JP2014212616A - Pwm制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチングノイズの影響を低減してスイッチング素子1aへのPWM信号20を生成する。【解決手段】主回路1からのフィードバック信号21を目標値22に近づけるように制御信号3aを演算する制御演算部3と、制御信号3aをキャリア波より高い整数倍の周波数でA/D変換するA/D変換器4と、PWM信号20に基づいてノイズ発生のタイミング信号9aを生成するタイミング信号生成部9と、A/D変換器4の出力から得た複数のサンプリングデータ12a〜12dに対し、タイミング信号9aとタイミングが重なるサンプリングデータ12dを除くノイズ除去処理を施して制御データ6を決定するノイズ除去部5と、制御データ6とキャリア波との比較によりPWM信号20を生成する比較器7とを備える。【選択図】図1
Description
この発明は、電力変換装置などの主回路内のスイッチング素子へのPWM信号を生成するPWM制御装置に関し、特にスイッチングノイズの影響を低減するPWM制御装置に関するものである。
PWM制御装置では、フィードバック信号を目標値に近づけるように制御演算した結果から生成した制御データをキャリア波と比較してPWM信号を生成する。MOSFET等のスイッチング素子をPWM制御して電力制御を行う電力変換装置、特にPWMインバータにおいては、スイッチング素子のONまたはOFFの状態を切り替えて制御するため、出力電圧は矩形波となり、フィードバック信号に用いる出力電流にはスイッチング素子のスイッチングノイズが含まれる。
従来のPWM制御では、電流の測定タイミングをサンプリング周期の1/2周期の時点としたものがある(例えば、特許文献1参照)。
従来のPWM制御では、電流の測定タイミングをサンプリング周期の1/2周期の時点としたものがある(例えば、特許文献1参照)。
上記特許文献1記載のPWM制御では、スイッチングの切り替えを行わない可能性が高い時点で電流検出を行うため、PWM制御に用いられるフィードバック信号は、スイッチングノイズの影響が低減されている。しかしながら、スイッチング素子のスイッチングノイズは、目標値を伝送する信号ラインにも放射ノイズとなって干渉するため、目標値自体の精度が損なわれ、生成されるPWM信号からスイッチングノイズの影響を低減するには限界があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、目標値成分を含む信号に対してスイッチングノイズの影響を低減してスイッチング素子へのPWM信号を生成でき、高精度で信頼性の高いPWM制御が実現できるPWM制御装置を提供することを目的とする。
この発明に係る第1のPWM制御装置は、主回路内のスイッチング素子を制御するPWM信号を生成するPWM制御装置において、上記主回路からのフィードバック信号と目標値とを入力して、上記フィードバック信号を上記目標値に近づけるように制御信号を演算する制御演算部と、アナログ信号である上記制御信号をディジタル信号にA/D変換するA/D変換器と、生成される上記PWM信号のパルスに基づいて、ノイズ発生のタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、上記A/D変換器の出力から得た複数のサンプリングデータに対し、上記タイミング信号とタイミングが重なるサンプリングデータを除くノイズ除去処理を施して制御データを決定するノイズ除去部と、上記制御データとキャリア波との比較により上記PWM信号を生成する比較器とを備えたものである。
