JPWO2009001615A1 - 予測制御システム - Google Patents

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Abstract

第１サンプリング手段と制御手段とを備え、第１サンプリング手段は、スイッチのオン・オフの一周期中に、複数回以上、電力変換回路内のスイッチを流れる電流を第１サンプリング実測値として求め、制御手段は、サンプリング時刻において第１サンプリング実測値または第１サンプリング実測値に基づく値が、所定閾値を下方または上方に超えるか否かの比較・判断を行い、所定閾値を超えない場合には、次のサンプリング時刻における第１サンプリング値の全部または一部を予測し、〔１〕第１サンプリング予測値が閾値を超えないときはスイッチの動作状態を維持し、〔２〕第１サンプリング予測値が閾値を超えるときはスイッチの動作状態を変更するべき時刻を計算し当該時刻にスイッチの動作状態を変更する。

Description

本発明は、スイッチをオン・オフすることにより入力側の電力を出力側に移送する電力変換用の予測制御システムに関し、オン期間中に複数回、特にサンプリングごとにスイッチのオン・オフ状態の変更の判断や当該変更の時刻の予測を行うことで高速の制御が可能な電力変換用の予測制御システムに関する。
従来、電力用半導体スイッチング素子の制御においては、制御遅れを解消してターンオフ（またはターンオン）時に生じている電圧変動を確実に抑制するべく、電力用半導体スイッチング素子の動作状態を示す動作状態データを時系列データとして順次記憶する技術が知られている（特許文献１参照）。
この技術では、ターンオフ（またはターンオン）時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を示す動作状態データを時系列データとして順次記憶する。そして、この動作状態データに基づいて次のターンオフ（またはターンオン）時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を予測し、この予測結果に基づいてオーバーシュート（またはアンダーシュート）等の変動が低減するように次のターンオフ（またはターンオン）時の電圧を設定している。
また、たとえばＤＣ／ＤＣ変換器において高速制御（応答性が高い制御）を行うために、電流制御用のスイッチのオフ時刻を推測することが行われる。たとえば、オン期間中にスイッチ電流のサンプリングを２回行い、電流の増加率を検出しておき当該スイッチ電流が所定閾値（負荷により変動する値）に達する時刻を推測して、スイッチをオフする手法も想定される。
特開２００６−４２５６５
しかし、上記した従来技術や、想定手法では、μＶオーダの高精度の制御や、急激に電源電圧が変化した場合、あるいは急激に負荷が変化（すなわち、上記所定しきい値が急激に変化）した場合などには対応できない。また、電流値自身の変化率が急激に変化したような場合にも対応ができないという課題がある。
本発明の予測制御システムは（１）から（８）を要旨とする。
（１）スイッチをオン・オフすることにより入力側の電力を出力側に移送する電力変換回路用の予測制御システムであって、第１サンプリング手段と制御手段とを備え、
前記第１サンプリング手段は、前記スイッチのオン・オフの一周期中に、複数回（一定間隔でＮ回（Ｎは２以上の整数であり、たとえばＮ＝８，１６，３２等））以上、前記電力変換回路内の、
（ａ）前記スイッチを流れる電流、
（ｂ）前記スイッチ以外の素子を流れる電流、
（ｃ）前記スイッチに現れる端子電圧、
（ｄ）前記スイッチ以外の素子に現れる端子電圧、
の１つまたは複数を第１サンプリング実測値として求め、
前記制御手段は、
サンプリング時刻において前記第１サンプリング実測値または前記第１サンプリング実測値に基づく値が、所定閾値（第１サンプリング実測値または前記第１サンプリング実測値に基づく値が減少する側に設定された閾値または増加する側に設定された閾値）を下方または上方に超えるか否かの比較・判断を行い、当該所定閾値を超えない場合には、次のサンプリング時刻における第１サンプリング値の全部または一部を予測し、
