KR101086894B1 - 예측 제어 시스템 - Google Patents

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고쿠리츠다이가쿠호진 나가사키다이가쿠
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Abstract

제1 샘플링 수단과 제어 수단을 구비하고, 제1 샘플링 수단은, 스위치의 온ㆍ오프의 일주기 중에, 복수 회 이상, 전력 변환 회로 내의 스위치를 흐르는 전류를 제1 샘플링 실측값으로서 구하고, 제어 수단은 샘플링 시각에서 제1 샘플링 실측값 또는 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이, 소정 임계값을 하방 또는 상방으로 초과하는 지의 여부의 비교ㆍ판단을 행하고, 소정 임계값을 초과하지 않는 경우에는, 다음의 샘플링 시각에서의 제1 샘플링 값의 전부 또는 일부를 예측하고, [1] 제1 샘플링 예측값이 임계값을 초과하지 않을 때는 스위치의 동작 상태를 유지하고, [2] 제1 샘플링 예측값이 임계값을 초과할 때는 스위치의 동작 상태를 변경하도록 시각을 계산하고 당해 시각에 스위치의 동작 상태를 변경한다.
예측, 제어, 스위치, 변환, 전력

Description

예측 제어 시스템{PREDICTION CONTROL SYSTEM}
본 발명은 스위치를 온ㆍ오프 함으로써, 입력측의 전력을 출력측으로 이송하는 전력 변환용의 예측 제어 시스템에 관한 것으로, 온 기간 중에 복수 회, 특히 샘플링마다 스위치의 온ㆍ오프 상태의 변경의 판단이나 당해 변경의 시각의 예측을 행함으로써 고속의 제어가 가능한 전력 변환용의 예측 제어 시스템에 관한 것이다.
종래, 전력용 반도체 스위치 소자의 제어에 있어서는, 제어 지연을 해소하여 턴 오프(또는 턴 온) 시에 생기는 전압 변동을 확실히 억제하기 위하여, 전력용 반도체 스위치 소자의 동작 상태를 나타내는 동작 상태 데이터를 시계열(時系列) 데이터로서 순차적으로 기억하는 기술이 알려져 있다(특허 문헌 1 참조).
이 기술에서는, 턴 오프(또는 턴 온) 시의 전력용 반도체 스위치 소자의 동작 상태를 나타내는 동작 상태 데이터를 시계열 데이터로서 순차적으로 기억한다. 그리고, 이 동작 상태 데이터에 의거하여 다음의 턴 오프(또는 턴 온) 시의 전력용 반도체 스위치 소자의 동작 상태를 예측하고, 이 예측 결과에 의거하여 오버 슈트(또는 언더 슈트) 등의 변동이 저감하도록 다음의 턴 오프(또는 턴 온) 시의 전압을 설정한다.
또한, 예를 들어, DC/DC 변환기에서 고속 제어(응답성이 높은 제어)를 행하 기 위하여, 전류 제어용의 스위치의 오프 시각을 추측하는 것이 행해진다. 예를 들어, 온 기간 중에 스위치 전류의 샘플링을 2회 행하고, 전류의 증가율을 검출하고, 당해 스위치 전류가 소정 임계값(부하에 의해 변동하는 값)에 도달하는 시각을 추측하여, 스위치를 오프하는 방법도 상정된다.
특허 문헌 1: 특개2006-42565
발명의 개시
발명이 해결하려고 하는 과제
그러나, 상기한 종래 기술이나, 상정되는 수법에서는, μV 오더의 정밀도 높은 제어나, 급격하게 전원 전압이 변화한 경우, 또는 급격하게 부하가 변화(즉, 상기 소정의 임계값이 급격하게 변화)한 경우 등에는 대응할 수 없다. 또한, 전류 값 자체의 변화율이 급격하게 변화하도록 한 경우에도 대응할 수 없다는 과제가 있다.
과제를 해결하기 위한 수단
본 발명의 예측 제어 시스템은 (1) 내지 (8)을 요지로 한다.
