JPWO2009060806A1 - 電力変換回路制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチとトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置において、出力電圧が基準電圧に近づくように、かつトランスの一次電流の変化を抑えるように前記スイッチの切換えタイミングを生成する。【解決手段】１つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路２３とトランス２１とを備えた電流共振型の電力変換回路２に適用される制御装置１において、制御装置１は、電力変換回路２の出力値（電圧または／および電流）を検出する出力検出部１１と、トランス２１の一次電流を検出する一次電流検出部１２と、各スイッチの切換えタイミングを生成するタイミング生成部１３とを備え、タイミング生成部１３が、出力値と一次電流とに基づいて各スイッチの切換えタイミングを生成する。【選択図】 図２

Description

本発明は、スイッチとトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置に関し、具体的には、出力電圧が基準電圧に近づくように、かつトランスの一次電流の変化を抑えるように前記スイッチの切換えタイミングを生成できる制御装置に関する。

従来、典型的な直流出力の電力変換回路は、出力電圧の制御を半導体スイッチのスイッチング周波数制御により行うものが知られている（特許文献１，特許文献２等参照）。

たとえば、図８（Ａ）に示す電力変換回路９は、トランス９１と、トランス９１の一次側に設けられたスイッチ回路９３と、トランス９１の一次巻線９１１に直列に設けられた共振回路９２と、トランス９１の二次側に設けられた整流回路９４と、整流回路９４の負荷側に設けたキャパシタ９５とを備えている。

スイッチ回路９３はブリッジから構成されている。また、共振回路９２は、インダクタ９２１とキャパシタ９２２とからなる。スイッチ回路９３のスイッチ動作と共振回路９２の共振動作とが協調することで、電源９８の直流電力は交流電力に変換されて一次巻線９１１に与えられる。一次巻線９１１から二次巻線９１２に伝えられた交流電力は、整流回路９４および平滑用のキャパシタ９５を介して負荷９８与えられる。

一方、図８（Ｂ）にも示すように、制御装置８は、電力変換回路９の出力電圧Ｅ_Oを取得しており、これを基準電圧Ｅ_REFと比較し、その偏差がゼロとなるように、周波数変調した駆動信号をスイッチ回路９３に送出する。
特開２００３−０２３７７５ 特開２００７−０２０２６２

この制御手法では、出力電圧Ｅ_Oを検出してスイッチング周波数を制御している。このため、入力電流の大きさに基づく制御はなされない。したがって、電流値が適切な値から外れてしまう（たとえば、低格値から大きく外れてしまう）という問題がある。

この問題を解消するために、出力電圧Ｅ_Oに加えて出力電流Ｉ_Oをも検出して、出力電流Ｉ_Oの変化を抑えるように制御することも考えられるが、キャパシタ９５があるために出力電流Ｉ_Oの変化を正確に検出できないという問題が新たに生じる。

本発明の目的は、トランスの一次電流の変化を抑えるように前記スイッチの切換えタイミングを生成できる電力変換回路の制御装置を提供する。

通常の電源回路（電力変換回路）では、負荷からの要求に応じて電源から電力の供給を受ける。このため、入力電流を検出するといった着想はありえない。また、ＣＰＵ等の電子回路の電源回路では、電源から供給される電流を、負荷にむやみに供給する場合には、電源側の電圧が変動に、周辺回路（通常の機能回路の他、電源回路をも含む）に悪影響を及ぼすことがある。
本発明者は、一次電流のピーク値と出力とを検出し、これに基づき電源からの電流供給を調整することで、電源変動による周辺回路への影響を解消できるし、ＣＰＵ等の電子回路の安定した動作が可能となるとの知見のもと、本発明をなすに至った。

本発明の電力変換回路の制御装置は、（１）から（４）を要旨とする。
（１） １つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置において、
前記電力変換回路の出力（電圧または／および電流）を検出する出力検出部と、
前記トランスの一次電流（前記１つまたは複数のスイッチを流れる電流）を検出する一次電流検出部と、
前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミング（Ｔ_ONおよび／またはＴ_OFF）を生成するタイミング生成部と、
を備え、
前記タイミング生成部は、前記出力と前記一次電流とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

（２） 前記前記タイミング生成部は、前記一次電流のピーク値を検出し、前記出力値と前記ピーク値とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路の制御装置。