〔１〕当該第１サンプリング予測値が前記閾値を超えないときは前記スイッチの動作状態を維持し、
〔２〕当該第１サンプリング予測値が前記閾値を超えるときは前記スイッチの動作状態を変更するべき時刻を計算し当該時刻に前記スイッチの動作状態を変更する、
ことを特徴とする電力変換回路用の予測制御システム。
（２）前記電力変換回路がＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記第１サンプリング実測値がオン・オフスイッチを流れる電流の実測値であることを特徴とする（１）に記載の予測制御システム。
（３） 前記制御手段は、前記第１サンプリング予測値を、少なくとも前後２回の第１サンプリング実測値に基づく直線近似または曲線近似により求めることを特徴とする（１）または（２）に記載の予測制御システム。
（４） 前記第１サンプリング手段は、Ｎビットデジタル値の下位のＭビットのみで、前記第１サンプリング実測値をサンプリングし、
前記制御手段はＮビットデジタル値の下位のＭビットのみで第１サンプリング予測値を求め、前記各Ｍビットのみで当該第１サンプリング予測値が所定閾値を超えるか否かを判断することを特徴とする（１）から（３）の何れかに記載の予測制御システム。
上位ビットが変化する可能性がある場合には、第１サンプリング手段は、フルレンジでサンプリングできる記憶装置（レジスタ等）を備えていることが好ましい。
また、上位ビットが変化しないことがわかっている場合（または、上位ビットが変化する可能性が低い場合あるいは極めて低い場合）には、第１サンプリング手段は、フルレンジでサンプリングできる記憶装置を備えている必要はない。たとえば、フルレンジがＮビットである場合において、Ｎビットのうち下位のｍビットについてだけ実際の記憶装置が用意されているときは、上位の（Ｎ−ｍ）ビットについては現実の記憶装置は存在しないけれども、（Ｎ−ｍ）ビットについて仮想の記憶装置が設けられていると考えることができる。
（５） 前記制御手段は、前記下位のＭビットのサンプリング予測値の下位Ｍビットが００・・・０であるとき、または１１・・・１であるときは下位（Ｍ＋１）ビットに拡張して再度サンプリング予測値を求めることを特徴とする（４）に記載の予測制御システム。
（６） 少なくとも１つの他のサンプリング手段を備え、当該第２サンプリング手段は、前記オン・オフの一周期中に、複数回（たとえば、一定間隔で８回以上，１６回以上，３２回以上）前記少なくとも１つの他のサンプリング手段による各サンプリング実測値を前記閾値として求めることを特徴とする（１）から（５）の何れかに記載の予測制御システム。
（７） 前記電力変換回路がＤＣ／ＤＣコンバータであり、
前記他のサンプリング手段によるサンプリング実測値が前記キャパシタ両端に現れる電圧の実測値である、
ことを特徴とする（６）に記載の電力変換回路用の予測制御システム。
（８） 前記少なくとも１つの他のサンプリング手段は、Ｎビットデジタル値の下位のＭビットのみで、各サンプリング実測値をサンプリングすることを特徴とする（６）または（７）に記載の予測制御システム。
本発明の予測制御システムによれば、μＶオーダの高精度の制御が可能であり、また電源電圧や負荷が急変したような場合にも速応できる。
典型的には、負荷が急変し、電流値の変化率が急峻となったように場合に、最適なタイミングで、オフやオンの制御ができる予測制御システムを提供できる。
図１は本発明の電力変換用の予測制御システムの一実施形態を示す説明図である。 図１の予測制御システムを構成するサンプリング回路を示す図である。 （ａ）〜（ｈ）は、図１の予測制御システムの動作を示すタイミングチャートである。 図３（ｃ），（ｆ）の拡大図である。 本発明の予測制御システムで使用するデジタル比較回路を示す図である。 （Ａ）は本発明に適用されるエネルギー蓄積形の昇圧形電力変換回路を示す図、（Ｂ）は本発明に適用されるエネルギー蓄積形の昇圧形電力変換回路を示す図である。 本発明に適用されるインバータ整流形回路を示す図である。 本発明に適用されるフォワード形回路を示す図である。