(1) 스위치를 온ㆍ오프 함으로써 입력측의 전력을 출력측으로 이송하는 전력 변환 회로용의 예측 제어 시스템으로서, 제1 샘플링 수단과 제어 수단을 구비하고,
상기 제1 샘플링 수단은 상기 스위치의 온ㆍ오프의 일주기 중에, 복수 회(일정 간격으로 N회(N은 2이상의 정수이며, 예를 들어, N = 8, 16, 32 등)) 이상, 상기 전력 변환 회로 내의
(a) 상기 스위치를 흐르는 전류,
(b) 상기 스위치 이외의 소자를 흐르는 전류,
(c) 상기 스위치에 나타나는 단자 전압,
(d) 상기 스위치 이외의 소자에 나타내는 단자 전압
중에서 1개 또는 복수를 제1 샘플링 실측값으로서 구하고,
상기 제어 수단은,
샘플링 시각에서 상기 제1 샘플링 실측값 또는 상기 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이 소정 임계값(제1 샘플링 실측값 또는 상기 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이 감소하는 측으로 설정된 임계값 또는 증가하는 측으로 설정된 임계값)을 하방 또는 상방으로 초과하는 지의 여부의 비교 및 판단을 행하고, 당해 소정 임계값을 초과하지 않는 경우에는 다음의 샘플링 시각에서의 제1 샘플링 값의 전부 또는 일부를 예측하고,
[1] 당해 제1 샘플링 예측값이 상기 임계값을 초과하지 않을 때에는 상기 스위치의 동작 상태를 유지하고,
[2] 당해 제1 샘플링 예측값이 상기 임계값을 초과할 때에는 상기 스위치의 동작 상태를 변경해야 할 시각을 계산하고 당해 시각에 상기 스위치의 동작 상태를 변경하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 회로용의 예측 제어 시스템.
(2) 상기 전력 변환 회로가 DC/DC 컨버터이며, 상기 제1 샘플링 실측값이 온ㆍ오프 스위치를 흐르는 전류의 실측값인 것을 특징으로 하는 (1)에 기재된 예측 제어 시스템.
(3) 상기 제어 수단은 상기 제1 샘플링 예측값을 적어도 전후 2회의 제1 샘플링 실측값에 의거한 직선 근사 또는 곡선 근사에 의해 구하는 것을 특징으로 하는 (1) 또는 (2)에 기재된 예측 제어 시스템.
(4) 상기 제1 샘플링 수단은 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로, 상기 제1 샘플링 실측값을 샘플링하고,
상기 제어 수단은 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로 제1 샘플링 예측값을 구하고, 상기 각 M 비트만으로 당해 제1 샘플링 예측값이 소정 임계값을 초과하는 지의 여부를 판단하는 것을 특징으로 하는 (1) 내지 (3)의 어느 하나에 기재된 예측 제어 시스템.
상위 비트가 변화할 가능성이 있을 경우에는, 제1 샘플링 수단은 풀레인지(full range)로 샘플링할 수 있는 기억 장치(레지스터 등)를 구비하는 것이 바람직하다.
또한, 상위 비트가 변화하지 않은 것을 알고 있는 경우(또는 상위 비트가 변화할 가능성이 낮은 경우나 극히 낮은 경우)에는, 제1 샘플링 수단은 풀레인지로 샘플링할 수 있는 기억 장치를 구비할 필요는 없다. 예를 들어, 풀레인지가 N 비트인 경우에서, N 비트 중 하위의 m 비트에 대해서만 실제의 기억 장치가 준비되어 있을 때는, 상위의 (N-m) 비트에 대해서는 실제의 기억 장치는 존재하지 않아도, (N-m) 비트에 대해 가상의 기억 장치가 설치되어 있는 것으로 생각할 수 있다.
(5) 상기 제어 수단은 상기 하위의 M 비트의 샘플링 예측값의 하위 M 비트가 00…0일 때, 또는 11…1일 때에는 하위 (M+1) 비트로 확장하여 다시 한번 샘플링 예측값을 구하는 것을 특징으로 하는 (4)에 기재된 예측 제어 시스템.
(6) 적어도 1개의 다른 샘플링 수단을 구비하고, 당해 제2 샘플링 수단은 상기 온ㆍ오프의 1주기 중에, 복수 회(예를 들어, 일정 간격으로 8회 이상, 16회 이상, 32회 이상) 상기 적어도 1개의 다른 샘플링 수단에 의한 각 샘플링 실측값을 상기 임계값으로서 구하는 것을 특징으로 하는 (1) 내지 (5)의 어느 하나에 기재된 예측 제어 시스템.
(7) 상기 전력 변환 회로가 DC/DC 컨버터이고, 상기 다른 샘플링 수단에 의한 샘플링 실측값이 상기 커패시터 양단에 나타나는 전압의 실측값인 것을 특징으로 하는 (6)에 기재된 전력 변환 회로용의 예측 제어 시스템.