（３） 前記出力値が出力電圧ｅ_Oである電力変換回路の制御装置であって、
前記タイミング生成部は、
前記出力電圧の検出値（平均値または実効値）Ｅ_Oと基準値Ｅ_REFとの差（Ｅ_O−Ｅ_REF）に係数Ａ（＜０）を乗算し、この乗算値Ａ（Ｅ_O−Ｅ_REF）に電圧バイアス値Ｅ_Bを加算することで値ε（＝Ａ（Ｅ_O−Ｅ_REF）＋Ｅ_B）を演算し、当該値εに周波数補償処理（フィルタ処理）を施し、この処理後の値ε_Fと前記ピーク値ｉ_1PEAKの電圧変換値との差分Ｄ_Bを演算して当該差分Ｄ_Bに基づき前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングＴ_CHNGを生成する、
ことを特徴とする（１）または（２）に記載の電力変換回路の制御装置。

（４） 前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする（１）から（３）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

（５） 前記出力検出部、前記一次電流ピーク値検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
ことを特徴とする（１）から（４）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

負荷の増減に対応できることはもちろん、トランスの一次電流の変化を抑えるようにスイッチの切換えタイミングを生成できる。これにより、電源電流が安定するし、一次電流のピーク値を抑制できるのでスイッチ回路（スイッチ素子）の保護が可能となる。

本発明の制御装置の基本実施形態を示す説明図（電力変換回路と制御装置を示す回路図）である。 図１の制御装置を示すブロッ図である。 （Ａ）は出力電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換した様子を示す図、（Ｂ）は一次電流をサンプリングしてＡ／Ｄ変換した様子を示す図、（Ｃ）はサンプリング周期を示す図である。 （Ａ）〜（Ｆ）は、タイミング発生器が、２つのスイッチのオンタイミングを、基準タイミングに基づいて生成する場合のタイミング図である。 図１の電力変換回路を具体的に示した本発明の実施形態を示す図である。 （Ａ）〜（Ｄ）は、図５に示した制御装置の動作を説明するためのタイミング図である。 複数の電力変換回路を並列動作させる接続例を示す説明図である。 従来の制御技術を示す説明図である。

符号の説明

１ 制御装置
２ 電力変換回路
１１ 出力電圧検出部
１２ 一次電流検出部
１３ タイミング生成部
２１ トランス
２２ 共振回路
２３ スイッチ回路
２１１ 一次巻き線
２１２ 二次巻き線
２２１ インダクタ
２２２ キャパシタ
１１ 出力電圧検出部
１２ 一次電流検出部
１３ タイミング生成部
１３１ 電圧データバッファ
１３２ 平均電圧算出器
１３３ 偏差算出器
１３４ フィルタ
１３５ 電流データバッファ
１３６ ピーク値検出器
１３７ ディジタル差分器
１３８ タイミング発生器

本発明の制御装置の基本実施形態を図１に示す。図１において、電力変換回路２は制御装置１により制御される。電力変換回路２は、トランス２１を備えており、トランス２１の一次側には、スイッチ回路２３と、トランス２１とスイッチ回路２３との間に一次巻線に直列に接続された共振回路２２とが設けられている。また、トランス２１の二次側には、整流回路２４と、整流回路２４の出力端子に並列接続された平滑キャパシタが設けられている。共振回路２２は、トランス２１の一次巻き線２１１に直列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２とからなる。インダクタ２２１の一部または全部を浮遊インダクタンスとでき、キャパシタ２２２の一部または全部を浮遊キャパシタンスとできる。

制御装置１は、図２に示すように、出力電圧検出部（本発明の出力検出部）１１と、一次電流検出部１２と、タイミング生成部１３とを備えている。また、タイミング生成部１３は、出力電圧検出部１１からのディジタル信号、および一次電流検出部１２からのディジタル信号に基づき、以下のディジタル処理を行う。

出力電圧検出部１１は、出力電圧の瞬時値ｅ_Oをサンプリング周期ｎ（図３（Ｃ）参照）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する（図３（Ａ）参照）。一次電流検出部１２は、トランス２１の一次電流の瞬時値ｉ₁をサンプリング周期ｎ（ｅ_Oのサンプリング周期と異なっていてもよいが、ここでは同一周期とする）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する（図３（Ｂ）参照）。

