数電圧変換器３は、出力信号S2と反転出力信号とで２個のスイッチSW1,SW2を交互に接続又は切断して、コンデンサC1に充電と放電とを行わせ、コンデンサC1から放電される電荷量の変化を抵抗R2で電圧に変換して、出力信号S2の周波数に応じた電圧を有する検出信号S3を生成している。

このように、周波数電圧変換器３では、出力信号S2によって充電と放電とを繰返すコンデンサC1と、このコンデンサC1に充電又は放電される電流を検出信号S3の電圧に変換する抵抗R2とを設けている。

そのため、周波数電圧変換器３では、回路構成を簡略化することができるので、回路規模を小さくすることができる。

しかも、周波数電圧変換器３では、抵抗R2に補助用のコンデンサC2を並列接続している。

そのため、周波数電圧変換器３では、コンデンサC1が充電と放電とを行う間に検出信号S3が変化してコンデンサC1に蓄積された電荷に過不足が生じても補助用のコンデンサC2から過不足分を供給することができるので、コンデンサC1の充電と放電との間での検出信号S3の変化を緩和することができる。これにより、発振回路１では、出力信号S2を安定して生成することができる。

また、発振回路１を構成する差分検出器５と積分器６とは、図２に示すように、周波数電圧変換器３の出力端子（抵抗R2とスイッチSW2との接続部）に抵抗R3を介して増幅器AMP1の反転入力端子を接続し、この増幅器AMP1の出力端子と反転入力端子との間の帰還経路にコンデンサC3を接続しており、この増幅器AMP1の出力端子を発振器２に接続している。

また、発振回路１を構成する基準電圧源４は、図２に示すように、電源端子VDDとグランド端子GNDとの間に２個の直列接続した抵抗R4,R5を接続しており、これらの抵抗R4と抵抗R5との接続部を増幅器AMP1の非反転入力端子に接続している。

このように、発振回路１では、周波数電圧変換器３のコンデンサC1に電源端子VDDの電源電圧Vddを印加することによってコンデンサC1を充電するとともに、この電源電圧Vddを抵抗R4,R5で分圧することによって基準信号S4を生成するようにしている。

そのため、発振回路１では、回路全体で見ると電源電圧Vddの影響を相殺することができ、これによって、電源電圧Vddの電圧値や変動範囲に依存することなく出力信号S2を安定して生成することができる。

すなわち、コンデンサC1の容量をｃとし、検出信号S3の電圧をV3とすると、コンデンサC1に充電される電荷Ｑは、
Ｑ＝ｃ・（Vdd−V3）
と表され、これを時間ｔで微分すると、充電時の電流i1は、
i1＝ｃ・（Vdd−V3）／ｔ
と表せる。

この電流i1は、コンデンサC1の充電電流である。コンデンサC1の充電、放電は出力信号S2の1周期間内に1サイクルを終了する。出力信号S2のデューティー比が５０％の場合、容量ｃに充電される電荷と、放電される電荷は等しい。よって放電時の電流も充電時の電流と等しい。充電・放電の時間をＴと置くと、出力信号1周期間は２Ｔとなるので、
ｉ＝ｃ・（Vdd−V3）／（２・Ｔ）
と表せ、この２・Ｔは、出力信号S2の周波数をｆとすると、
２・Ｔ＝１／ｆ
と表せることから、出力信号S2の１周期に流れる電流ｉは、
ｉ＝ｃ・（Vdd−V3）・ｆ
と表せる。

したがって、検出信号S3の電圧V3は、抵抗R2の抵抗値をr2とすると、
V3＝ｉ・r2
と表せ、上記式を代入することで、
V3＝ｃ・（Vdd−V3）・ｆ・r2
となり、検出信号S3の電圧V3と基準信号S4の電圧V4と等しくなるときには、
V4＝ｃ・（Vdd−V4）・ｆ・r2
となり、これを変形すると、
ｆ＝V4／（ｃ・（Vdd−V4）・r2）
となり、さらに変形すると、
ｆ＝１／（ｃ・（Vdd／V4−１）・r2）
と表せる。

一方、基準信号S4の電圧V4は、抵抗R4,R5の抵抗値をr4,r5とすると、
V4＝Vdd・r5／（r4＋r5）
と表せる。

したがって、このV4を上記式に代入すると、
ｆ＝１／（ｃ・（Vdd／（Vdd・r5／（r4＋r5））−１）・r2）
となり、これを変形すると、
ｆ＝r5／（ｃ・r2・r4）
と表せる。