(8) 상기 적어도 1개의 다른 샘플링 수단은 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로, 각 샘플링 실측값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 (6) 또는 (7)에 기재된 예측 제어 시스템.
발명의 효과
본 발명의 예측 제어 시스템에 의하면, μV 오더의 정밀도 높은 제어가 가능하고, 또한 전원 전압이나 부하가 급변하는 경우에도 신속하게 대응할 수 있다. 전형적으로, 부하가 급변하고, 전류값의 변화율이 급준한 경우에, 최적의 타이밍에서 오프나 온 제어가 가능한 예측 제어 시스템을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 전력 변환용의 예측 제어 시스템의 일실시예를 나타내는 설명도이다.
도 2는 도 1의 예측 제어 시스템을 구성하는 샘플링 회로를 나타내는 도면이 다.
도 3의 (a) ~ (h)는 도 1의 예측 제어 시스템의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 4는 도 3의 (c), 및 도 3의 (f)의 확대도이다.
도 5는 본 발명의 예측 제어 시스템에서 사용하는 디지털 비교 회로를 나타내는 도면이다.
도 6의 (A)는 본 발명에 적용되는 에너지 축적형의 승압형 전력 변환 회로를 나타내는 도면, (B)는 본 발명에 적용되는 에너지 축적형의 승압형 전력 변환 회로를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명에 적용되는 인버터 정류형 회로를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명에 적용되는 포워드형 회로를 나타내는 도면이다.
*부호의 설명*
1;예측 제어 시스템 2;전력 변환 회로
11;샘플링 회로 12;제어 회로
21;스위치 22;플라이휠 다이오드
23;리액터 31;전원
32;부하 24;커패시터
111;전압 검출용 스위치 회로 112, 114;AD 변환 회로
113;전류 검출용 스위치 회로 121;디지털 비교 수단
122;스위치 오프 판단 수단 123;예측 연산 수단
124;구동 신호 발생 수단
발명을 실시하기 위한 최량의 형태
μV 오더의 정밀도 높은 제어가 가능하며, 또한 전원 전압이나 부하가 급격하게 변화하는 경우(전형적으로는, 부하가 급변하고, 전류값의 변화율이 급준한 경우)에도 신속하게 대응할 수 있는 전력 변환용의 예측 제어 시스템을,
상기 제어 수단이,
샘플링 시각에서 상기 제1 샘플링 실측값 또는 상기 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이 소정 임계값(제1 샘플링 실측값 또는 상기 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이 감소하는 측으로 설정된 임계값 또는 증가하는 측으로 설정된 임계값)을 하방 또는 상방으로 초과하는 지의 여부의 비교 및 판단을 행하고, 당해 소정 임계값을 초과하지 않는 경우에는, 다음의 샘플링 시각에서의 제1 샘플링 값의 전부 또는 일부를 예측하고,
[1] 당해 제1 샘플링 예측값이 상기 임계값을 초과하지 않을 때는 상기 스위치의 동작 상태를 유지하고,
[2] 당해 제1 샘플링 예측값이 상기 임계값을 초과할 때에는 상기 스위치의 동작 상태를 변경해야 할 시각을 계산하고 당해 시각에 상기 스위치의 동작 상태를 변경함으로써 실현한다.
또한, 검출 및 제어시에 전체 N 비트 중 상위의 비트를 가상 비트로 하고, 하위의 비트만의 검출 처리를 행함으로써 고속 및 정밀도 높은 검출 및 제어를, 다른 샘플링 수단이 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로, 각 샘플링 실측값을 샘플링함으로써 실현한다.
실시예1
이하, 본 발명의 실시예를 설명한다.
도 1은 본 발명의 예측 제어 시스템을, 전형적인 에너지 축적형의 강압형 전력 변환 회로에 적용할 경우의 일실시예를 나타내는 설명도이다. 도 1에서, 예측 제어 시스템(1)은 전력 변환 회로(2) 내의 스위치(21)를 온ㆍ오프함으로써 입력측의 전력(P)을 출력측으로 이송하고(출력측 전력을 Po로 나타냄), 제1 샘플링 회로(본 발명에서의 제1 샘플링 수단)(11)와 제어 회로(본 발명에서의 제어 수단)(12)를 구비한다(예측 제어 시스템(1)의 상세에 대해서는, 도 2에서 설명한다).
