JP6900856B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来より、主回路内のスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御装置において、上記主回路からのフィードバック信号と目標値とを入力して、上記フィードバック信号を上記目標値に近づけるように制御信号を演算する制御演算部と、アナログ信号である上記制御信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、生成される上記ＰＷＭ信号のパルスに基づいて、ノイズ発生のタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、上記Ａ／Ｄ変換器の出力から得た複数のサンプリングデータに対し、上記タイミング信号とタイミングが重なるサンプリングデータを除くノイズ除去処理を施して制御データを決定するノイズ除去部と、上記制御データとキャリア波との比較により上記ＰＷＭ信号を生成する比較器とを備えたことを特徴とするＰＷＭ制御装置がある（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１４−２１２６１６号公報

ところで、上述のようにノイズ発生のタイミングを表すタイミング信号とタイミングが重なるサンプリングデータを除いてＰＷＭ信号を生成しても、瞬時的な過電流に対する保護が遅れるおそれがある。瞬時的な過電流に対する保護が遅れると、安定的な動作が行えなくなる。特に、スイッチング周波数が高周波化している場合には、このような問題が顕著になる。

そこで、高周波動作を安定的に行える電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の実施の形態の電力変換装置は、直流電源から供給される電力を交流電力に変換し、パルス幅変調信号によって駆動される半導体スイッチを含む電力変換部と、前記電力変換部の出力に接続され、リアクトルとコンデンサを含むフィルタ部とを有する電力変換回路と、前記フィルタ部のリアクトル電流の電流値を前記半導体スイッチのスイッチング周期よりも短いサンプリング周期でサンプリングするサンプリング部と、現在のサンプリング時の前記電流値と、現在よりも１つ前のサンプリング時の前記電流値とに基づいて、現在よりも１つ後のサンプリング時の前記電流値の予測電流値を計算する予測電流値計算部と、前記予測電流値計算部によって計算される前記予測電流値が過電流を表す所定の閾値以上であるかどうかを判定する過電流判定部と、前記過電流判定部によって前記予測電流値が前記所定の閾値以上であると判定されると、前記電力変換回路を停止させる保護制御部とを含み、前記予測電流値計算部は、前記スイッチング周期のうちの前記半導体スイッチのオン／オフの切替時から所定回数目のサンプリング時までは、現在よりも１つ前のサンプリング時の予測電流値を現在のサンプリング時の電流値として用いて前記予測電流値を計算する。

高周波動作を安定的に行える電力変換装置を提供することができる。

実施の形態の電力変換装置１００を示す図である。 レジスタ１４２の各領域に格納される電流値と電流値の遷移の様子を示す図である。 インバータ１１０の動作中における各信号等のレベルを時間的変化を示す図である。 予測電流値計算部１４６及び保護制御部１４７が行う処理を示すフローチャートである。 インバータ１１０の動作中における各信号等の時間的変化を示す図である。

以下、本発明の電力変換装置を適用した実施の形態について説明する。

＜実施の形態＞
図１は、実施の形態の電力変換装置１００を示す図である。電力変換装置１００は、インバータ１１０、Ａ／Ｄ(Analog to Digital)変換ＩＣ(Integrated Circuit)１２０、ゲート駆動ＩＣ１３０、及びＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)１４０を含む。

電力変換装置１００は、直流電力を交流電力に変換して出力する装置であり、一例として、３相交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの１相を出力する２レベルインバータである。各相を出力する電力変換装置の構成は、電力変換装置１００と同様であり、ＦＰＧＡ１４０は共通である。

インバータ１１０は、半導体スイッチＴ１、Ｔ２、コンデンサ１１３、１１４、リアクトル１１５、平滑コンデンサ１１６、出力端子１１７、中性点１１８、及び電流センサ１１９を有する。インバータ１１０は、電力変換回路の一例である。

半導体スイッチＴ１は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)１１１Ａとダイオード１１１Ｂを有する。同様に、半導体スイッチＴ２は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１１２Ａとダイオード１１２Ｂを有する。

半導体スイッチＴ１、Ｔ２は、半導体スイッチの一例であり、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａは、スイッチング素子の一例である。半導体スイッチＴ１、Ｔ２は、一例として、炭化珪素（ＳｉＣ）ウェハに作製される。

半導体スイッチＴ１、Ｔ２は、複数の半導体スイッチを１つのパッケージにし、パッケージの外面にゲート接続端子、ドレイン接続端子、ソース接続端子、及び出力端子を設けてモジュール化したものであってもよい。

ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのドレインは、コンデンサ１１３の高電位側の端子（図中上側の端子）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのソースは、ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａのドレインと、リアクトル１１５の一端（図中左側の端子）とに接続される。ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａがオンになると、コンデンサ１１３からリアクトル１１５に電流が流れる。

ダイオード１１１Ｂのカソード及びアノードは、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのドレイン及びソースに接続される。ダイオード１１１Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａに逆並列接続される還流ダイオードである。なお、ここでは、ダイオード１１１Ｂには、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのドレイン、ソース間の寄生ダイオードも含まれるものとして捉える。

ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａ及びダイオード１１２Ｂの接続関係は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ及びダイオード１１１Ｂの接続関係と同様である。ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａのソースは、コンデンサ１１４の低電位側の端子（図中下側の端子）に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａのドレインは、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのソースと、リアクトル１１５の一端（図中左側の端子）とに接続される。ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａがオンになると、リアクトル１１５からコンデンサ１１４に電流が流れる。

コンデンサ１１３、１１４は、直流電源としてインバータ１１０に設けられている。コンデンサ１１３は、高電位側の電源であり、コンデンサ１１４は、低電位側の電源である。コンデンサ１１３、１１４は、直列に接続され、コンデンサ１１３、１１４の直列接続体は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのドレインと、ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａのソースとの間に並列に接続される。コンデンサ１１３、１１４の中点は、中性点１１８に接続される。なお、コンデンサ１１３、１１４に、それぞれ、コンデンサではない直流電源が並列に接続されていてもよい。

リアクトル１１５は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのソースと、ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａのドレインとの間に一端が接続され、他端は出力端子１１７に接続されている。リアクトル１１５は、半導体スイッチＴ１、Ｔ２と、出力端子１１７との間に流れる高周波電流のリプルを押さえるために設けられており、平滑コンデンサ１１６と低域通過フィルタを構成する。

リアクトル１１５は、寄生容量Ｃを有する。図１では、説明の便宜上、寄生容量Ｃを図示して示す。ここでは、リアクトル１１５（寄生容量Ｃを除いた部分）に流れる電流（リアクトル電流）をｉ_Ｌ、寄生容量Ｃに流れる電流をｉ_ＥＰＣとする。

平滑コンデンサ１１６は、出力端子１１７と中性点１１８の間に挿入されている。平滑コンデンサ１１６は、リアクトル１１５と低域通過フィルタを構成する。

出力端子１１７は、３相の交流電力のうちの１相を出力する端子であり、中性点１１８は、３相の交流電力の中性点（基準電位点）である。出力端子１１７の出力電圧Ｖｏは、中性点１１８の電位に対する出力端子１１７の電位で表される。

電流センサ１１９は、リアクトル１１５と出力端子１１７との間に設けられている。電流センサ１１９が検出する電流値ｉ_ＡＭは、次式（１）で表される。
ｉ_ＡＭ＝ｉ_Ｌ＋ｉ_ＥＰＣ （１）
すなわち、電流センサ１１９は、リアクトル電流ｉ_Ｌと、寄生容量Ｃに流れる電流ｉ_ＥＰＣとを区別することはできない。

Ａ／Ｄ変換ＩＣ１２０は、電流センサ１１９によって検出される電流値ｉ_ＡＭをデジタル値に変換し、電流値を表す電流信号をＦＰＧＡ１４０に出力する。Ａ／Ｄ変換ＩＣ１２０は、ＩＣチップで実現される。

ゲート駆動ＩＣ１３０は、ＦＰＧＡ１４０から入力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation:パルス幅変調）駆動信号をアナログ変換するとともに、電圧値を調整して、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのゲートに入力する。ゲート駆動ＩＣ１３０は、ＩＣチップで実現される。

ＦＰＧＡ１４０は、ＡＤＣ(Analog to Digital Converter)制御部１４１、レジスタ１４２、キャリア信号生成部１４３、変調波演算部１４４、ＰＷＭパルス出力部１４５、予測電流値計算部１４６、及び保護制御部１４７を有する。ＦＰＧＡ１４０の各部（ＡＤＣ制御部１４１〜保護制御部１４７）は、共通のシステムクロックで動作する。

ＡＤＣ制御部１４１は、キャリア信号生成部１４３から入力されるキャリア信号と、システムクロックとに基づき、Ａ／Ｄ変換ＩＣ１２０にＡＤＣ制御信号を出力する。ＡＤＣ制御信号には、例えば、Ａ／Ｄ変換ＩＣ１２０に入力するクロック、電流値をサンプリングさせるサンプリング指令等がある。

ＡＤＣ制御部１４１が電流値をサンプリングするサンプリング周期は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのスイッチング周期よりも短い周期である。電流値をサンプリングするタイミングは、サンプリング周期の始期（開始時）である。

このため、ＡＤＣ制御部１４１は、サンプリング周期の始期（開始時）にサンプリング指令を出力し、Ａ／Ｄ変換ＩＣ１２０から電流信号を受信することにより、電流値をサンプリングする。一例として、スイッチング周期は、１００ｋＨｚであり、サンプリング周期は、１ＭＨｚである。

ＡＤＣ制御部１４１は、Ａ／Ｄ変換ＩＣ１２０から電流信号を受信すると、電流値のサンプリングが完了したことを表すサンプリング完了信号を予測電流値計算部１４６に出力する。

レジスタ１４２は、電流値を保持する４つの領域１４２Ａ、１４２Ｂ、１４２Ｃ、１４２Ｄを有し、ＡＤＣ制御部１４１がサンプリングするサンプル電流値と、電流値ｉ（ｔ−１）と、電流値ｉ（ｔ）と、予測電流値ｉ（ｔ＋１）とをそれぞれ保持する。領域１４２Ａ、１４２Ｂ、１４２Ｃ、１４２Ｄに電流値を格納する処理は、予測電流値計算部１４６によって行われる。