またこの発明に係る第2のPWM制御装置は、主回路内のスイッチング素子を制御するPWM信号を生成するPWM制御装置において、上記主回路からのアナログ信号であるフィードバック信号をディジタル信号に変換するA/D変換器と、生成される上記PWM信号のパルスに基づいて、ノイズ発生のタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、ディジタル信号から成る目標値をその周波数よりも高い周波数でサンプリングした複数のサンプリングデータに対し、上記タイミング信号とタイミングが重なるサンプリングデータを除くノイズ除去処理を施して目標値データを決定するノイズ除去部と、A/D変換された上記フィードバック信号と上記目標値データとを入力して、上記フィードバック信号を上記目標値データに近づけるように制御信号を演算する制御演算部と、上記制御信号に基づく制御データとキャリア波との比較により上記PWM信号を生成する比較器とを備えたものである。
この発明に係る第1のPWM制御装置は、以上のように構成されるため、目標値がアナログ信号で与えられた場合に、目標値およびフィードバック信号の双方の成分を含む制御信号に対するスイッチングノイズの影響を低減してスイッチング素子へのPWM信号を生成でき、高精度で信頼性の高いPWM制御が実現できる。
またこの発明に係る第2のPWM制御装置は、以上のように構成されるため、目標値がディジタル信号で与えられた場合に、目標値成分を含む信号に対するスイッチングノイズの影響を低減してスイッチング素子へのPWM信号を生成でき、高精度で信頼性の高いPWM制御が実現できる。
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1として、電力変換装置の主回路内のスイッチング素子を制御するPWM制御装置について説明する。図1は、この発明の実施の形態1によるPWM制御装置としてのPWM制御回路および主回路の構成を示す図である。
図1(a)に示すように、電力変換装置の主回路1は、スイッチング素子1aおよびスイッチング素子1aを駆動するゲートドライバ1bを備え、PWM制御回路10からのPWM信号20によりスイッチング素子1aがON/OFF制御されて電力変換動作を行う。
PWM制御回路10は、主回路1からの電流、電圧等の検出値によるフィードバック信号21と外部から与えられる目標値22とに基づいて、スイッチング素子1aを制御するPWM信号20を生成する。即ち、主回路1の電流、電圧等が目標値22に近づくようにパルス幅を制御してPWM信号20を出力する。
なお、この実施の形態では、PWM制御回路10に入力される目標値22の信号は、フィードバック信号21と同様にアナログ信号である。
以下、この発明の実施の形態1として、電力変換装置の主回路内のスイッチング素子を制御するPWM制御装置について説明する。図1は、この発明の実施の形態1によるPWM制御装置としてのPWM制御回路および主回路の構成を示す図である。
図1(a)に示すように、電力変換装置の主回路1は、スイッチング素子1aおよびスイッチング素子1aを駆動するゲートドライバ1bを備え、PWM制御回路10からのPWM信号20によりスイッチング素子1aがON/OFF制御されて電力変換動作を行う。
PWM制御回路10は、主回路1からの電流、電圧等の検出値によるフィードバック信号21と外部から与えられる目標値22とに基づいて、スイッチング素子1aを制御するPWM信号20を生成する。即ち、主回路1の電流、電圧等が目標値22に近づくようにパルス幅を制御してPWM信号20を出力する。
なお、この実施の形態では、PWM制御回路10に入力される目標値22の信号は、フィードバック信号21と同様にアナログ信号である。
図1(b)に示すように、PWM制御回路10は、フィードバック信号21と目標値22とを入力して制御信号3aを演算する制御演算部3と、制御信号3aをA/D変換するA/D変換器4と、A/D変換器4の出力信号(ディジタル制御信号)4aに基づいて後述するノイズ除去処理を行い制御データ6を決定するノイズ除去部5と、制御データ6とキャリア波としての三角波8aとを比較してPWM信号20を生成する比較器7と、三角波発生器8と、ノイズ発生のタイミング信号9aを生成するタイミング信号生成部9とを備える。
図2は、PWM制御回路10の動作を説明する各部の波形図である。