도 1에서, 전력 변환 회로(2)는 전원(31) 측의 온ㆍ오프 스위치(도 1에서는 트랜지스터)(21)와, 스위치(21)에 직렬 접속된 전류 검출용 저항(211)과, 부하(32) 측의 리액터(23)와, 전류 검출용 저항(211)과 리액터(23)와의 접속점(A)과 그라운드(G)와의 사이에 접속된 플라이휠 다이오드(22)와, 리액터(23)의 출력 단자와 그라운드(G)와의 사이에 접속된 커패시터(24)로 이루어진다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 예측 제어 시스템(1)은 샘플링 회로(11)와, 제어 회로(본 발명에서의 제어 수단)(12)를 구비하고, 전력 변환 회로(2)의 출력 전압(EOUT) 및 스위치(21)를 흐르는 전류(iTr)를 저항(211)의 전압 강하로서 검출한다.
도 2에서, 샘플링 회로(11)는 전류 검출용 스위치 회로(111)와, 그 출력값을 아날로그 디지털 변환하는 AD 변환 회로(112)에 의해 스위치(21)를 흐르는 전류(iTr)의 샘플링을 행하고, 전압 검출용 스위치 회로(113)와 그 출력값을 아날로그 디지털 변환하는 AD 변환 회로(114)에 의해 전력 변환 회로(2)의 출력 전압(EOUT)의 샘플링을 행한다(예측 제어 시스템(1)의 상세에 대해서는 도 2에서 설명한다).
전류 검출용 스위치 회로(111) 및 전압 검출용 스위치 회로(113)는 다른 주파수의 클록으로 동작하여도 되지만, 본 실시예에서는 공통의 클록(CLCK2)으로 동작한다. 클록(CLCK2)의 주파수는 스위치(21)의 온ㆍ오프를 행하는 클록(CLCK1)의 주파수의 16배로 하고 있다.
또한, 도 2에서, 제어 회로(12)는 디지털 비교 수단(121)과 스위치 오프 판단 수단(122), 예측 연산 수단(123), 및 구동 신호 발생 수단(124)을 구비한다. 디지털 비교 수단(121)은 AD 변환 회로(112)로부터의 디지털 전류값(ik)을 전압값으로 환산한 값(ikr)과, AD 변환 회로(114)로부터의 디지털 전압값(ek)에 대응하는 값(임계값(eo))을 수치 비교한다. 여기서, k는 샘플링 일주기 내에서 몇 번째의 샘플링인지를 나타내는 첨자이다. 예를 들어, 디지털 비교 수단(121)은 디지털 전류값(ik)을 전압값으로 환산한 값(ikr)과 디지털 전압값(ek)에 옵셋을 더한 값을 비교할 수 있다. 또한, 본 실시예에서는, 설명의 간편을 위해, 옵셋을 제로로 한다.
예측 제어 수단(123)은 변화율 기억부(1231)와 변화율 보정부(1232)를 포함한다. 변화율 기억부(1231)는 전류(iTr)의 변화율(즉, 전류값(ik)의 변화율)을 기억할 수 있으며, 변화율 보정부(1232)는 상기 변화율이 변동했을 때에 당해 변화율을 축차적으로 변경할 수 있다.
구동 신호 발생 수단(124)은, 도 1에 나타낸 바와 같이, 스위치(21)의 제어 단자로 송출하는 신호(D)를 발생한다.
도 3의 타이밍 차트를 참조하면서, 도 1 및 도 2에 나타낸 예측 제어 시스템(1)의 동작을 설명한다.
스위치(21)의 온ㆍ오프의 주기의 개시시에, 구동 신호 발생 수단(124)이 전력 변환 회로(2) 내의 스위치(21)를 온 상태로 한다.
도 3(a)는 일주기(T)를 만들어 내는 펄스를 나타내고, 도 3(b)는 구동 신호 발생 수단(124)이 발생하는 스위치(21)의 신호(D)를 나타내며, 소정 레벨의 신호로 스위치(21)를 온 구동한다. 상술한 바와 같이, 전력 변환 회로(2)의 출력(EOUT)(도 3(d) 참조)은 클록(CLCK2)(도 3(c) 참조)으로 샘플링되고(도 3(e)참조), 스위치(21)를 흐르는 전류(iTr)도 클록(CLCK2)으로 샘플링된다(도 3(f) 참조).