符号の説明
１ 予測制御システム
２ 電力変換回路
１１ サンプリング回路
１２ 制御回路
２１ スイッチ
２２ フライホイールダイオード
２３ リアクトル
３１ 電源
３２ 負荷
２４ キャパシタ
１１１ 電圧検出用スイッチ回路
１１２，１１４ ＡＤ変換回路
１１３ 電流検出用スイッチ回路
１２１ デジタル比較手段
１２２ スイッチオフ判断手段
１２３ 予測演算手段
１２４ 駆動信号発生手段
μＶオーダの高精度の制御が可能であり、また電源電圧や負荷が急激に変化したような場合（典型的には、負荷が急変し、電流値の変化率が急峻となったように場合）にも速応できる電力変換用の予測制御システムを、
前記制御手段が、
サンプリング時刻において前記第１サンプリング実測値または前記第１サンプリング実測値に基づく値が、所定閾値（第１サンプリング実測値または前記第１サンプリング実測値に基づく値が減少する側に設定された閾値または増加する側に設定された閾値）を下方または上方に超えるか否かの比較・判断を行い、当該所定閾値を超えない場合には、次のサンプリング時刻における第１サンプリング値の全部または一部を予測し、
〔１〕当該第１サンプリング予測値が前記閾値を超えないときは前記スイッチの動作状態を維持し、
〔２〕当該第１サンプリング予測値が前記閾値を超えるときは前記スイッチの動作状態を変更するべき時刻を計算し当該時刻に前記スイッチの動作状態を変更することで実現した。
また、検出・制御に際して全Ｎビットのうち上位のビットを仮想ビットとし、下位のビットのみの検出処理を行うことで高速かつ高精度の検出および制御を、
他のサンプリング手段が、Ｎビットデジタル値の下位のＭビットのみで、各サンプリング実測値をサンプリングすることで実現した。
以下、本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の予測制御システムを、典型的なエネルギー蓄積形の降圧形電力変換回路に適用する場合の一実施形態を示す説明図である。図１において、予測制御システム１は、電力変換回路２内のスイッチ２１をオン・オフすることにより入力側の電力Ｐiを出力側に移送する（出力側電力をＰoで示す）ものであり、第１サンプリング回路（本発明における第１サンプリング手段）１１と制御回路（本発明における制御手段）１２とを備えている（予測制御システム１の詳細については、図２において説明する）。
図１において、電力変換回路２は、電源３１側のオン・オフスイッチ（図１では、トランジスタ）２１と、スイッチ２１に直列接続された電流検出用抵抗２１１と、負荷３２側のリアクトル２３と、電流検出用抵抗２１１とリアクトル２３との接続点ＡとグランドＧとの間に接続されたフライホイールダイオード２２と、リアクトル２３の出力端子とグランドＧとの間に接続されたキャパシタ２４とからなる。
図２に示すように、予測制御システム１は、サンプリング回路１１と、制御回路（本発明における制御手段）１２とを備えており、電力変換回路２の出力電圧ＥOUTおよびスイッチ２１を流れる電流ｉTrを抵抗２１１の電圧降下として検出している。
図２において、サンプリング回路１１は、電流検出用スイッチ回路１１１と、その出力値をアナログデジタル変換するＡＤ変換回路１１２とによりスイッチ２１を流れる電流ｉTrのサンプリングを行い、電圧検出用スイッチ回路１１３とその出力値をアナログデジタル変換するＡＤ変換回路１１４とにより電力変換回路２の出力電圧ＥOUTのサンプリングを行う（予測制御システム１の詳細については、図２において説明する）。
電流検出用スイッチ回路１１１および電圧検出用スイッチ回路１１３は、異なる周波数のクロックで動作してもよいが、本実施形態では、共通のクロックＣＬＣＫ２で動作する。クロックＣＬＣＫ２の周波数は、スイッチ２１のオン・オフを行うクロックＣＬＣＫ１の周波数の１６倍としてある。