以下、PWM制御回路10内の各部の詳細説明および動作を説明する。
制御演算部3は、フィードバック信号21と目標値22との誤差を演算し、PI制御等の制御方法を用いて、誤差が小さくなるように、即ち、フィードバック信号21を目標値22に近づけるように制御演算を行い制御信号3aを出力する。フィードバック信号21が目標値22より小さい場合は、後段で生成されるPWM信号20のパルス幅が広くなるように演算し、フィードバック信号21が目標値22より大きい場合は、PWM信号20のパルス幅が狭くなるように演算する。
A/D変換器4は、制御演算部3で得られた制御信号3a(アナログ)を、三角波8aの周波数よりも高い整数倍の周波数でA/D変換する。この場合、三角波8aの周波数の9倍でA/D変換してディジタル制御信号4aを出力する。
以下、PWM制御回路10内の各部の詳細説明および動作を説明する。
制御演算部3は、フィードバック信号21と目標値22との誤差を演算し、PI制御等の制御方法を用いて、誤差が小さくなるように、即ち、フィードバック信号21を目標値22に近づけるように制御演算を行い制御信号3aを出力する。フィードバック信号21が目標値22より小さい場合は、後段で生成されるPWM信号20のパルス幅が広くなるように演算し、フィードバック信号21が目標値22より大きい場合は、PWM信号20のパルス幅が狭くなるように演算する。
A/D変換器4は、制御演算部3で得られた制御信号3a(アナログ)を、三角波8aの周波数よりも高い整数倍の周波数でA/D変換する。この場合、三角波8aの周波数の9倍でA/D変換してディジタル制御信号4aを出力する。
次に、ノイズ発生のタイミング信号9aを生成するタイミング信号生成部9について説明する。
まず、ノイズ発生およびそのタイミングについて述べる。
通常、PWM信号20がPWM制御回路10から主回路1内のスイッチング素子1aまで伝送される間には、ゲートドライバ1b内のゲート抵抗等の多数の部品が介在する。このため、図3に示すように、スイッチング素子1aのゲートに入力される時点のPWM信号20aは、PWM制御回路10から出力されるPWM信号20と比べると遅延が発生している。なお、遅延時間Δtは、回路構成や基板の配線が決まれば固定となる。
また、主回路1のスイッチング素子1aをスイッチングする際、スイッチングノイズが発生し、PWM制御回路10に入力されるフィードバック信号21や目標値22にもノイズが干渉する。スイッチングノイズは、スイッチング素子1aのゲートに入力される時点のPWM信号20aのパルスの立ち上がりと立ち下がりとのタイミングで発生し、このタイミングは、PWM制御回路10から出力されるPWM信号20のパルスの立ち上がりと立ち下がりのタイミングから遅延時間Δt、遅れたタイミングである。以下、PWM信号のパルスを単にPWM信号と称す。
まず、ノイズ発生およびそのタイミングについて述べる。
通常、PWM信号20がPWM制御回路10から主回路1内のスイッチング素子1aまで伝送される間には、ゲートドライバ1b内のゲート抵抗等の多数の部品が介在する。このため、図3に示すように、スイッチング素子1aのゲートに入力される時点のPWM信号20aは、PWM制御回路10から出力されるPWM信号20と比べると遅延が発生している。なお、遅延時間Δtは、回路構成や基板の配線が決まれば固定となる。
また、主回路1のスイッチング素子1aをスイッチングする際、スイッチングノイズが発生し、PWM制御回路10に入力されるフィードバック信号21や目標値22にもノイズが干渉する。スイッチングノイズは、スイッチング素子1aのゲートに入力される時点のPWM信号20aのパルスの立ち上がりと立ち下がりとのタイミングで発生し、このタイミングは、PWM制御回路10から出力されるPWM信号20のパルスの立ち上がりと立ち下がりのタイミングから遅延時間Δt、遅れたタイミングである。以下、PWM信号のパルスを単にPWM信号と称す。