도 3(f)에서는, 전력 변환 회로(2)의 출력(Eo)에 대응하는 임계값을 eo으로 나타내고, 전류(iTr)ㆍr와 eo가 비교된다.
도 3(g)에 리액터(23)의 전류(iL)를 나타내고, 도 3(h)에 전원(31)의 출력 전 압(EIN)을 나타낸다.
디지털 비교 수단(121)은, 도 4(도 3(c), 및 도3(f)의 확대도)에 나타낸 바와 같이, 샘플링 시각(t1, t2,…, t15, t16)에서 샘플링 회로(11)에 의해 검출된 샘플링 실측값이 임계값(eo)을 초과하였는지, 초과하지 않았는지를 판단할 수 있다. 샘플링 실측값이 임계값(eo)을 초과한 때에는, 구동 신호 발생 수단(124)은 스위치(21)로 송출하고 있는 신호(D)를 제로 레벨로 세트하여, 스위치(21)를 오프한다.
샘플링 실측값이 임계값(eo)을 초과하지 않은 경우에는, 다음의 샘플링 시각(또는 다음의 샘플링 시각보다도 소정 시간(δt) 경과한 후)에서의 샘플링 값을 예측한다. 샘플링 수단은 샘플링 값의 예측을 샘플링 값의 변화율에 의거한 직선 근사에 의해 행할 수 있다. 샘플링 값의 예측은, 지수 함수 곡선 등의 곡선 근사에 의해 행할 수도 있다.
1회째의 샘플링 시각에서, 2회째의 샘플링에서의 샘플링 값을 예측하는(예를 들어, 변화율을 특정의 값으로 세트하여 둠) 것도 가능하다. 또한, 1회째의 샘플링에서는, 샘플링 실측값이 임계값(eo)을 초과하는 지의 여부만의 판단을 행하고, 샘플링 값의 예측은 행하지 않을 수도 있다. 이 경우에는, 2회째 이후의 샘플링시에, 전회의 샘플링 값에 대한 금회의 샘플링 값의 변화율에 의거하여, 다음의 샘플링 값의 예측을 행한다.
샘플링 예측값이 임계값(eo)을 초과하지 않을 때에는 스위치의 온 상태를 유 지하고, 샘플링 예측값이 임계값(eo)을 초과할 때에는 스위치를 오프하도록 시각을 계산하고 당해 시각에 상기 스위치를 오프한다.
샘플링 회로(11)는 N 비트 디지털 값의 하위 M 비트만으로 샘플링 값의 검출을 행하고, 제어 회로(12)는 당해 검출값에 의거하여 샘플링 값의 예측을 행할 수 있다.
도 5에서는, 샘플링한 전류값(ik)을 aNa4a3a2a1으로 나타내고, 샘플링한 전압값(ek)을 bNb4b3b2b1으로 나타낸다. 디지털 비교 수단(121)은 비교부(1211)와 판단부(1212)로 이루어지며, 판단부(1212)는 예측이 적정(들어 맞음)한지 부적정(벗어남)한지를, 비교부(1211)가 행한 비교 결과에 의거하여 판단한다(비교 결과가 소정 범위에 포함되는지의 여부에 의해 판단).
또한, 도 5에서는, 전류값(ik(aNa4a3a2a1))과 전압값(ek(bNb4b3b2b1))와의 하위 비트 (aNa4a3a2a1)와 (bNb4b3b2b1)끼리를 비교하므로, 더욱 고속의 처리를 행할 수 있다.
샘플링 회로(11)의 N 비트 디지털 값의 하위 M 비트의 범위에서 검출하도록 구성할 수 있다. 이 경우, 제어 회로(12)는 샘플링 예측값의 범위를 N 비트 디지털 값의 하위 M 비트로서 샘플링을 실측하고, 이 샘플링 실측값의 하위 M 비트가 “00…0”일 때는, 예측 범위를 확장하는 처리를 행하고, 샘플링 실측값의 하위 M 비트가 “11…1”일 때에도, 예측 범위를 확장하는 처리를 행하고, 다시 한번 상기 예측이 벗어났는지 여부의 판단을 행할 수 있다.