電流値ｉ（ｔ）は、現在のサンプリング時における電流値であり、各サンプリング時にＡＤＣ制御部１４１によってサンプリングされて領域１４２Ａに格納されたサンプル電流値を領域１４２Ｃに転送して保持させたものである。

すなわち、現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）は、特定の場合を除いて、現在のサンプリング時にＡＤＣ制御部１４１によってサンプリングされたサンプル電流値に等しい。特定の場合とは、スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時であり、このサンプリング時には、サンプル電流値ではなく、現在よりも１つ前のサンプリング時の予測電流値ｉ（ｔ＋１）が現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として取り扱われる。この詳細については後述する。

電流値ｉ（ｔ−１）は、現在よりも１つ前のサンプリング時の電流値であり、領域１４２Ｂに格納される。電流値ｉ（ｔ−１）は、サンプリング周期が１つずつ進む度に、１つ前のサンプリング時に領域１４２Ｃに格納されていた電流値ｉ（ｔ）が領域１４２Ｂに転送して保持されたものである。

予測電流値ｉ（ｔ＋１）は、現在よりも１つ後のサンプリング時の電流値の予測値である。予測電流値ｉ（ｔ＋１）は、予測電流値計算部１４６によって次式（２）を用いて計算される。
ｉ（ｔ＋１）＝ｉ（ｔ）＋｛ｉ（ｔ）−ｉ（ｔ−１）｝ （２）
予測電流値ｉ（ｔ＋１）は、レジスタ１４２の領域１４２Ｄに格納される。

キャリア信号生成部１４３は、システムクロックに基づいて、ＰＷＭ駆動信号の生成に必要なキャリア信号を生成する。生成されたキャリア信号は、ＡＤＣ制御部１４１とＰＷＭパルス出力部１４５に入力される。

変調波演算部１４４は、システムクロックに基づいて、ＰＷＭ駆動信号の生成に必要な変調波λを演算する。生成された変調波λは、ＰＷＭパルス出力部１４５に入力される。

ＰＷＭパルス出力部１４５は、キャリア信号生成部１４３から入力されるキャリア信号と、変調波演算部１４４から入力される変調波λとに基づき、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、ゲート駆動ＩＣ１３０と予測電流値計算部１４６に出力する。ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号のデューティ比は、キャリア信号と変調波λとに基づいて設定される。ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号は、互いに逆位相である。

また、ＰＷＭパルス出力部１４５は、保護制御部１４７から過電流保護指令が入力されると、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号のデューティ比をともに０％に設定する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａは、ともにオフ（非導通状態）になり、ゲートブロックが行われる。ゲートブロックが行われると、インバータ１１０の動作は停止される。

ＰＷＭパルス出力部１４５は、過電流保護フラグを保持するデータ領域を有しており、保護制御部１４７から過電流保護指令が入力されると、過電流保護フラグを１に設定する。ＰＷＭパルス出力部１４５は、過電流保護フラグの値が１である間は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号のデューティ比をともに０％に設定する。

なお、ゲートブロックが行われた場合に、ゲートブロックが解除されるのは、ゲートブロックが行われたキャリア信号の周期が終わる時点である。ここでは、一例として、キャリア信号の周期は、三角波のキャリア信号の振幅が正の最大値になる時点である。

ゲートブロックが解除されると、通常通りに（ゲートブロックが行われる前の状態で）ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａを駆動することができるようになる。また、ゲートブロックが解除されると、ＰＷＭパルス出力部１４５は、過電流保護フラグの値を０に戻す。

予測電流値計算部１４６は、各スイッチング周期において、スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時と、スイッチングのオン／オフの切替時から２回目以降のサンプリング時とで、式（２）に代入する現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）が異なる。ここでは、図１に加えて、図２を用いて説明する。

図２は、レジスタ１４２の領域１４２Ａ、１４２Ｂ、１４２Ｃ、１４２Ｄと、各領域に格納される電流値と、スイッチングのオン／オフの切替時から２回目以降のサンプリング時における電流値の遷移と、スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時における電流値の遷移とを示す図である。

レジスタ１４２について上述したように、領域１４２Ａ、１４２Ｂ、１４２Ｃ、１４２Ｄには、それぞれ、サンプル電流値、電流値ｉ（ｔ−１）、電流値ｉ（ｔ）、予測電流値ｉ（ｔ＋１）が格納される。

まず、スイッチングのオン／オフの切替時から２回目以降のサンプリング時における電流値の遷移について説明する。図２に示すように、切替時から２回目以降のサンプリング時には、予測電流値計算部１４６は、領域１４２Ｃに格納されている電流値ｉ（ｔ）を電流値ｉ（ｔ−１）として領域１４２Ｂに転送（移動）させる。現在のサンプリング時が開始された時点で領域１４２Ｃに格納されている電流値ｉ（ｔ）は、既に１つ前のサンプリング時にサンプリングされた電流値になっているからであり、現在のサンプリング時のサンプル電流値のために領域１４２Ｃを空けるためである。