タイミング生成部１３は、電圧データバッファ（ＦＩＦＯ）１３１と、平均電圧算出器１３２と、偏差算出器１３３と、フィルタ（本発明の周波数補償回路）１３４と、電流データバッファ（ＦＩＦＯ）１３５と、ピーク値検出器１３６と、ディジタル差分器１３７と、タイミング発生器１３８とを備えている。

出力電圧検出部１１から取り込まれた出力電圧ｅ_Oは電圧データバッファ１３１に取り込まれ、平均電圧算出器１３２は電圧データバッファ１３１を参照して出力電圧Ｅ_Oを算出する。Ｅ_Oは出力電圧の平均値または実効値である。偏差算出器１３３は、出力電圧Ｅ_Oを入力するとともに、基準電圧値Ｅ_REFと係数Ａ（ここでは、Ａ＜０）とバイアス電圧値Ｅ_Bとを取り込み、偏差εを演算する。
ε＝Ａ（Ｅ_O−Ｅ_REF）＋Ｅ_B ・・・（１）
この偏差εは、フィルタ１３４により処理される。フィルタ処理後の値をε_Fで示す。

一方、一次電流検出部１２から取り込まれた一次電流ｉ₁は電流データバッファ１３５に取り込まれ、ピーク値検出器１３６は、電流データバッファ１３５を参照して一次電流ｉ₁のピーク値ｉ_1PEAKを検出する。たとえば、ピーク値検出器１３６は、ｉ₁（ｎ）−ｉ₁（ｎ−１）の変化が最小となったときの、ｉ₁（ｎ）をｉ_1PEAKとすることができる。ｉ_1PEAKは絶対値であり、本実施形態では、正の値である。

ディジタル差分器１３７は、値ε_Fとピーク値ｉ_1PEAKの電圧変換値との差分値Ｄ_Bを演算してタイミング発生器１３８に送出し、タイミング発生器１３８は、差分値Ｄ_Bに基づきスイッチ回路２３を構成するスイッチの切換えタイミングＴ_CHNGを生成する。タイミングＴ_CHNGは、スイッチ回路２３を構成するスイッチが複数の場合には、各スイッチについて別々に与えられるタイミングである。
スイッチ回路２３は、ハーフブリッジの場合には、２つのスイッチから構成される。この場合には、タイミング発生器１３８は、２つのスイッチ（以下、第１スイッチ，第２スイッチと言う）それぞれについて切換えタイミングを発生する。なお、後述する図４（Ｄ），（Ｅ）では、第１スイッチの切換えタイミングをＴ_CHNG1で、第２スイッチの切換えタイミングをＴ_CHNG2で示してある。

以下、図４（Ａ）〜（Ｆ）により、タイミング発生器１３８が、第１スイッチ，第２スイッチのオンタイミングＴ_ONを、基準タイミングＳ_REF1，Ｓ_REF2に基づいて生成し、オフタイミングＴ_OFFを出力電圧ｅ_O（図４（Ａ）参照）と一次電流ｉ₁のピーク値ｉ_1PEAK（図４（Ｆ）参照）とに基づいて生成する場合を説明する。
たとえば、図４（Ａ）に示すように、出力電圧Ｅ_Oが基準電圧Ｅ_REFを越えた場合には、制御回路１は、電力の供給を減少させるように、スイッチ回路２３を制御する必要がある。

このときεの値（上記（１）式参照）は、減少し、結果として差分値Ｄ_Bも減少する。したがって、スイッチのオフタイミングＴ_OFFは、直前のオフタイミングよりも早められる。たとえば、第１のスイッチのオフタイミングＴ_OFFは、基準タイミングＳ_REF1からのクロック数Ｍの増減により決定することができる。このクロック数は、Ｍ∝Ｄ_Bとして、基準タイミングＳ_REF1からＴ_OFFのタイミングを生成することもできるが、本実施形態では、基準タイミングＳ_REF1から計数せずに、２つの基準タイミングＳ_REF1の間の時刻（図４（Ｂ）に示すように、基準タイミングＳ_REF1から一定時間（Ｘ）シフトした時刻Ｔ_M）ら計数している（図４（Ｄ）参照）。第２スイッチのオフタイミングＴ_OFFも、図４（Ｃ），（Ｅ）に示すように第１スイッチのオフタイミングと同様にして生成される。
図４（Ｆ）は、一次電流ｉ₁を示している。本実施形態では、一次電流ｉ₁のピーク値ｉ_1PEAKの値が増加傾向にあるときは、差分値Ｄ_Bは、より減少するので、一次電流ｉ₁の増加も抑制される。