タイミング信号生成部9は、遅延時間Δtを予め設定して保持し、比較器7から出力されるPWM信号20に基づいて、ノイズ発生のタイミング信号9aを生成する。即ち、PWM信号20の立ち上がりと立ち下がりのタイミングを検出し、検出されたタイミングから遅延時間Δt、遅延させてタイミング信号9aを発生する。
PWM信号20の立ち上がりを検出する検出回路は、例えば図4に示す構成にて実現できる。図4に示すように、立ち上がりの検出回路は、データフリップフロップ回路(D−FF回路)14およびAND回路15にて構成される。また立ち下がりの検出回路についても、類似の構成にて実現できる。また、検出されたタイミングを遅延させるのは、RCフィルタやD−FF回路等の回路にて可能であるが、これに限るものではない。
PWM信号20の立ち上がりを検出する検出回路は、例えば図4に示す構成にて実現できる。図4に示すように、立ち上がりの検出回路は、データフリップフロップ回路(D−FF回路)14およびAND回路15にて構成される。また立ち下がりの検出回路についても、類似の構成にて実現できる。また、検出されたタイミングを遅延させるのは、RCフィルタやD−FF回路等の回路にて可能であるが、これに限るものではない。
ノイズ除去部5は、A/D変換器4の出力であるディジタル制御信号4aと、タイミング信号生成部9からのタイミング信号9aとに基づいて、以下に示すノイズ除去処理を行って制御データ6を決定する。決定された制御データ6は比較器7に入力され、三角波発生器8で生成される三角波8aと比較されPWM信号20が生成される。
ノイズ除去部5では、まず、データ取込期間Tを指定するデータ取込信号11を発生させ、ディジタル制御信号4aのデータからデータ取込期間T内の複数のサンプリングデータ12a〜12dを指定する。比較器7にてPWM信号20を生成する際、三角波8aの立ち上がり時t0において制御データ6が決定されている必要があるため、ノイズ除去部5でのデータ取込期間Tは、三角波8aの立ち上がり時t0の手前、ここでは直前に設定される。この場合、ディジタル制御信号4aは三角波8aの周期毎に9個のデータがあり、その内、t0までの4個のデータを複数のサンプリングデータ12a〜12dとして指定する。そして、データ取込期間T内の複数のサンプリングデータ12a〜12dの内、タイミング信号9aとタイミングが重なるサンプリングデータ12bを除いて、残りのサンプリングデータ12a、12c、12dを取り込む。以上の処理をノイズ除去処理と称す。除去データ(サンプリングデータ)12bは、ノイズ13の発生確率の高いタイミングのサンプリングデータである。
そして、取り込まれたサンプリングデータ12a、12c、12dに基づいて、平均値等により制御データ6が決定される。
ノイズ除去部5では、まず、データ取込期間Tを指定するデータ取込信号11を発生させ、ディジタル制御信号4aのデータからデータ取込期間T内の複数のサンプリングデータ12a〜12dを指定する。比較器7にてPWM信号20を生成する際、三角波8aの立ち上がり時t0において制御データ6が決定されている必要があるため、ノイズ除去部5でのデータ取込期間Tは、三角波8aの立ち上がり時t0の手前、ここでは直前に設定される。この場合、ディジタル制御信号4aは三角波8aの周期毎に9個のデータがあり、その内、t0までの4個のデータを複数のサンプリングデータ12a〜12dとして指定する。そして、データ取込期間T内の複数のサンプリングデータ12a〜12dの内、タイミング信号9aとタイミングが重なるサンプリングデータ12bを除いて、残りのサンプリングデータ12a、12c、12dを取り込む。以上の処理をノイズ除去処理と称す。除去データ(サンプリングデータ)12bは、ノイズ13の発生確率の高いタイミングのサンプリングデータである。
そして、取り込まれたサンプリングデータ12a、12c、12dに基づいて、平均値等により制御データ6が決定される。