예를 들어, N = 8, M = 4인 경우에, 샘플링 회로(11)에 의해, 샘플링 값이 “1111 0000”~“1111 1111”인 것을 예상하여 하위의 4 비트만을 검출한 결과, “0110”이 검출되었다고 한다면, 예상이 맞았으므로, 측정 범위(측정 레인지)를 확장할 필요는 없지만, “0000”의 값이 검출되었다고 한다면, 이 경우에는, 실제 값은 “1111 0000”일지도 모르고, “1110 1111”이하의 값 일지도 알 수 없으므로, 검출 범위를 확장하여 검출하여 고치면 된다. 이 경우에는 1 비트분만큼 확장하는 것만으로(즉, 상위의 3 비트 “111”를 변경하는 것은 아님), 실제 값이 “1110 0000” ~ “11111111”의 범위에 있는 한 정확한 검출이 이루어진다.
한편, 샘플링 회로(11)에 의해, 샘플링 값이 “1110 0000” ~ “1110 1111”인 것을 예상하여 하위의 4 비트만을 검출한 결과, “0110”이 검출된 것으로 한다. 이 경우에는, 예상이 맞았으므로, 측정 범위(측정 레인지)를 확장할 필요는 없지만, “0000”의 값이 검출되었다고 한다면, 실제 값은 “1110 0000”일지도 모르고, “1101 1111”이하의 값 일지도 알 수 없다. 이 경우에는, 검출 범위를 2 비트 확장하여 검출하여 고치면, 실제 값이 “1100 0000” ~ “1111 1111”의 범위에 있는 한 정확한 검출이 이루어진다. 또한, 이 예에서, 2 비트 확장하는 이유는, “1110 0000”를 1만큼 작게 한 것만으로(이때의 값은 “1101 1111”이다), 2 비트가 변화하기 때문이다. 이상과 같이, 샘플링 회로(11)의 N 비트 디지털 값의 하위 M 비트만으로 실제의 값을 예측할 때는, 2 비트분의 확장이 필요하게 된다.
상기의 실시예에서는, 출력 전압과 스위치 전류를 각각 검출하여 스위치 전 류를 제어하는 예를 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며, 입력 전압, 출력 전압, 스위치 전류(또는 리액터 전류)의 순시 값 또는 출력 전류를 검출하고, 스위치 전류를 제어할 수 있다.
예를 들어, 스위치(21)를 흐르는 전류(iTr)의 샘플링 대신에, 리액터(23)를 흐르는 전류(iL)나 플라이휠 다이오드(22)를 흐르는 전류(iD)의 샘플링을 행하고, 이 값을 전력 변환 회로(2)의 출력의 검출값(eo)과 비교하여, 스위치(21)의 오프 타이밍을 추측하여도 된다.
상기의 본 실시예에서는, 본 발명의 예측 제어 시스템을, 에너지 축적형의 강압형 전력 변환 회로에 적용한 경우를 설명하였지만, 본 발명의 예측 제어 시스템은 도 6(A)에 나타낸 에너지 축적형의 승압형 전력 변환 회로나, 도 6(A) 및 6(B)에 나타낸 에너지 축적형의 승강압형 전력 변환 회로에 적용할 수도 있다.
도 6(A)의 전력 변환 회로(42)에서는, 전원(431)에 직렬로 리액터(423)가 접속되고, 전원(431)과 리액터(423)와의 직렬 회로에, 스위치(421)가 병렬로 접속되어 있다. 또한, 출력측에는 부하(432)와 병렬로 커패시터(424)가 접속되고, 스위치(421)와 리액터(423)와의 접속점과, 커패시터(424)와 부하(432)와의 접속점(그라운드(G)와의 반대측의 점)과의 사이에는 다이오드(422)가 순접속되어 있다. 도 6(A)에 나타낸 바와 같이, 전류 검출용 저항(r)은 스위치(421)에 직렬로 설치될 수 있고, 전력 변환 회로(42)의 출력 전압은 다이오드(422)의 후단(다이오드(422)와 커패시터(424)와 부하(432)와의 접속점)으로부터 검출할 수 있다.
도 6(B)의 전력 변환 회로(52)에서는, 전원(531)에 직렬로 트랜스포머(55)의 일차 권선(551)과 스위치(521)가 접속되어 있다. 또한, 트랜스포머(55)의 2차 권선(552)에는 다이오드(522)가 직렬로 순접속되고, 다이오드(522)의 출력 단자와 그라운드(G)와의 사이에는 커패시터(524)와 부하(532)가 병렬로 접속되어 있다. 도 6(B)에 나타낸 바와 같이, 전류 검출용 저항(r)은 스위치(521)에 직렬로 설치될 수도 있고, 전력 변환 회로(52)의 출력 전압은 다이오드(522)의 후단(다이오드(522)와 커패시터(524)와 부하(532)와의 접속점)으로부터 검출할 수 있다.