図５は、図１の電力変換回路２を具体的に示す回路図である。
図５において、スイッチ回路２３は、ハーフブリッジからなり、２アームを構成する２つのスイッチ（第１，第２スイッチ）をＱ₁，Ｑ₂で示してある。第１スイッチＱ₁，第２スイッチＱ₂には、それぞれスナバ回路（それぞれ、ダイオードＤ₁とキャパシタＣ₁，ダイオードＤ₂とキャパシタＣ₂からなる）が接続されている。

また、図５において、整流回路２４は、ダイオードブリッジからなり、２アームを構成する２つのダイオードを符号２４１，２４２で示してある。

図６（Ａ）に第１スイッチＱ₁に与えられる切換えタイミング_TCNHG1を示し、図６（Ｂ）に第２スイッチＱ₂に与えられる切換えタイミング_TCNHG2を示す。また、図６（Ｃ）に一次電流ｉ₁（第１スイッチＱ₁に流れる電流：ｉ_Q1、第２スイッチＱ₁に流れる電流：ｉ_Q2）、および一次電流ピーク値ｉ_1PEAKを示し、図６（Ｄ）に第１スイッチＱ₁，第２スイッチＱ₂の端子電圧Ｖ_Q1，Ｖ_Q2を示す。

第１スイッチＱ₁がオンすると、一次電流ｉ₁がスイッチＱ₁のみに流れるようになり（ｔ₁参照）、ｉ₁はピークに達する（ｔ₂参照）。このピーク値ｉ_1PEAKは、前述したように、タイミング生成部１３により検出される。そして、一次電流ｉ₁は減少し、スイッチＱ１に流れる電流はトランス２１の励磁電流のみとなる（ｔ₃および図６（Ｃ）のα部分参照）。次いで、タイミング生成部１３がスイッチＱ₁のオフタイミングを生成し、スイッチＱ₁はオフする（ｔ₄参照）。この後、スイッチＱ₂には、一時的に逆電圧が印加される（スナバ回路のキャパシタＣ₂を介して逆電流が流れ始める）が（ｔ₅参照）、速やかに順電圧が印加される（ｔ₆参照）。第２スイッチＱ₂は、時刻ｔ₅と時刻ｔ₅との間にオンする。以下、第２スイッチＱ₂は、上記の第１スイッチＱ₁の動作と同じ動作を行う。

時刻ｔ₃から時刻ｔ₄までの期間が短ければ、スイッチＱ₂のオンタイミングまでの時間は短くでき（負荷に供給される電力は増加する）、当該期間が長ければスイッチＱ₂のオンタイミングまでの時間を長くできる（負荷に供給される電力は減少する）。

発明では、図７に示すように、複数（図７では３つ）の電力変換装置を駆動するときに、各電圧の変動を抑制できき、各電力変換装置での電流値のバランスを保持することができる。

Claims (5)

1. １つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置において、
   前記電力変換回路の出力値を検出する出力検出部と、
   前記トランスの一次電流を検出する一次電流検出部と、
   前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するタイミング生成部と、
   を備え、
   前記タイミング生成部は、前記出力値と前記一次電流とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
   ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
2. 前記前記タイミング生成部は、前記一次電流のピーク値を検出し、前記出力値と前記ピーク値とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路の制御装置。
3. 前記出力値が出力電圧である電力変換回路の制御装置であって、
   前記タイミング生成部は、
   前記出力電圧の検出値と基準値との差に係数（＜０）を乗算し、この乗算値に電圧バイアス値を加算することで値εを演算し、当該値εに周波数補償処理を施し、この処理後の値ε_Fと前記ピーク値の電圧変換値との差分を演算して当該差分に基づき前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路の制御装置。
4. 前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。
5. 前記出力検出部、前記一次電流ピーク値検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
   全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
   一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
   ことを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

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