また、図２において、制御回路１２は、デジタル比較手段１２１とスイッチオフ判断手段１２２、予測演算手段１２３と駆動信号発生手段１２４とを備えている。デジタル比較手段１２１は、ＡＤ変換回路１１２からのデジタル電流値ｉkを電圧値に換算した値（ｉk・ｒ）と、ＡＤ変換回路１１４からのデジタル電圧値ｅkに対応する値（閾値ｅo）とを数値比較する。ここで、ｋはサンプリング一周期内において何番目のサンプリングかを示す添え字である。たとえば、デジタル比較手段１２１は、デジタル電流値ｉkを電圧値に換算した値（ｉk・ｒ）とデジタル電圧値ｅkにオフセットを加えた値とを比較することができる。なお、本実施形態では、説明の便宜上、オフセットをゼロとしてある。
予測演算手段１２３は、変化率記憶部１２３１と変化率補正部１２３２を含んでいる。変化率記憶部１２３１は、電流ｉTrの変化率（すなわち電流値ｉkの変化率）を記憶することができ、変化率補正部１２３２は、上記変化率が変動したときに当該変化率を逐時更新することができる。
駆動信号発生手段１２４は、図１に示すようにスイッチ２１の制御端子に送出する信号Ｄを発生する。
図３のタイミングチャートを参照しつつ、図１，図２に示した予測制御システム１の動作を説明する。
スイッチ２１のオン・オフの周期の開始時に、駆動信号発生手段１２４が電力変換回路２内のスイッチ２１をオン状態とする。
図３（ａ）は一周期Ｔを作り出すパルスを示しており、図３（ｂ）は、駆動信号発生手段１２４が発生するスイッチ２１を信号Ｄを示しており、所定レベルの信号でスイッチ２１をオン駆動する。前述したように、電力変換回路２の出力ＥOUT（図３（ｄ）参照）は、クロックＣＬＣＫ２（図３（ｃ）参照）でサンプリングされ（図３（ｅ）参照）、スイッチ２１を流れる電流ｉTrもクロックＣＬＣＫ２でサンプリングされる（図３（ｆ）参照）。
図３（ｆ）では、電力変換回路２の出力Ｅ0に対応する閾値をｅ0で示してあり、（電流ｉTr）・ｒと、ｅ0とが比較される。
図３（ｇ）にリアクトル２３の電流ｉLを示し、図３（ｈ）に電源３１の出力電圧ＥINを示す。
デジタル比較手段１２１は、図４（図３（ｃ），（ｆ）の拡大図）に示すようにサンプリング時刻ｔ1，ｔ2，・・・，ｔ15，ｔ16においてサンプリング回路１１により検出されたサンプリング実測値が閾値ｅ0を超えたか、超えないかを判断することができる。サンプリング実測値が閾値ｅ0を超えているときは、駆動信号発生手段１２４は、スイッチ２１に送出している信号Ｄをゼロレベルにセットして、スイッチ２１をオフする。
サンプリング実測値が閾値ｅ0を超えない場合には、次のサンプリング時刻（あるいは次のサンプリング時刻よりも所定時間δｔ経過した後）におけるサンプリング値を予測する。サンプリング手段は、サンプリング値の予測を、サンプリング値の変化率に基づく直線近似により行うことができる。サンプリング値の予測は、指数関数曲線等の曲線近似により行うこともできる。
１回目のサンプリング時刻において、２回目のサンプリングにおけるサンプリング値を予測する（たとえば、変化率を特定の値にセットしておく）こともできる。また、１回目のサンプリングでは、サンプリング実測値が閾値ｅ0を超えているか否かのみの判断を行い、サンプリング値の予測は行わないようにもできる。この場合には、２回目以降のサンプリングに際して、前回のサンプリング値に対する今回のサンプリング値の変化率に基づいて、次回のサンプリング値の予測を行う。
サンプリング予測値が閾値ｅ0を超えないときはスイッチのオン状態を維持し、サンプリング予測値が閾値ｅ0を超えるときはスイッチをオフすべき時刻を計算し当該時刻に前記スイッチをオフする。
サンプリング回路１１は、Ｎビットデジタル値の下位Ｍビットのみでサンプリング値の検出を行い、制御回路１２は当該検出値に基づきサンプリング値の予測を行うことができる。
図５では、サンプリングした電流値ｉkをａN・・・ａ4ａ3ａ2ａ1で示し、サンプリングした電圧値ｅkをｂN・・・ｂ4ｂ3ｂ2ｂ1で示す。デジタル比較手段１２１は、比較部１２１１と判断部１２１２とからなり、判断部１２１２は、予測が適正（当たっている）か不適正（外れている）かを、比較部１２１１が行った比較結果に基づき判断する（比較結果が所定範囲に含まれているか否かにより判断する）ことができる。
