JPWO2008035689A1 - 光ディスク記録再生装置 - Google Patents

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    • G11B2220/25—Disc-shaped record carriers characterised in that the disc is based on a specific recording technology
    • G11B2220/2537—Optical discs

Abstract

ほとんどがアナログ回路で構成された検波回路は、高精細プロセスを用いてもチップサイズを小さくできない、外付けコンデンサとそのための端子数が多い、ＡＤ変換器を用いてデジタル化しても、回路規模の大きな高速ＡＤ変換器が複数個必要、ＲＦ信号に重畳されている小振幅信号の検出精度が劣化する、高速サンプルホールドが必要などの課題を解決する。比較器と、閾値を設定する閾値ＤＡＣと、積分器を中心とした検波制御手段という構成によって、簡易なアナログ回路構成で、アナログのＲＦ信号からデジタルの検波信号を直接生成することで、アナログ回路の大幅な削減を可能とする。

Description

本発明は、光ディスク記録再生装置の改良を図ったものに関する。
近年、光ディスク記録再生装置のコストダウン要望は強いものがあり、使用されるＬＳＩなどの電子部品に対するコストダウン要求もきわめて強くなってきている。この要求に対応するため、ＬＳＩの集積度を上げて部品点数を削減する技術開発が行われており、特に、高集積化を推進するうえでの障害となるアナログ回路の削減が求められている。
以下、従来の光ディスク記録再生装置のＲＦ信号検波部について説明する。
図９に、従来の光ディスク記録再生装置におけるアナログ処理によるＲＦ信号検波部のブロック図を示す。
図９において、１０１は光ディスクに形成されたトラックの接線方向及び半径方向に４分割された受光素子、１０２は増幅器であり、受光素子１０１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力信号をＩＶ（電流電圧）変換する４つのＩＶ変換アンプを有する。１０３ａは増幅器１０２の４つの出力を加算し、その合計であるＲＦ信号を生成する加算器、１０４ａは加算器１０３ａから出力されたＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０５ａは増幅器１０４ａにより増幅されたＲＦ信号のピークレベルとボトムレベルを検波してＲＦピーク信号とＲＦボトム信号を生成するピーク・ボトム検波器、１０６ａはピーク・ボトム検波器１０５ａにより生成されたＲＦピーク信号を適切な閾値で２値化してドロップアウト信号（ＢＤＯ）を生成する２値化器、１０６ｂはピーク・ボトム検波器１０５ａにより生成されたＲＦボトム信号を適切な閾値で２値化してオフトラック信号（ＯＦＴＲ）を生成する２値化器である。
また、１０４ｂは加算器１０３ａから出力されたＲＦ信号の中のＩＤ領域に該当する区間のＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０５ｂは増幅器１０４ｂの出力におけるＩＤ領域の前半のＶＦＯ１の区間で有効になるゲート信号１（ｇａｔｅ１）のタイミングで増幅器１０４ｂの出力に対するピーク検波及びボトム検波を行ってＶＦＯ１ピーク信号とＶＦＯ１ボトム信号とを生成するピーク・ボトム検波器、１０５ｃは増幅器１０４ｂの出力におけるＩＤ領域の後半のＶＦＯ３の区間で有効になるゲート信号２（ｇａｔｅ２）のタイミングで増幅器１０４ｂの出力に対するピーク検波及びボトム検波を行ってＶＦＯ３ピーク信号とＶＦＯ３ボトム信号とを生成するピーク・ボトム検波器、１０６ｃはピーク・ボトム検波器１０５ｂから出力されたＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ボトム信号、及び、ピーク・ボトム検波器１０５ｃから出力されたＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ボトム信号から、トラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成するＴＣＴＩ信号生成器である。