次に、領域１４２Ａに格納されたサンプル電流値を電流値ｉ（ｔ）として領域１４２Ｃに転送させる。そして、その次に、領域１４２Ｂの電流値ｉ（ｔ−１）と、領域１４２Ｃの電流値ｉ（ｔ）とを式（２）に代入して予測電流値ｉ（ｔ＋１）を計算し、レジスタ１４２の領域１４２Ｄに格納する。

また、スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時には、まず、予測電流値計算部１４６は、領域１４２Ｃに格納されている電流値ｉ（ｔ）を電流値ｉ（ｔ−１）として領域１４２Ｂに転送させる。現在のサンプリング時のサンプル電流値のために領域１４２Ｃを空けるためである。これは、切替時から２回目以降のサンプリング時と同様である。

次に、予測電流値計算部１４６は、レジスタ１４２の領域１４２Ａに格納されたサンプル電流値を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いずに無視し、現在のサンプリング時よりも１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）を電流値ｉ（ｔ）として領域１４２Ｃに転送させる。

そして、その次に、領域１４２Ｂの電流値ｉ（ｔ−１）と、領域１４２Ｃの電流値ｉ（ｔ）とを式（２）に代入して予測電流値ｉ（ｔ＋１）を計算し、レジスタ１４２の領域１４２Ｄに格納する。これは、切替時から２回目以降のサンプリング時と同様である。

予測電流値計算部１４６は、ＰＷＭパルス出力部１４５から入力されるＰＷＭ駆動信号のＨ(High)レベルとＬ(Low)レベルとが切り替わると、スイッチングのオン／オフの切替時であることを認識する。

また、予測電流値計算部１４６は、レジスタ１４２の領域１４２Ａに格納されているサンプル電流値が、スイッチングのオン／オフの切替時から１回目（切替後の１回目）のサンプリング時の電流値であることを認識するためのカウンタ１４６Ａを内蔵しており、ＰＷＭ駆動信号のレベルが切り替わると、カウント値を１にインクリメントする。

また、予測電流値計算部１４６は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングにおいて、カウンタ１４６Ａのカウント値が１である場合には、カウント値を０にデクリメントする。

また、予測電流値計算部１４６は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングにおいて、カウンタ１４６Ａのカウント値が０である場合には、カウント値を０に保持する。

予測電流値計算部１４６は、このようなカウンタ１４６Ａのカウント値に基づいて、サンプル電流値、及び、１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）のどちらを現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いるかを決定する。

カウント値が１の場合には、１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用い、カウント値が０の場合には、サンプル電流値を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いる。

すなわち、カウンタ１４６Ａのカウント値は、スイッチングのオン／オフの切替が行われた後に、サンプル電流値を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いずに（無視し）、１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いる回数を表す。

予測電流値計算部１４６は、いずれのサンプリング時においても、ＡＤＣ制御部１４１からサンプリング完了信号が入力されると、上述のように、各領域１４２Ａ〜１４２Ｄに格納するデータの遷移等を行う。スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時であるかどうかは、カウンタ値に基づいて決定される。

スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時に、そのサンプリング時のサンプル電流値を無視し、１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として式（２）に代入して、予測電流値ｉ（ｔ＋１）を計算するのは次のような理由によるものである。

スイッチングのオン／オフの切替時の直後は、スイッチングによって生じるノイズの影響によって、リアクトル１１５に流れる電流の変動が大きく、保護制御部１４７が用いる過電流の判定閾値を超えるおそれがあるからである。

ＳｉＣで作製した半導体スイッチＴ１、Ｔ２は、１００ｋＨｚオーダでの高周波動作が可能であるため、スイッチング時の電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）が大きくなり、リアクトル１１５の寄生容量Ｃの充放電電流のようなノイズを検出しやすくなっている。

このような場合に、寄生容量Ｃの充放電電流が重畳されたリアクトル電流に対して瞬時的に過電流保護を行うと、保護制御部１４７の誤動作になるおそれがあるため、スイッチングのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時には、そのサンプリング時のサンプル電流値を無視することにしている。

保護制御部１４７は、予測電流値計算部１４６によって計算される予測電流値ｉ（ｔ＋１）が所定の判定閾値以上であるかどうかを判定することにより、過電流の発生の有無を判定する。

保護制御部１４７は、予測電流値ｉ（ｔ＋１）が所定の判定閾値以上である場合には、過電流が発生していると判定し、過電流保護指令をＰＷＭパルス出力部１４５に出力する。この結果、ＰＷＭパルス出力部１４５は、デューティ比を０％に設定したＰＷＭ駆動信号をＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのゲートに出力するため、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａは、ともにオフ（非導通状態）になる。すなわち、ゲートブロックが行われる。ゲートブロックが解除されるのは、ゲートブロックが行われたキャリア信号の周期が終わる時点である。

このように、現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）を取得するタイミングで計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）を用いてリプルによる過電流を判定するため、素早く確実にリプルによる過電流を抑制でき、高周波動作を安定的に行える電力変換装置を提供することができる。