なお、図５では、電流値ｉk（ａN・・・ａ4ａ3ａ2ａ1）と電圧値ｅk（ｂNv・・・ｂ4ｂ3ｂ2ｂ1）との下位ビット（ａ4ａ3ａ2ａ1）と（ｂ4ｂ3ｂ2ｂ1）同士を比較しているので、さらに高速な処理を行うことができる。
サンプリング回路１１のＮビットデジタル値の下位Ｍビットの範囲で検出するように構成できる。この場合、制御回路１２は、サンプリング予測値の範囲を、Ｎビットデジタル値の下位Ｍビットとしてサンプリングを実測し、このサンプリング実測値の下位Ｍビットが「００・・・０」であるときは、予測範囲を拡張する処理を行い、サンプリング実測値の下位Ｍビットが１１・・・１であるときも、予測範囲を拡張する処理を行い、再度前記予測が外れたか否かの判断を行うことができる。
たとえば、Ｎ＝８、Ｍ＝４である場合に、サンプリング回路１１により、サンプリング値が「１１１１ ００００」〜「１１１１ １１１１」であることを予想して下位の４ビットのみを検出した結果、「０１１０」が検出されたものとすると、予想が当たっているので、測定範囲（測定レンジ）を拡張する必要はないが、「００００」の値が検出されたとすると、この場合には、実際値は「１１１１ ００００」であるかも知れないし、「１１１０ １１１１」以下の値であるかも知れないので、検出範囲を拡張して検出し直せばよい。この場合には１ビット分だけ拡張するだけで（すなわち、上位の３ビット「１１１」を変更することはない）、実際値が「１１１０ ００００」〜「１１１１１１１１」の範囲にある限り正確な検出がなされる。
一方、サンプリング回路１１により、サンプリング値が「１１１０ ００００」〜「１１１０ １１１１」であることを予想して下位の４ビットのみを検出した結果、「０１１０」が検出されたものとする。この場合には、予想が当たっているので、測定範囲（測定レンジ）を拡張する必要はないが、「００００」の値が検出されたとすると、実際値は「１１１０ ００００」であるかも知れないし、「１１０１ １１１１」以下の値であるかも知れない。この場合には、検出範囲を２ビット拡張して検出し直せば、実際値が、「１１００ ００００」〜「１１１１ １１１１」の範囲にある限り正確な検出がなされる。なお、この例で、２ビット拡張する理由は、「１１１０ ００００」を、１だけ小さいくしただけで（このときの値は「１１０１ １１１１」である）、２ビットが変化するからである。以上のようにサンプリング回路１１のＮビットデジタル値の下位Ｍビットだけで実際の値を予測しようとするときは、２ビット分の拡張が必要となる。
上記の実施形態では、出力電圧とスイッチ電流をそれぞれ検出してスイッチ電流を制御する例を説明しがが、本発明は、これに限定されることなく、入力電圧，出力電圧，スイッチ電流（あるいはリアクトル電流）の瞬時値あるいは出力電流を検出し、スイッチ電流を制御することができる。
たとえば、スイッチ２１を流れる電流ｉTrのサンプリングに代えて、リアクトル２３を流れる電流ｉLやフライホイールダイオード２２を流れる電流ｉDのサンプリングを行い、この値を電力変換回路２の出力の検出値ｅoと比較して、スイッチ２１のオフタイミングを推測するようにしてもよい。
上記の実施形態では、本発明の予測制御システムを、エネルギー蓄積形の降圧形電力変換回路に適用した場合を説明したが、本発明の予測制御システムは、図６（Ａ）に示すエネルギー蓄積形の昇圧形電力変換回路や、図６（Ａ），（Ｂ）に示すエネルギー蓄積形の昇降圧形電力変換回路に適用することもできる。
図６（Ａ）の電力変換回路４２では、電源４３１に直列にリアクトル４２３が接続され、電源４３１とリアクトル４２３との直列回路に、スイッチ４２１が並列に接続されている。また、出力側には負荷４３２と並列にキャパシタ４２４が接続され、スイッチ４２１とリアクトル４２３との接続点と、キャパシタ４２４と負荷４３２との接続点（グランドＧとは反対側の点）との間にはダイオード４２２が順接続されている。図６（Ａ）に図示したように電流検出用抵抗ｒは、スイッチ４２１に直列に設けることができるし、電力変換回路４２の出力電圧は、ダイオード４２２の後段（ダイオード４２２とキャパシタ４２４と負荷４３２との接続点）から検出することができる。