これにより、発振回路１では、周波数電圧変換器３のコンデンサC1に電源端子VDDの電源電圧Vddを印加することによってコンデンサC1を充電するとともに、この電源電圧Vddを抵抗R4,R5で分圧することによって基準信号S4を生成することで、上記式で示されるように、出力信号S2の周波数が電源電圧Vddと無関係になり、半導体基板上に精度良く形成できる抵抗R2,R4,R5の抵抗値r2,r4,r5やコンデンサC1の容量ｃで決まることになる。

発振回路１は、以上に説明したように構成しているが、各部の構成は上記した機能を有していれば具体的な構成は上記構成に限定されるものではない。

たとえば、基準電圧源４は、常に一定の電圧を有する基準信号S4を生成する場合に限られず、図５に示すように、外部信号S8,S9によって複数種類の電圧の基準信号S4を生成するように構成して、外部信号S8,S9によって出力信号S2の周波数を変更することができるようにしてもよい。

図５に示す基準電圧源４は、電源端子VDDとグランド端子GNDとの間に５個の抵抗R6〜R10を直列接続するとともに、各抵抗R6〜R10の接続部にスイッチ（スイッチングトランジスタ）SW3〜SW6の入力端子をそれぞれ接続し、各スイッチSW3〜SW6の制御端子に２ビットデータの外部信号S8,S9をデコードするデコーダ11を接続し、スイッチSW3〜SW6の出力端子から基準信号S4を出力するようにしている。

また、周波数電圧変換器３は、図６に示すように、出力信号S2を１／ｎに分周することによって出力信号S2の１／ｎ倍の周波数を有する分周出力信号S10を生成する分周回路12と、分周出力信号S10の周波数に応じた電圧の検出信号S3を生成する検出信号生成回路13とで構成することもできる。なお、検出信号生成回路13は、図２に示す周波数電圧変換器３と同様の回路構成とすることができる。

このように、周波数電圧変換器３に出力信号S2を分周することによって分周出力信号S10を生成する分周回路12と、分周出力信号S10の周波数に応じた電圧の検出信号S3を生成する検出信号生成回路13とを設けると、検出信号生成回路13に入力される分周出力信号S10の周波数を低減することができるので、より高周波の出力信号S2を周波数電圧変換器３で検出信号S3に変換することができ、これによって、周波数電圧変換器３で検出信号S3に変換できる周波数の範囲を広げることができ、広帯域の出力信号S2を生成することができる。

また、図６に示す発振回路１では、出力信号S2をそのまま出力するのではなく、出力信号S2とこの出力信号S2を分周回路12で分周した分周出力信号S10のいずれか一方を切換器14から中間出力信号S11として出力し、この中間出力信号S11をさらに分周器15で１／ｍに分周して最終出力信号S12を生成し、この最終出力信号S12を出力するようにしてもよい。

この場合には、切換器14を切換えることによって複数種類の周波数を有する最終出力信号S12を出力することができる。

図７に示す発振回路１では、所定の形式で変調する場合の基準となる波形の制御信号S13を制御信号発生器16で生成するとともに、この制御信号S13に基づいて電圧信号源４で所定の形式で変調する場合の基準となる波形の基準信号S4を生成し、この基準信号S4と検出信号S3とを比較して負帰還をかけている。

これにより、発振回路１では、基準信号S4に応じた所定の形式で変調された出力信号S2を生成することができる。

このように、図７に示す発振回路１では、基準信号S4として所定の形式で変調された信号を用いることによって、出力信号S2として所定の形式で変調された信号を出力するようにしているため、所定の形式で変調された基準信号S4に応じて同じ形式で変調された出力信号S2を生成することができるので、所定の形式で変調した出力信号S2を容易に生成することができる。

また、図８に示す発振回路１では、出力信号S2によって充電と放電とを繰返すスイッチドキャパシタ回路として２個のコンデンサC1,C1'を並列接続した多段構成の回路を用いている。

すなわち、この発振回路１の周波数電圧変換器３は、図８に示すように、２段のスイッチドキャパシタ回路で構成しており、具体的には、図２に示した発振回路１と同様の基本構成とするとともに、電源端子VDDに出力信号S2を反転させた反転出力信号で断続されるスイッチSW2'を接続し、このスイッチSW2'に出力信号S2で断続されるスイッチSW1'を直列接続するとともに、これらスイッチSW1'とスイッチSW2'との接続部とグランド端子GNDとの間に充放電用のコンデンサC1'を接続し、さらには、スイッチSW2を抵抗R2に接続している。