図３は、インバータ１１０の動作中におけるキャリア信号、変調波λ、ＰＷＭ駆動信号、及びリアクトル１１５の両端間電圧Ｖ_Ｌのレベルを時間的変化を示す図である。図３に示すＰＷＭ駆動信号は、半導体スイッチＴ１のＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを駆動するための信号である。

なお、横軸が時間を表し、縦軸は、各信号等のレベルを表す。また、両端間電圧Ｖ_Ｌは、図１におけるリアクトル１１５の右側の端子に対する左側の端子の電圧を正とする。また、ＰＷＭ駆動信号がＨレベルからＬレベル、及び、ＬレベルからＨレベルに切り替わる時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７、ｔ９のタイミングは、ＰＷＭパルス出力部１４５が予め決めていて把握しているタイミングである。

時刻ｔ０において、インバータ１１０の駆動が開始され、変調波λのレベルが三角波のキャリア信号のレベル以上であるため、ＰＷＭ駆動信号はＨレベルである。この状態では、コンデンサ１１３からＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを経てリアクトル１１５に電流が流れるため、両端間電圧Ｖ_Ｌは正の値になる。

時刻ｔ１において、変調波λのレベルが三角波のキャリア信号のレベル未満になり、ＰＷＭ駆動信号がＨレベルからＬレベルに切り替わると、リアクトル１１５からＭＯＳＦＥＴ１１２Ａを経てコンデンサ１１４に電流が流れるため、両端間電圧Ｖ_Ｌは負の値になる。

時刻ｔ２において、キャリア信号生成部１４３がキャリア信号を折り返して低下させ始め、変調波演算部１４４が変調波λのレベルを上昇させるが、変調波λのレベルは引き続き三角波のキャリア信号のレベル未満であるため、ＰＷＭ駆動信号はＬレベルに保持され、両端間電圧Ｖ_Ｌは負の値で一定である。

時刻ｔ３において、変調波λのレベルが三角波のキャリア信号のレベル以上になり、ＰＷＭ駆動信号がＬレベルからＨレベルに切り替わると、コンデンサ１１３からＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを経てリアクトル１１５に電流が流れるため、両端間電圧Ｖ_Ｌは正の値になる。

時刻ｔ４において、キャリア信号生成部１４３がキャリア信号を折り返して上昇させ始め、変調波演算部１４４が変調波λのレベルを上昇させるが、変調波λのレベルは引き続き三角波のキャリア信号のレベル以上であるため、ＰＷＭ駆動信号はＨレベルに保持され、両端間電圧Ｖ_Ｌは正の値で一定である。

時刻ｔ５において、変調波λのレベルが三角波のキャリア信号のレベル未満になり、ＰＷＭ駆動信号がＨレベルからＬレベルに切り替わると、リアクトル１１５からＭＯＳＦＥＴ１１２Ａを経てコンデンサ１１４に電流が流れるため、両端間電圧Ｖ_Ｌは負の値になる。

時刻ｔ６から時刻ｔ９までは、時刻ｔ２から時刻ｔ５までと同様の動作が繰り返され、時刻ｔ９以降もＰＷＭ駆動信号のレベルが切り替わると、リアクトル１１５の両端間電圧Ｖ_Ｌが変化する。

なお、図３には、半導体スイッチＴ１のＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを駆動する場合の各信号等の時間的変化の様子を示したが、半導体スイッチＴ２のＭＯＳＦＥＴ１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号は、半導体スイッチＴ１のＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号とは逆位相であるため、半導体スイッチＴ２のＭＯＳＦＥＴ１１２Ａを駆動する場合の各信号等の時間的変化の様子は、図３に示す動作例とは逆位相で同様に行われる。

図４は、予測電流値計算部１４６及び保護制御部１４７が行う処理を示すフローチャートである。

処理が開始される（スタート）の時点では、ＡＤＣ制御部１４１によってサンプル電流値がサンプリングされているものとする。

予測電流値計算部１４６は、レジスタ１４２の領域１４２Ｃに格納されている１つ前のサンプリング時の電流ｉ（ｔ）を現在のサンプリング時よりも１つ前のサンプリング時の電流ｉ（ｔ−１）として領域１４２Ａに転送させる（ステップＳ１）。

予測電流値計算部１４６は、カウンタ１４６Ａのカウント値が１であるかどうかを判定する（ステップＳ２）。

予測電流値計算部１４６は、カウント値が１である（Ｓ２：ＹＥＳ）と判定すると、現在のサンプリング時のサンプル電流値を無視して、１つ前のサンプリング時に計算された予測電流値ｉ（ｔ＋１）を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として取り扱うために、領域１４２Ｄに格納されている電流値ｉ（ｔ＋１）を領域１４２Ｃに転送させる（ステップＳ３）。

次いで、予測電流値計算部１４６は、カウント値をデクリメントする（ステップＳ４）。

次いで、予測電流値計算部１４６は、領域１４２Ｃに格納されている現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）と、領域１４２Ｂに格納されている１つ前のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ−１）とを式（２）に代入して、予測電流値ｉ（ｔ＋１）を計算する（ステップＳ５）。