図６（Ｂ）の電力変換回路５２では、電源５３１に直列に、トランス５５の一次巻き線５５１と、スイッチ５２１とが接続されている。また、トランス５５の二次巻き線５５２にはダイオード５２２が直列に順接続され、ダイオード５２２の出力端子と、グランドＧとの間にはキャパシタ５２４と負荷５３２とが並列に接続されている。図６（Ｂ）に図示したように電流検出用抵抗ｒはスイッチ５２１に直列に設けることもできるし、電力変換回路５２の出力電圧は、ダイオード５２２の後段（ダイオード５２２とキャパシタ５２４と負荷５３２との接続点）から検出することができる。
さらに、本発明は、図７に示すインバータ整流形回路に適用できるし、図８に示すフォワード形回路にも適用できる。
図７のインバータ整流形回路６２では、電源６３１の一方の端子は、トランス６５の一次巻き線６５１のセンタータップに接続され、スイッチ６２１１が電源６３１のグランドＧ側の端子とトランス６５の一方の端子との間に接続され、スイッチ６２１２が電源６３１のグランドＧ側の端子と一次巻き線６５１の他方の端子との間に接続されている。
トランス６５の二次巻き線６５２の両端子にはダイオード６２２１とダイオード６２２２とが順接続され、これらダイオードのカソードはリアクトル６２３の一方の端子に接続されている。リアクトル６２３の他端子はキャパシタ６２４と負荷６３２との並列接続回路に接続され、この並列接続回路のグランドＧ側の端子は、トランス６５の二次巻き線６５２のセンタータップに接続されている。
図７に図示したように電流検出用抵抗ｒはスイッチ６２１１，６２１２に直列に設けることができる。なお、電流検出用抵抗ｒは図示はしないが電源６３１に直列に設けることもできる。また、電力変換回路６２の出力電圧は、リアクトル６２３の後段（リアクトル６２３とキャパシタ６２４と負荷６３２との接続点）から検出することができる。
図７のインバータ整流形回路６２では、図１から図５で説明した処理を、たとえば１８０・ずれて交互に出力される波形について行う。
図８のフォワード形回路７２では、電源７３１とスイッチ７２１との直列回路がトランス７５（一次巻き線７５１，二次巻き線７５２，三次巻き線７５３とからなる）の一次巻き線７５１に接続され、後述するようにトランス７５の二次巻き線７５２にはダイオード７２２２が順接続されている。電源７３１とスイッチ７２１との接続点と、トランス７５の三次巻き線７５３の入力端子との間にはダイオード７２２１が順接続されている。トランス７５の一次巻き線７５１と三次巻き線７５３とは短絡されており、二次巻き線７５２は一次巻き線７５１と三次巻き線７５３と絶縁されており、当該巻き線７５１，７５３との間で電力の授受を行っている。
ダイオード７２２２のカソード端子にはリアクトル７２３の一方の端子に接続されている。リアクトル７２３の他方の端子は、キャパシタ７２４と負荷７３２との並列接続回路に接続されている。また、ダイオード７２２２とリアクトル７２３との接続点とグランドＧとの間には、フライホイールダイオード７２２３が接続されている。
図８に図示したように電流検出用抵抗ｒはスイッチ７２１に直列に設けることができる。また、電力変換回路７２の出力電圧は、リアクトル７２３の後段（リアクトル７２３とキャパシタ７２４と負荷７３２との接続点）から検出することができる。
また、上述した予測制御システムでは、複数の電力変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ等）を並列運転することがある。この場合には、複数の電圧や電流の検出値に基づいて、ある所定値を算出し、所定値を所定閾値と比較し閾値に達した場合にスイッチ状態を変更することができる。具体的には、複数の変換器の出力電流あるいは出力電圧・出力電流を検出して，所定の計算（例えば平均値）を行い，それを閾値として各変換器の電流あるいは電圧・電流と比較して各変換器のスイッチをオン・オフすることができる。
さらに、電流型コンバータには、リアクトル電流の三角波形のピーク値とボトム値を閾値としてオン・オフを決めるヒステリシス動作するものがある。このようなコンバータでは、複数の検出値についてそれぞれ閾値があり、それぞれが閾値に達した場合にスイッチ状態を変更することができる。