さらに、１０３ｂは受光素子１０１のうち光ディスクの内周側の２つの受光素子ＡとＤの出力信号を増幅した信号の和を取り内周側ＲＦ信号を生成する加算器、１０３ｃは受光素子１０１のうち光ディスクの外周側の２つの受光素子ＢとＣの出力信号を増幅した信号の和を取り外周側ＲＦ信号を生成する加算器、１０４ｃは加算器１０３ｂの出力ＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０４ｄは加算器１０３ｃの出力ＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０５ｃは増幅器１０４ｃが出力する内周側ＲＦ信号のピーク検波を行って内周側ピーク信号を生成するピーク検波器、１０５ｄは増幅器１０４ｄが出力する外周側ＲＦ信号のピーク検波を行って外周側ピーク信号を生成するピーク検波器、１０６ｄはこれらピーク検波器１０５ｃと１０５ｄとにより生成された内周側ピーク信号と外周側ピーク信号との差を取りレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）を生成する減算器である。
そして、１０７はピーク・ボトム検波器１０５ａからのＲＦピーク信号とＲＦボトム信号、ＴＣＴＩ信号生成器１０６ｃからのトラックセンター信号ＴＣとチルト信号ＴＩ、減算器１０６ｄからのレンズ位置信号ＬＰＯＳを入力とし、これらのうちのいずれか一つを選択するマルチプレクサ、１０８はマルチプレクサ１０７により選択された信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器である。
図１０は、ＢＤＯ信号及びＯＦＴＲ信号を検出する動作を説明する波形図で、各信号名は上記図９における信号名と同一である。
光ディスクの表面あるいは光ディスクの基材中にあって入射光や反射光を遮る欠陥はドロップアウトと呼ばれており、ＲＦ信号のピークレベルの変化により、その検出が可能である。従って、図９の増幅器１０４ａにより一定の振幅とオフセットとなるように調整されたＲＦ信号のピーク検波をピーク・ボトム検波器１０５ａで行うと、図１０に示されるＲＦピーク信号の波形が得られ、これを適切な閾値で２値化するとＢＤＯ信号が得られる。
また、ピックアップのジャンプ動作などにより入射光がトラック間を移動する場合、トラックとトラックとの中点では最大反射光量は変化しないがＲＦ信号振幅が低下するため、ＲＦ信号のボトムレベルの変化をとらえることでトラック中間点を検出することが出来る。従って、増幅器１０４ａにより一定の振幅とオフセットとなるように調整されたＲＦ信号のボトム検波をピーク・ボトム検波器１０５ａで行えば、図１０に示されるＲＦボトム信号の波形が得られ、これを適切な閾値で２値化することでＯＦＴＲ信号が得られる。
図１１はＴＣ及びＴＩ信号を検出する動作を説明する波形図で、ひとつのＩＤ領域を拡大して表示している。各信号名は上記の図９における信号名と同一であり、ＴＣ及びＴＩ信号については、これらを生成する演算式（ＶＦＯ１ｐ−ＶＦＯ１ｂ）−（ＶＦＯ３ｐ−ＶＦＯ３ｂ），（ＶＦＯ１ｂ−ＶＦＯ３ｂ）をその信号名ＴＣ，ＴＩの下側に記載している。なお、図１１中に示すように、ＶＦＯ１ｐはＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ｂはＶＦＯ１ボトム信号、ＶＦＯ３ｐはＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ｂはＶＦＯ３ボトム信号である。
光ディスク、特にＤＶＤ−ＲＡＭの再生において、ＲＦ信号中のＩＤ領域は図１１に示されるように記録領域に対して正のオフセットを持っているため、図９の増幅器１０４ｂによってＩＤ領域のＲＦ信号がダイナミックレンジの中で最適なレンジになるようにオフセットとゲインが調整され、ピーク・ボトム検波器１０５ｂとピーク・ボトム検波器１０５ｃに入力される。
ＩＤ領域は前半のＩＤ１／２と後半のＩＤ３／４とに分かれており、図１１に示されるように、ＩＤ１／２期間中のＶＦＯ１領域でゲート信号１が有効になり、ＩＤ３／４期間中のＶＦＯ３領域でゲート信号２が有効となる。
ゲート信号１が有効になっている間にピーク・ボトム検波器１０５ｂが動作してＶＦＯ１ピーク信号とＶＦＯ１ボトム信号を更新し、ゲート信号２が有効になっている間にピーク・ボトム検波器１０５ｃが動作してＶＦＯ３ピーク信号とＶＦＯ３ボトム信号を更新する。それぞれのゲート信号が無効である間は、ＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ボトム信号、ＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ボトム信号はホールドされる。