次いで、保護制御部１４７は、ステップＳ５で計算された予測電流値ｉ（ｔ＋１）が判定閾値以上であるかどうかを判定する（ステップＳ６）。

保護制御部１４７は、予測電流値ｉ（ｔ＋１）が判定閾値以上である（Ｓ６：ＹＥＳ）と判定すると、過電流保護指令をＰＷＭパルス出力部１４５に出力する（ステップＳ７）。この結果、ＰＷＭパルス出力部１４５は、過電流保護フラグを１に設定する。

ステップＳ７の処理が終了すると、予測電流値計算部１４６及び保護制御部１４７は、次のサンプリング時にＡＤＣ制御部１４１によってサンプル電流値がサンプリングされるまで待機する（エンド）。

なお、ステップＳ２において、予測電流値計算部１４６がカウント値は１ではない（Ｓ２：ＮＯ）と判定すると、予測電流値計算部１４６は、ＡＤＣ制御部１４１によってサンプリングされたサンプル電流値を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として領域１４２Ｃに転送させる（ステップＳ８）。

また、ステップＳ６において、保護制御部１４７によって予測電流値ｉ（ｔ＋１）は判定閾値以上ではない（Ｓ６：ＮＯ）と判定した場合には、予測電流値計算部１４６及び保護制御部１４７は、ＡＤＣ制御部１４１によってサンプル電流値がサンプリングされるまで待機する（エンド）。

以上の一連の処理は、予測電流値計算部１４６及び保護制御部１４７によって繰り返し行われる。

図５は、インバータ１１０の動作中におけるキャリア信号、変調波λ、電流値ｉ_ＡＭ、電流値ｉ（ｔ−１）、電流値ｉ（ｔ）、予測電流値ｉ（ｔ＋１）、過電流保護フラグ、及び、予測電流値計算部１４６のカウンタ１４６Ａのカウント値の時間的変化を示す図である。

電流値ｉ_ＡＭについては、実線で示す電流値が実際の電流値ｉ_ＡＭの値である。また、電流値ｉ_ＡＭには、便宜的に、ＦＰＧＡ１４０によってサンプリングされるサンプル電流値を黒丸（●）、三角（▲）、及び菱形（◆）のマーカで示す。

図５には、半導体スイッチＴ１のＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを駆動する場合の各信号等を示す。横軸が時間を表し、縦軸は、各信号等のレベルを表す。キャリア信号と変調波λは、図３に示すものと同一である。

また、図５には、図３の時刻ｔ２の直前の時刻ｔ１１から時刻ｔ３を経て、時刻ｔ４に至るまでの時間帯の部分を時間軸方向に拡大して示す。時刻ｔ１１は、図３に示す時刻ｔ１と、時刻ｔ２との間にある電流値のサンプリング時である。また、時刻ｔ３１、ｔ３２、ｔ３３、ｔ３４は、時刻ｔ３と時刻ｔ４との間にある電流値のサンプリング時である。時刻１１のサンプリング時の次のサンプリング時は、時刻ｔ３１である。

時刻ｔ１１で、電流値のサンプリングが行われると、黒丸（●）で示す電流値ｉ１がサンプル電流値としてサンプリングされる。時刻ｔ１１では、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａがオフで、ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａがオンであるため、電流値ｉ_ＡＭは時間の経過とともに低下している。

また、時刻ｔ１１では、予測電流値計算部１４６は、次のサンプリング時（時刻ｔ３１）の予測電流値ｉ（ｔ＋１）として、時刻ｔ３１に小さい黒丸で示す電流値ｉ２Ａを計算する。

また、時刻ｔ１１は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングであり、カウンタ１４６Ａのカウント値が０であるため、予測電流値計算部１４６は、カウント値を０に保持する。

時刻ｔ２でキャリア信号生成部１４３がキャリア信号を折り返して低下させ始めるが、ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａがオンであるため、電流値ｉ_ＡＭは時間の経過とともに低下し続けている。時刻ｔ２は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングではないため、カウンタ１４６Ａのカウント値は変化しない。

時刻ｔ３で変調波λのレベルが三角波のキャリア信号のレベル以上になり、ＰＷＭ駆動信号がＬレベルからＨレベルに切り替わると（図３参照）、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａがオフからオンに切り替わる（スイッチングされる）とともに、ＭＯＳＦＥＴ１１２Ａがオンからオフに切り替わる。このため、電流センサ１１９が検出する電流値ｉ_ＡＭには、リアクトル電流ｉ_Ｌに加えて、寄生容量Ｃに流れる電流ｉ_ＥＰＣがスイッチングに伴うノイズ成分として重畳される。ノイズを含む電流値ｉ_ＡＭは、時刻ｔ３以降にノイズによって判定閾値を超えている。

また、時刻ｔ３は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのスイッチングのオン／オフの切替時であるため、予測電流値計算部１４６は、カウンタ１４６Ａのカウント値を１に設定する。

時刻ｔ３１は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのオン／オフの切替時（時刻ｔ３）から１回目のサンプリング時である。このため、予測電流値計算部１４６は、時刻ｔ３１におけるサンプル電流値（▲印で示される電流値ｉ２）を無視し、１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値である電流値ｉ２Ａを現在（時刻ｔ３１）のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いて、電流値ｉ２Ａと、１つ前のサンプリング時の電流値ｉ１とに基づいて、次のサンプリング時（時刻ｔ３２）の予測電流値ｉ３Ａを計算する。