또한, 본 발명은, 도 7에 나타낸 인버터 정류형 회로에 적용할 수 있고, 도 8에 나타낸 포워드형 회로에도 적용할 수 있다.
도 7의 인버터 정류형 회로(62)에서는, 전원(631)의 한쪽 단자와, 트랜스포머(65)의 일차 권선(651)의 센터탭에 접속되고, 스위치(6211)가 전원(631)의 그라운드(G) 측의 단자와 트랜스포머(65)의 한쪽 단자와의 사이에 접속되고, 스위치(6212)가 전원(631)의 그라운드(G) 측의 단자와 일차 권선(651)의 다른 쪽의 단자와의 사이에 접속되어 있다.
트랜스포머(65)의 이차 권선(652)의 양단자에는 다이오드(6221)와 다이오드(6222)가 순접속되고, 이들 다이오드의 캐소드는 리액터(623)의 한쪽 단자에 접속되어 있다. 리액터(623)의 다른 단자는 커패시터(624)와 부하(632)와의 병렬 접속 회로에 접속되고, 이 병렬 접속 회로의 그라운드(G) 측의 단자는 트랜스포머(65)의 이차 권선(652)의 센터탭에 접속되어 있다.
도 7에 나타낸 바와 같이, 전류 검출용 저항(r)은 스위치(6211, 6212)에 직렬로 설치될 수 있다. 또한, 전류 검출용 저항(r)은 도시하지 않은 전원(631)에 직 렬로 설치될 수도 있다. 또한, 전력 변환 회로(62)의 출력 전압은 리액터(623)의 후단(리액터(623)와 커패시터(624)와 부하(632)와의 접속점)로부터 검출할 수 있다.
도 7의 인버터 정류형 회로(62)에서는, 도 1 내지 도 5에서 설명한 처리를, 예를 들어, 180 시프트하여 교호로 출력되는 파형에 대하여 행한다.
도 8의 포워드형 회로(72)에서는, 전원(731)과 스위치(721)와의 직렬 회로가 트랜스포머(75)(일차 권선(751), 이차 권선(752), 삼차 권선(753)으로 이루어짐)의 일차 권선(751)에 접속되고, 후술하는 바와 같이 트랜스포머(75)의 이차 권선(752)에는 다이오드(7222)가 순접속되어 있다. 전원(731)과 스위치(721)와의 접속점과, 트랜스포머(75)의 삼차 권선(753)의 입력 단자와의 사이에는 다이오드(7221)가 접속되어 있다. 트랜스포머(75)의 일차 권선(751)과 삼차 권선(753)과는 단락되어 있고, 이차 권선(752)과 일차 권선(751)과 삼차 권선(753)과 절연되어 있으며, 당해 권선(751, 753)과의 사이에서 전력의 수수(授受)가 행해진다.
다이오드(7222)의 캐소드 단자에는 리액터(723)의 한쪽 단자에 접속되어 있다. 리액터(723)의 다른 쪽의 단자는 커패시터(724)와 부하(732)와의 병렬 접속 회로에 접속되어 있다. 또한, 다이오드(7222)와 리액터(723)와의 접속점과 그라운드(G)와의 사이에는 플라이휠 다이오드(7223)가 접속되어 있다.
도 8에 나타낸 바와 같이, 전류 검출용 저항(r)은 스위치(721)에 직렬로 설치될 수 있다. 또한, 전력 변환 회로(72)의 출력 전압은 리액터(723)의 후단(리액터(723)와 커패시터(724)와 부하(732)와의 접속점)으로부터 검출할 수 있다.
또한, 상술한 예측 제어 시스템에서는, 복수의 전력 변환 회로(DC/DC 컨버터 등)가 병렬 운전하는 경우가 있다. 이 경우에는, 복수의 전압이나 전류의 검출값에 의거하여, 어느 소정 값을 산출하고, 소정 값을 소정 임계값과 비교하여 임계값에 도달한 경우에 스위치 상태를 변경할 수 있다. 구체적으로는, 복수의 변환기의 출력 전류 또는 출력 전압 출력 전류를 검출하여 소정의 계산(예를 들어, 평균값)을 행하고, 그것을 임계값으로 하여 각 변환기의 전류 또는 전압ㆍ전류와 비교하고 각 변환기의 스위치를 온ㆍ오프할 수 있다.