なお、データ取込期間Tを指定するデータ取込信号11は、三角波8aと同じ固定周波数で発生され、周期毎に複数のサンプリングデータ12a〜12dを指定するためのものである。この場合、4個のサンプリングデータ12a〜12dを指定したが他の複数個でも良い。ノイズ除去処理では、各サンプリングデータ12a〜12dを取り込む際、タイミング信号9aが報知された場合に、そのサンプリングデータ12bの取り込みを行わない事により除去する。
また、データ取込信号11は「H」の時にデータ取込期間Tを指定するものを図示したが、極性は逆でも良い。ノイズ発生のタイミング信号9aについても、「H」の時にタイミングを報知するものを図示したが、極性は逆でも良い。
また、データ取込信号11は「H」の時にデータ取込期間Tを指定するものを図示したが、極性は逆でも良い。ノイズ発生のタイミング信号9aについても、「H」の時にタイミングを報知するものを図示したが、極性は逆でも良い。
以上のように、この実施の形態によれば、遅延時間Δtを予め設定して保持し、比較器7から出力されるPWM信号20に基づいて、ノイズ発生のタイミング信号9aを生成し、ノイズ除去部5において、A/D変換器4の出力から得た複数のサンプリングデータ12a〜12dに対し、タイミング信号9aとタイミングが重なるサンプリングデータ12bを除くノイズ除去処理を施して制御データ6を決定する。これにより、スイッチングノイズの影響を低減してスイッチング素子1aへのPWM信号20を生成できる。
また、ノイズ除去処理は、フィードバック信号21と目標値22とに基づいて生成された制御信号3aをA/D変換したディジタル制御信号4aに対して行う。このため、フィードバック信号21と目標値22との双方の成分を含むディジタル制御信号4aに対してノイズ除去処理を行ってスイッチングノイズによる影響を低減し、正確な制御データ6を演算できる。これにより、高精度で信頼性の高いPWM制御が実現でき、主回路1の電力変換動作の信頼性も向上する。
また、ノイズ除去処理は、フィードバック信号21と目標値22とに基づいて生成された制御信号3aをA/D変換したディジタル制御信号4aに対して行う。このため、フィードバック信号21と目標値22との双方の成分を含むディジタル制御信号4aに対してノイズ除去処理を行ってスイッチングノイズによる影響を低減し、正確な制御データ6を演算できる。これにより、高精度で信頼性の高いPWM制御が実現でき、主回路1の電力変換動作の信頼性も向上する。
またA/D変換器4は、三角波8aの周波数より高い整数倍の周波数でA/D変換するため、ノイズ除去処理を行う複数のサンプリングデータ12a〜12dを容易に得ることができる。
またノイズ除去部5は、データ取込期間Tを指定するデータ取込信号11を用いて、三角波8aの周期毎に予め設定された複数個のサンプリングデータ12a〜12dを指定し、ノイズ除去処理を施すため、ノイズ除去処理を行う複数のサンプリングデータ12a〜12dを容易で確実に指定できると共に、ノイズ除去処理を効率的に行って制御データ6を決定できる。
またノイズ除去部5は、データ取込期間Tを指定するデータ取込信号11を用いて、三角波8aの周期毎に予め設定された複数個のサンプリングデータ12a〜12dを指定し、ノイズ除去処理を施すため、ノイズ除去処理を行う複数のサンプリングデータ12a〜12dを容易で確実に指定できると共に、ノイズ除去処理を効率的に行って制御データ6を決定できる。
またタイミング信号生成部9は、PWM信号20の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを所定の遅延時間Δtで遅らせてタイミング信号9aを発生するため、信頼性の高いノイズ発生のタイミング信号9aを容易に生成できる。
また、遅延時間Δtは、PWM信号20がスイッチング素子1aに到達するに要する時間を予め設定して用いるため、ノイズ発生のタイミングを正確に予測してタイミング信号9aを発生することができる。
また、遅延時間Δtは、PWM信号20がスイッチング素子1aに到達するに要する時間を予め設定して用いるため、ノイズ発生のタイミングを正確に予測してタイミング信号9aを発生することができる。
実施の形態2.