また、時刻ｔ３１は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングにおいて、カウンタ１４６Ａのカウント値が１であるため、予測電流値計算部１４６は、カウント値をデクリメントする。これにより、カウンタ値は０になる。

時刻ｔ３２では、予測電流値計算部１４６は、１つ前のサンプリング時に現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いた電流値ｉ２Ａを、１つ前のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ−１）にするために、レジスタ１４２の領域１４２Ｃに格納される電流値ｉ２Ａを領域１４２Ｂに転送させる。

また、時刻ｔ３２は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのオン／オフの切替時（時刻ｔ３）から２回目のサンプリング時である。このため、予測電流値計算部１４６は、時刻ｔ３２におけるサンプル電流値ｉ３を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いて、電流値ｉ３と、１つ前のサンプリング時の電流値ｉ２Ａとに基づいて、次のサンプリング時（時刻ｔ３３）の予測電流値ｉ４Ａを計算する。予測電流値ｉ４Ａは、判定閾値未満である。

また、時刻ｔ３２は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングにおいて、カウンタ１４６Ａのカウント値が０であるため、予測電流値計算部１４６は、カウント値を０に保持する。

時刻ｔ３３は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのオン／オフの切替時（時刻ｔ３）から３回目のサンプリング時である。このため、予測電流値計算部１４６は、時刻ｔ３３におけるサンプル電流値ｉ４を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いて、電流値ｉ４と、１つ前のサンプリング時の電流値ｉ３とに基づいて、次のサンプリング時（時刻ｔ３４）の予測電流値ｉ５Ａを計算する。ここでは、電流値ｉ４は、時刻ｔ３２で計算した予測電流値ｉ４Ａと略等しいものとする。

また、菱形（◆）で示す予測電流値ｉ５Ａは、判定閾値以上であるため、保護制御部１４７は、過電流が発生していると判定し、過電流保護指令をＰＷＭパルス出力部１４５に出力する。これにより、ＰＷＭパルス出力部１４５によって過電流保護フラグが１に設定される。

この結果、ゲートブロックが行われ、時刻ｔ３３以降に電流値ｉ_ＡＭが低下するため、電流値ｉ_ＡＭが判定閾値を超えることが未然に抑制される。

なお、時刻ｔ３３は、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングにおいて、カウンタ１４６Ａのカウント値が０であるため、予測電流値計算部１４６は、カウント値を０に保持する。

時刻ｔ３４は、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａのオン／オフの切替時（時刻ｔ３）から４回目のサンプリング時である。時刻ｔ３４では、サンプル電流値として電流値ｉ５がサンプリングされる。

予測電流値計算部１４６は、時刻ｔ３４におけるサンプル電流値ｉ５を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として用いて、電流値ｉ５と、１つ前のサンプリング時の電流値ｉ４とに基づいて、次のサンプリング時の予測電流値を計算する。

その後、予測電流値計算部１４６によって予測電流値が繰り返し計算され、キャリア信号の周期の終わりの時点（図２における時刻ｔ６に相当する時点）において、ゲートブロックが解除される。

なお、図５には、半導体スイッチＴ１のＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを駆動する場合の各信号等の時間的変化の様子を示したが、半導体スイッチＴ２のＭＯＳＦＥＴ１１２Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号は、半導体スイッチＴ１のＭＯＳＦＥＴ１１１Ａを駆動するＰＷＭ駆動信号とは逆位相である。半導体スイッチＴ２のＭＯＳＦＥＴ１１２Ａのオン／オフの切替時においても、予測電流値計算部１４６によって同様の処理が行われる。

以上のように、実施の形態の電力変換装置１００によれば、現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）を取得するタイミングで予測電流値ｉ（ｔ＋１）を計算する。予測電流値ｉ（ｔ＋１）は、現在のサンプリング時よりもサンプリング周期の１周期分だけ後のサンプリング時における電流値の予測値である。

そして、現在のサンプリング時に、サンプリング周期の１周期分だけ後の予測電流値ｉ（ｔ＋１）が過電流になっているかどうかでゲートブロックを行うかどうかを判定するため、電流センサ１１９で検出される電流値ｉ_ＡＭが判定閾値を超える前に、素早く確実にリプルによる過電流を抑制できる。

従って、高周波動作を安定的に行える電力変換装置１００を提供することができる。

また、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時のサンプル電流値を無視し、１つ前のサンプリング時に計算した予測電流値ｉ（ｔ＋１）を現在のサンプリング時の電流値ｉ（ｔ）として取り扱うので、スイッチングに伴うノイズによる過電流の誤判定を抑制することができる。このことによっても、高周波動作を安定的に行える電力変換装置１００を提供することができる。

なお、以上では、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのオン／オフの切替時から１回目のサンプリング時のサンプル電流値を無視する形態について説明したが、オン／オフの切替時から２回目以降の所定回数にわたってサンプリング時のサンプル電流値を無視するようにしてもよい。

ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのオン／オフの切替時から何回目のサンプリング時までのサンプル電流値を無視するかは、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのオン／オフの切替後にリアクトル１１５に流れる電流が判定閾値未満になるまでの所要時間と、サンプリング周期とによって決定すればよい。

例えば、図５において、ノイズ成分が時刻ｔ３２よりも後で時刻ｔ３３よりも前の時点まで生じるような場合には、ＭＯＳＦＥＴ１１１Ａ、１１２Ａのオン／オフの切替時から２回目のサンプリング時までのサンプル電流値を無視するようにすればよい。

具体的には、予測電流値計算部１４６は、ＰＷＭ駆動信号のレベルが切り替わると、カウント値を２にインクリメントするとともに、サンプル電流値がサンプリングされるタイミングにおいて、カウンタ１４６Ａのカウント値が１以上である場合には、カウント値をデクリメントするように構成すればよい。

また、以上では、ＦＰＧＡ１４０でインバータ１１０の制御を行う形態について説明したが、インバータ１１０以外のリアクトル及びスイッチング素子を含む電力変換回路の制御を行ってもよい。このような電力変換回路としては、昇圧型又は降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータや、交流を直流に整流するスイッチング電源（整流器）がある。

リアクトルとスイッチング素子を含み、スイッチングに伴うノイズと、リアクトルに流れる電流にリプルが発生する電力変換回路であれば、ＦＰＧＡ１４０で制御を行うことにより、高周波動作を安定的に行えるようにすることができる。

以上、本発明の例示的な実施の形態の電力変換装置について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

１００ 電力変換装置
１１０ インバータ
Ｔ１、Ｔ２ 半導体スイッチ
１１１Ａ、１１２Ａ ＭＯＳＦＥＴ
１１１Ｂ、１１２Ｂ ダイオード
１１３、１１４ コンデンサ
１１５ リアクトル
１１６ 平滑コンデンサ
１１７ 出力端子
１１８ 中性点
１１９ 電流センサ
１２０ Ａ／Ｄ変換ＩＣ
１３０ ゲート駆動ＩＣ
１４０ ＦＰＧＡ
１４１ ＡＤＣ制御部
１４２ レジスタ
１４３ キャリア信号生成部
１４４ 変調波演算部
１４５ ＰＷＭパルス出力部
１４６ 予測電流値計算部
１４７ 保護制御部

Claims (7)

1. 直流電源から供給される電力を交流電力に変換し、パルス幅変調信号によって駆動される半導体スイッチを含む電力変換部と、前記電力変換部の出力に接続され、リアクトルとコンデンサを含むフィルタ部とを有する電力変換回路と、
   前記フィルタ部のリアクトル電流の電流値を前記半導体スイッチのスイッチング周期よりも短いサンプリング周期でサンプリングするサンプリング部と、
   現在のサンプリング時の前記電流値と、現在よりも１つ前のサンプリング時の前記電流値とに基づいて、現在よりも１つ後のサンプリング時の前記電流値の予測電流値を計算する予測電流値計算部と、
   前記予測電流値計算部によって計算される前記予測電流値が過電流を表す所定の閾値以上であるかどうかを判定する過電流判定部と、
   前記過電流判定部によって前記予測電流値が前記所定の閾値以上であると判定されると、前記電力変換回路を停止させる保護制御部と
   を含み、
   前記予測電流値計算部は、前記スイッチング周期のうちの前記半導体スイッチのオン／オフの切替時から所定回数目のサンプリング時までは、現在よりも１つ前のサンプリング時の予測電流値を現在のサンプリング時の電流値として用いて前記予測電流値を計算する、電力変換装置。
2. 前記サンプリング部によってサンプリングされた電流値、及び、前記予測電流値計算部によって計算された予測電流値を保持する保持部をさらに含み、
   前記予測電流値計算部は、前記スイッチング周期のうちの前記半導体スイッチのオン／オフの切替時から所定回数目のサンプリング時までは、前記保持部に保持される現在のサンプリング時の前記電流値の代わりに、前記保持部に保持される現在よりも１つ前のサンプリング時の予測電流値を現在のサンプリング時の電流値として用いて前記予測電流値を計算する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換回路の出力電流を検出する電流検出部をさらに含み、
   前記サンプリング部は、前記電流検出部によって検出される出力電流の電流値をサンプリングする、請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記所定回数は、前記半導体スイッチのオン／オフの切替後に前記リアクトル電流が前記所定の閾値未満になるまでの所要時間と、前記サンプリング周期とによって決定される回数である、請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力変換装置。
5. 前記所定回数は、前記半導体スイッチのオン／オフ時の電圧変化に基づいて、決定される回数である請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力変換装置。
6. 前記半導体スイッチのオン／オフ時の電圧変化が所定値以上である場合に、前記予測電流値計算部は、前記スイッチング周期のうちの前記半導体スイッチのオン／オフの切替時から所定回数目のサンプリング時までは、現在よりも１つ前のサンプリング時の予測電流値を現在のサンプリング時の電流値として用いて前記予測電流値を計算する、請求項１乃至５のいずれか一項記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換回路は、インバータ、昇圧型若しくは降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ、又は、スイッチング電源である、請求項１乃至６のいずれか一項記載の電力変換装置。

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