そして、周波数電圧変換器３は、出力信号S2と反転出力信号とで２組のスイッチSW1,SW2及びスイッチSW1',SW2'を交互に接続又は切断して、２組のコンデンサC1及びコンデンサC2に充電と放電とを交互に行わせ、コンデンサC1又はコンデンサC1'から放電される電荷量の変化を抵抗R2で電圧に変換して、出力信号S2の周波数に応じた電圧を有する検出信号S3を生成している。

このように、図８に示す発振回路１では、２個のコンデンサC1,C1'を交互に充電又は放電させるようにして、常にコンデンサC1,C1'から放電電流が発生するようにしており、これによって、コンデンサC1,C1'から放電される電流の変化を少なくし、発信回路１の発振周波数を安定させている。

本発明に係る発振回路を示すブロック図。同回路図。発振器を示す回路図。緩和信号生成回路の動作を示す説明図。他の基準電圧源を示す回路図。他の発振回路を示すブロック図。他の発振回路を示すブロック図。他の発振回路を示す回路図。従来の発振回路を示す回路図。

符号の説明

１発振回路
２発振器
３周波数電圧変換器
４基準電圧源
５差分検出器
６積分器
７緩和信号生成回路
８出力信号生成回路
９電圧電流変換回路
10 リングオシレータ回路
11 デコーダ
12 分周回路
13 検出信号生成回路
14 切換器
15 分周器
16 制御信号発生器
S1 制御信号
S2 出力信号
S3 検出信号
S4 基準信号
S5 差分信号
S6 緩和制御信号
S7 中間信号
S8,S9 外部信号
S10 分周出力信号
S11 中間出力信号
S12 最終出力信号
S13 制御信号

Claims

制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、
前記出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、
前記検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、
前記差分信号を積分することによって前記制御信号を生成する積分器と、
を閉ループ状に接続したことを特徴とする発振回路。
前記発振器は、前記制御信号の変化を緩和することによって緩和制御信号を生成する緩和信号生成回路と、前記緩和制御信号に応じた周波数で発振する前記出力信号を生成する出力信号生成回路とを有することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
前記周波数電圧変換器は、前記出力信号を分周することによって分周出力信号を生成する分周回路と、前記分周出力信号の周波数に応じた電圧の前記検出信号を生成する検出信号生成回路とを有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の発振回路。
前記周波数電圧変換器は、前記出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサと、このコンデンサから放電される電流を前記検出信号の電圧に変換する抵抗とを有することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の発振回路。
前記周波数電圧変換器は、前記抵抗に補助コンデンサを並列接続したことを特徴とする請求項４に記載の発振回路。
前記基準信号は、前記周波数電圧変換器のコンデンサに印加する電源電圧を分圧することによって生成したことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の発振回路。
前記基準信号として所定の形式で変調された信号を用いることによって、前記出力信号として所定の形式で変調された信号を出力することを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載の発振回路。
半導体基板上に発振回路を形成した半導体装置において、
前記発振回路は、
制御信号に応じた周波数で発振する出力信号を生成する発振器と、
前記出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する周波数電圧変換器と、
前記検出信号と基準信号との差分を示す差分信号を生成する差分検出器と、
前記差分信号を積分することによって前記制御信号を生成する積分器と、
を閉ループ状に接続したことを特徴とする半導体装置。
前記発振器は、前記制御信号の変化を緩和することによって緩和制御信号を生成する緩和信号生成回路と、前記緩和制御信号に応じた周波数で発振する前記出力信号を生成する出力信号生成回路とを有することを特徴とする請求項７に記載の半導体装置。
前記周波数電圧変換器は、前記出力信号を分周することによって分周出力信号を生成する分周回路と、前記分周出力信号の周波数に応じた電圧の検出信号を生成する前記検出信号生成回路とを有することを特徴とする請求項８又は請求項９に記載の半導体装置。
前記周波数電圧変換器は、前記出力信号によって充電と放電とを繰返すコンデンサと、このコンデンサから放電される電流を前記検出信号の電圧に変換する抵抗とを有することを特徴とする請求項８〜請求項１０のいずれかに記載の半導体装置。
前記周波数電圧変換器は、前記抵抗に補助コンデンサを並列接続したことを特徴とする請求項１１に記載の半導体装置。
前記基準信号は、前記周波数電圧変換器のコンデンサに印加する電源電圧を分圧することによって生成したことを特徴とする請求項１１又は請求項１２に記載の半導体装置。
前記基準信号として所定の形式で変調された信号を用いることによって、前記出力信号として所定の形式で変調された信号を出力することを特徴とする請求項８〜請求項１３のいずれかに記載の半導体装置。