次に、この発明の実施の形態2について説明する。
図5は、この発明の実施の形態2によるPWM制御装置としてのPWM制御回路10aおよび主回路1の構成を示す図である。図中、上記実施の形態1と同様の構成については同符号を付している。
図5(a)に示すように、電力変換装置の主回路1は、スイッチング素子1aおよびスイッチング素子1aを駆動するゲートドライバ1bを備え、PWM制御回路10aからのPWM信号20によりスイッチング素子1aがON/OFF制御されて電力変換動作を行う。なお、この実施の形態では、PWM制御回路10aに入力される目標値22aの信号は、フィードバック信号(アナログ)21と異なりディジタル信号である。
PWM制御回路10aは、主回路1からの電流、電圧等の検出値によるフィードバック信号21と外部から与えられる目標値22aとに基づいて、スイッチング素子1aを制御するPWM信号20を生成する。
次に、この発明の実施の形態2について説明する。
図5は、この発明の実施の形態2によるPWM制御装置としてのPWM制御回路10aおよび主回路1の構成を示す図である。図中、上記実施の形態1と同様の構成については同符号を付している。
図5(a)に示すように、電力変換装置の主回路1は、スイッチング素子1aおよびスイッチング素子1aを駆動するゲートドライバ1bを備え、PWM制御回路10aからのPWM信号20によりスイッチング素子1aがON/OFF制御されて電力変換動作を行う。なお、この実施の形態では、PWM制御回路10aに入力される目標値22aの信号は、フィードバック信号(アナログ)21と異なりディジタル信号である。
PWM制御回路10aは、主回路1からの電流、電圧等の検出値によるフィードバック信号21と外部から与えられる目標値22aとに基づいて、スイッチング素子1aを制御するPWM信号20を生成する。
図5(b)に示すように、PWM制御回路10aは、フィードバック信号21の高周波ノイズを除去するローパスフィルタ(LPF)29と、ローパスフィルタ29を介して出力されたフィードバック信号21をA/D変換するA/D変換器24と、目標値22aに基づいて後述するノイズ除去処理を行い目標値データ25aを決定するノイズ除去部25と、A/D変換されたフィードバック信号(ディジタル)24aと目標値データ25aとを入力して制御信号23aを演算する制御演算部23と、制御信号23aに基づいて制御データ26aを決定するデータ決定部26と、制御データ26aとキャリア波としての三角波8aとを比較してPWM信号20を生成する比較器7と、三角波発生器8と、ノイズ発生のタイミング信号9aを生成するタイミング信号生成部9とを備える。
比較器7、三角波発生器8およびタイミング信号生成部9は、上記実施の形態1と同様の構成で同様に動作する。
比較器7、三角波発生器8およびタイミング信号生成部9は、上記実施の形態1と同様の構成で同様に動作する。
図6は、PWM制御回路10aのノイズ除去部25の動作を説明する波形図である。
以下、PWM制御回路10a内の各部の詳細説明および動作を説明する。
タイミング信号生成部9は、上記実施の形態1と同様に、遅延時間Δtを予め設定して保持し、比較器7から出力されるPWM信号20の立ち上がりと立ち下がりのタイミングを検出し、検出されたタイミングから遅延時間Δt、遅延させてノイズ発生のタイミング信号9aを生成する。
PWM制御回路10aに入力されたフィードバック信号21は、ローパスフィルタ29により高周波ノイズが除去された後、A/D変換器24でA/D変換される。
また、PWM制御回路10aに入力される目標値22aは、予め定めた周波数の「L(0)」と「H(1)」との2進データで構成され、ノイズ除去部25に入力される。
以下、PWM制御回路10a内の各部の詳細説明および動作を説明する。
タイミング信号生成部9は、上記実施の形態1と同様に、遅延時間Δtを予め設定して保持し、比較器7から出力されるPWM信号20の立ち上がりと立ち下がりのタイミングを検出し、検出されたタイミングから遅延時間Δt、遅延させてノイズ発生のタイミング信号9aを生成する。
PWM制御回路10aに入力されたフィードバック信号21は、ローパスフィルタ29により高周波ノイズが除去された後、A/D変換器24でA/D変換される。
また、PWM制御回路10aに入力される目標値22aは、予め定めた周波数の「L(0)」と「H(1)」との2進データで構成され、ノイズ除去部25に入力される。