電力変換回路のスイッチのオン期間中に複数回、当該スイッチのオン・オフ状態の変更の判断や当該変更の時刻の予測を行うことで高速の制御を可能にする。

Claims (8)

  1. スイッチをオン・オフすることにより入力側の電力を出力側に移送する電力変換回路用の予測制御システムであって、第１サンプリング手段と制御手段とを備え、
    前記第１サンプリング手段は、前記スイッチのオン・オフの一周期中に、複数回以上、前記電力変換回路内の、
    （ａ）前記スイッチを流れる電流、
    （ｂ）前記スイッチ以外の素子を流れる電流、
    （ｃ）前記スイッチに現れる端子電圧、
    （ｄ）前記スイッチ以外の素子に現れる端子電圧、
    の１つまたは複数を第１サンプリング実測値として求め、
    前記制御手段は、
    サンプリング時刻において前記第１サンプリング実測値または前記第１サンプリング実測値に基づく値が、所定閾値（第１サンプリング実測値または前記第１サンプリング実測値に基づく値が減少する側に設定された閾値または増加する側に設定された閾値）を下方または上方に超えるか否かの比較・判断を行い、当該所定閾値を超えない場合には、次のサンプリング時刻における第１サンプリング値の全部または一部を予測し、
    〔１〕当該第１サンプリング予測値が前記閾値を超えないときは前記スイッチの動
    作状態を維持し、
    〔２〕当該第１サンプリング予測値が前記閾値を超えるときは前記スイッチの動作状態を変更するべき時刻を計算し当該時刻に前記スイッチの動作状態を変更する、
    ことを特徴とする電力変換回路用の予測制御システム。
  2. 前記電力変換回路がＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記第１サンプリング実測値がオン・オフスイッチを流れる電流の実測値であることを特徴とする請求項１に記載の予測制御システム。
  3. 前記制御手段は、前記第１サンプリング予測値を、少なくとも前後２回の第１サンプリング実測値に基づく直線近似または曲線近似により求めることを特徴とする請求項１または２に記載の予測制御システム。
  4. 前記第１サンプリング手段は、Ｎビットデジタル値の下位のＭビットのみで、前記第１サンプリング実測値をサンプリングし、
    前記制御手段はＮビットデジタル値の下位のＭビットのみで第１サンプリング予測値を求め、前記各Ｍビットのみで当該第１サンプリング予測値が所定閾値を超えるか否かを判断することを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の予測制御システム。
  5. 前記制御手段は、前記下位のＭビットのサンプリング予測値の下位Ｍビットが００・・・０であるとき、または１１・・・１であるときは下位ビットをＭ＋２ビット拡張して再度サンプリング予測値を求めることを特徴とする請求項４に記載の予測制御システム。
  6. 少なくとも１つの他のサンプリング手段を備え、当該他のサンプリング手段は、前記オン・オフの一周期中に、複数回、前記少なくとも１つの他のサンプリング手段による各サンプリング実測値を前記閾値として求めることを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の予測制御システム。
  7. 前記電力変換回路がＤＣ／ＤＣコンバータであり、
    前記他のサンプリング手段によるサンプリング実測値が前記キャパシタ両端に現れる電圧の実測値である、
    ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換回路用の予測制御システム。
  8. 前記他のサンプリング手段は、Ｎビットデジタル値の下位のＭビットのみで、各サンプリング実測値をサンプリングすることを特徴とする請求項６または７に記載の予測制御システム。
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