더욱이, 전류형 컨버터에는, 리액터 전류의 삼각 파형의 피크값과 보텀값을 임계값으로서 온ㆍ오프를 결정하는 히스테리시스 동작하는 것이 있다. 이와 같은 컨버터에서는, 복수의 검출값에 대하여 각각 임계값이 있으며, 각각이 임계값에 도달한 경우에 스위치 상태를 변경할 수 있다.
전력 변환 회로의 스위치의 온 기간 중에 복수 회, 당해 스위치의 온ㆍ오프 상태의 변경의 판단이나 당해 변경의 시각의 예측을 행함으로써 고속의 제어를 가능하게 한다.

Claims (8)

  1. 스위치를 온ㆍ오프함으로써 입력측의 전력을 출력측으로 이송하는 전력 변환 회로용의 예측 제어 시스템으로서, 제1 샘플링 수단과 제어 수단을 구비하고,
    상기 제1 샘플링 수단은 상기 스위치의 온ㆍ오프의 일주기 중에, 복수 회 이상, 상기 전력 변환 회로 내의,
    (a)상기 스위치를 흐르는 전류,
    (b)상기 스위치 이외의 소자를 흐르는 전류,
    의 1개 또는 복수를 제1 샘플링 실측값으로서 구하고,
    상기 제어 수단은,
    샘플링 시각에서 상기 제1 샘플링 실측값 또는 상기 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이, 제1 샘플링 실측값 또는 상기 제1 샘플링 실측값에 의거한 값이 감소하는 측으로 설정된 임계값 또는 증가하는 측으로 설정된 임계값을 하방 또는 상방으로 초과하는 지의 여부의 비교ㆍ판단을 행하고, 당해 소정 임계값을 초과하지 않는 경우에는, 다음의 샘플링 시각에서의 제1 샘플링 값의 전부 또는 일부를 예측하고,
    [1] 당해 제1 샘플링 예측값이 상기 임계값을 초과하지 않을 때는 상기 스위치의 동작 상태를 유지하고,
    [2] 당해 제1 샘플링 예측값이 상기 임계값을 초과할 때는 상기 스위치의 동작 상태를 변경해야 할 시각을 계산하고 당해 시각에 상기 스위치의 동작 상태를 변경하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 회로용의 예측 제어 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 전력 변환 회로가 DC/DC 컨버터이며, 상기 제1 샘플링 실측값이 온ㆍ오프 스위치를 흐르는 전류의 실측값인 것을 특징으로 하는 예측 제어 시스템.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 제1 샘플링 예측값을 적어도 전후 2회의 제1 샘플링 실측값에 의거한 직선 근사 또는 곡선 근사에 의해 구하는 것을 특징으로 하는 예측 제어 시스템.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 샘플링 수단은 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로, 상기 제1 샘플링 실측값을 샘플링하고,
    상기 제어 수단은 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로 제1 샘플링 예측값을 구하고, 상기 각 M 비트만으로 당해 제1 샘플링 예측값이 소정 임계값을 초과하는 지의 여부를 판단하는 것을 특징으로 하는 예측 제어 시스템.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 하위의 M 비트의 샘플링 예측값의 하위 M 비트가 00…0일 때, 또는 11…1일 때는 하위 비트를 M+2 비트 확장하여 다시 한번 샘플링 예측값을 구하는 것을 특징으로 하는 예측 제어 시스템.
  6. 제 1항에 있어서,
    적어도 1개의 다른 샘플링 수단을 구비하고, 당해 다른 샘플링 수단은 상기 온ㆍ오프의 일주기 중에, 복수 회, 상기 적어도 1개의 다른 샘플링 수단에 의한 각 샘플링 실측값을 상기 임계값으로서 구하는 것을 특징으로 하는 예측 제어 시스템.
  7. 제 6항에 있어서
    상기 전력 변환 회로가 DC/DC 컨버터이며,
    상기 다른 샘플링 수단에 의한 샘플링 실측값이 출력커패시터 양단에 나타내는 전압의 실측값인 것을 특징으로 하는 전력변화 회로용의 예측 제어 시스템.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 다른 샘플링 수단은 N 비트 디지털 값의 하위의 M 비트만으로, 각 샘플링 실측값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 예측 제어 시스템.
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