ノイズ除去部25では、図6に示すように、目標値22aを、サンプリング取込信号27により、目標値22aの周波数よりも高い周波数でサンプリングして、この場合、4倍のサンプリングデータを得る。そして、タイミング信号生成部9からのタイミング信号9aとタイミングが重なるサンプリングデータ(サンプリング取込信号27a、27bに対応するサンプリングデータ)を除いて、残りのサンプリングデータを取り込む。除去されるサンプリングデータは、ノイズ28の発生確率の高いタイミングのデータである。このノイズ除去処理では、各サンプリングデータを取り込む際、タイミング信号9aが報知された場合に、そのサンプリングデータの取り込みを行わない事により除去する。
そして、取り込まれたサンプリングデータに基づいて、多数決判定により目標値データ25aの「L(0)」/「H(1)」を決定する。
例えば、図6の初めの4個のサンプリングデータでは、2個目が除去され残りの3個の「H(1)」であるサンプリングデータを取り込んで目標値データ25aの「H(1)」を決定する。
そして、取り込まれたサンプリングデータに基づいて、多数決判定により目標値データ25aの「L(0)」/「H(1)」を決定する。
例えば、図6の初めの4個のサンプリングデータでは、2個目が除去され残りの3個の「H(1)」であるサンプリングデータを取り込んで目標値データ25aの「H(1)」を決定する。
制御演算部23では、ローパスフィルタ29およびA/D変換器24を介して出力されたフィードバック信号(ディジタル)24aと目標値データ25aとの誤差を演算し、PI制御等の制御方法を用いて、誤差が小さくなるように、即ち、フィードバック信号(ディジタル)24aを目標値データ25aに近づけるように制御演算を行い制御信号23aを出力する。
そして、データ決定部26は、制御演算部23から出力された制御信号23aを、予め定めたタイミングでサンプリングして制御データ26aを決定する。決定された制御データ26aは比較器7に入力され、三角波発生器8で生成される三角波8aと比較されPWM信号20が生成される。
そして、データ決定部26は、制御演算部23から出力された制御信号23aを、予め定めたタイミングでサンプリングして制御データ26aを決定する。決定された制御データ26aは比較器7に入力され、三角波発生器8で生成される三角波8aと比較されPWM信号20が生成される。
この実施の形態においても、遅延時間Δtを予め設定して保持し、比較器7から出力されるPWM信号20に基づいて、ノイズ発生のタイミング信号9aを生成する。そして、ノイズ除去部25において、ディジタル信号から成る目標値22aをその周波数よりも高い周波数でサンプリングした複数のサンプリングデータに対し、タイミング信号9aとタイミングが重なるサンプリングデータを除くノイズ除去処理を施して目標値データ25aを決定する。これにより、スイッチングノイズの影響が低減された正確な目標値データ25aが得られる。そして、ローパスフィルタ29にて高周波ノイズが低減されたフィードバック信号(ディジタル)24aと目標値データ25aとを用いて制御演算部23にて制御演算する。このためスイッチングノイズによる影響を低減して、正確な制御信号23aを演算できる。これにより、高精度で信頼性の高いPWM制御が実現でき、主回路1の電力変換動作の信頼性も向上する。
なお、目標値22aがパラレル信号である場合は、そのパラレル信号の本数分のノイズ除去部25を設ければ良い。
また、上記実施の形態では、PWM制御回路10a内にローパスフィルタ29を備えてフィードバック信号21の高周波ノイズを低減したが、ノイズ低減処理がされたフィードバック信号をPWM制御回路10aに入力しても良く、その場合、PWM制御回路10a内のローパスフィルタ29は不要である。
なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
1 主回路、1a スイッチング素子、3 制御演算部、3a 制御信号、
4 A/D変換器、5 ノイズ除去部、6 制御データ、7 比較器、8a 三角波、
9 タイミング信号生成部、9a タイミング信号、10,10a PWM制御回路、
12a〜12d サンプリングデータ、12b 除去データ(サンプリングデータ)、
20 PWM信号、21 フィードバック信号、22 目標値(アナログ)、
22a 目標値(ディジタル)、23 制御演算部、23a 制御信号、
24 A/D変換器、25 ノイズ除去部、26a 制御データ、
27 サンプリング取込信号、29 ローパスフィルタ、T データ取込期間、
Δt 遅延時間。
4 A/D変換器、5 ノイズ除去部、6 制御データ、7 比較器、8a 三角波、
9 タイミング信号生成部、9a タイミング信号、10,10a PWM制御回路、
12a〜12d サンプリングデータ、12b 除去データ(サンプリングデータ)、
20 PWM信号、21 フィードバック信号、22 目標値(アナログ)、
22a 目標値(ディジタル)、23 制御演算部、23a 制御信号、
24 A/D変換器、25 ノイズ除去部、26a 制御データ、
27 サンプリング取込信号、29 ローパスフィルタ、T データ取込期間、
Δt 遅延時間。
Claims (7)
- 主回路内のスイッチング素子を制御するPWM信号を生成するPWM制御装置において、
上記主回路からのフィードバック信号と目標値とを入力して、上記フィードバック信号を上記目標値に近づけるように制御信号を演算する制御演算部と、
アナログ信号である上記制御信号をディジタル信号にA/D変換するA/D変換器と、
生成される上記PWM信号のパルスに基づいて、ノイズ発生のタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、
上記A/D変換器の出力から得た複数のサンプリングデータに対し、上記タイミング信号とタイミングが重なるサンプリングデータを除くノイズ除去処理を施して制御データを決定するノイズ除去部と、
上記制御データとキャリア波との比較により上記PWM信号を生成する比較器とを備えたことを特徴とするPWM制御装置。 - 上記A/D変換器は、上記キャリア波の周波数より高い整数倍の周波数でA/D変換することを特徴とする請求項1に記載のPWM制御装置。
- 上記ノイズ除去部は、ディジタル信号に変換された上記制御信号のデータの内、上記キャリア波の周期毎に予め設定された複数個を、上記複数のサンプリングデータとしてノイズ除去処理を施すことを特徴とする請求項2に記載のPWM制御装置。
- 主回路内のスイッチング素子を制御するPWM信号を生成するPWM制御装置において、
上記主回路からのアナログ信号であるフィードバック信号をディジタル信号に変換するA/D変換器と、
生成される上記PWM信号のパルスに基づいて、ノイズ発生のタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、
ディジタル信号から成る目標値をその周波数よりも高い周波数でサンプリングした複数のサンプリングデータに対し、上記タイミング信号とタイミングが重なるサンプリングデータを除くノイズ除去処理を施して目標値データを決定するノイズ除去部と、
A/D変換された上記フィードバック信号と上記目標値データとを入力して、上記フィードバック信号を上記目標値データに近づけるように制御信号を演算する制御演算部と、
上記制御信号に基づく制御データとキャリア波との比較により上記PWM信号を生成する比較器とを備えたことを特徴とするPWM制御装置。 - 上記フィードバック信号はローパスフィルタを経た後、上記A/D変換器にてA/D変換されることを特徴とする請求項4に記載のPWM制御装置。
- 上記タイミング信号生成部は、上記比較器で生成される上記PWM信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを所定の遅延時間で遅らせて上記タイミング信号を発生することを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか1項に記載のPWM制御装置。
- 上記PWM信号が上記スイッチング素子に到達するに要する時間を予め設定して、上記所定の遅延時間とすることを特徴とする請求項6に記載のPWM制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019054631A (ja) * | 2017-09-14 | 2019-04-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2001275364A (ja) * | 2000-03-27 | 2001-10-05 | Meidensha Corp | 半導体電力変換装置 |
JP2004228860A (ja) * | 2003-01-22 | 2004-08-12 | Denso Corp | 半導体集積回路装置 |
-
2013
- 2013-04-18 JP JP2013087443A patent/JP2014212616A/ja active Pending
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