図９のＴＣＴＩ信号生成器１０６ｃは、ＶＦＯ１ピーク信号（ＶＦＯ１ｐ）、ＶＦＯ１ボトム信号（ＶＦＯ１ｂ）、ＶＦＯ３ピーク信号（ＶＦＯ３ｐ）、ＶＦＯ３ボトム信号（ＶＦＯ３ｂ）の４つの信号から、ＴＣ＝（ＶＦＯ１ｐ−ＶＦＯ１ｂ）−（ＶＦＯ３ｐ−ＶＦＯ３ｂ）、ＴＩ＝ＶＦＯ１ｂ−ＶＦＯ３ｂの演算を行うことにより、トラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成して出力する。
図１２はレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）の検出動作を説明する波形図で、各信号名は上記の図９における信号名と同一である。
レンズ位置信号（ＬＰＯＳ）は、長距離シークを行う際に半径方向のレンズ位置を固定するための検出信号で、光ディスク上のミラー部の反射光によるプッシュプル信号がレンズ位置を示すことにより検出が行われる。ミラー部の反射光の検出はＲＦ信号のピーク検波を行うことで検出することが出来る。
図９の加算器１０３ｂおよび加算器１０３ｃによって生成された内周側ＲＦ信号および外周側ＲＦ信号は、増幅器１０４ｃおよび増幅器１０４ｄによってダイナミックレンジが調整され、ピーク検波器１０５ｃおよびピーク検波器１０５ｄによってそれぞれのピーク検波信号である内周側ピーク信号および外周側ピーク信号が生成され、それらの差を減算器１０６ｄにより取ることによってレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）が生成される。
図１３は図９のＲＦ信号検波部において、アナログ回路によりピーク・ボトム検波を行うピーク・ボトム検波器１０５ａに用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。
図１３において、１２１はベースにＲＦ信号が入力されるエミッタフォロワ形のＮＰＮトランジスタ、１２２はＮＰＮトランジスタ１２１のエミッタ電流によって充電されるコンデンサ、１２３はコンデンサ１２２の電荷をゆっくりと放電する電流源であり、これらＮＰＮトランジスタ１２１、コンデンサ１２２、電流源１２３によってピーク検波器が構成されている。
また、１２４はベースにＮＰＮトランジスタ１２１に入力されるのと同じＲＦ信号が入力されるエミッタフォロワ形のＰＮＰトランジスタ、１２５はＰＮＰトランジスタ１２４のエミッタ電流によって充電されるコンデンサ、１２６はコンデンサ１２５の電荷をゆっくりと放電する電流源であり、これらＰＮＰトランジスタ１２４、コンデンサ１２５、電流源１２６によってボトム検波器が構成されている。
このピーク検波器およびボトム検波器のそれぞれの検波動作を、ピーク検波器を例にとって説明する。
ＮＰＮトランジスタ１２１のベース端子にＲＦ信号が入力されると、ベース電圧が（コンデンサ１２２の端子電圧）＋Ｖｂｅ（Ｖｂｅはトランジスタ１２１のベース・エミッタ間電圧）以上の電圧になった時のみベース電流が流れ、トランジスタの電流増幅作用によってそのｈｆｅ倍のエミッタ電流が発生してコンデンサ１２２に急速に電荷を充電する。これにより、コンデンサ１２２の端子電圧はＲＦ信号の最大電圧からＶｂｅだけ低い電圧に充電され、それ以上になることはないので、ピーク検波が行われたことになる。また、ＲＦ信号のピーク電圧の変動に追従する必要があり、ピーク電圧が上昇してゆく場合は上記の動作によってコンデンサ１２２の電位が上昇して追従することが出来るが、ピーク電圧が下降する場合には電流源１２３によるコンデンサ１２２の電荷放電によって追従することになる。ボトム検波器はその電圧の向きが逆になるのみで、動作はピーク検波器と同様である。
この回路をＬＳＩ化する際に、コンデンサ１２２とコンデンサ１２５とは外付けされる場合が多く、ＬＳＩに内蔵される場合でも、コンデンサのみでＬＳＩ内の比較的大きな面積を占有することが多い。
また、図１４は図９のＲＦ信号検波部において、アナログ回路によりＢＤＯ信号を２値化する２値化器１０６ａに用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。
この図１４において、１３１、１３２、１３３は図１３の検波回路におけるＮＰＮトランジスタ１２１、コンデンサ１２２、電流源１２３と同様の構成を有するＮＰＮトランジスタ、コンデンサ、電流源であり、ピーク・ボトム検波器１０５ａにより一旦ピーク検波された検波信号に対してさらに低速の放電速度を持ったピーク検波を行うことにより、ドロップアウトによるピークレベルの変動に追従しない、安定なピークレベル信号を生成する。また、１３４は加算器で、前記ピークレベルから一定レベルだけ低い位置に閾値が設定され、この閾値をピークレベル信号に加算する。１３５は検波信号と加算器１３４の出力信号とを比較することにより、閾値を用いて検波信号を２値化するコンパレータである。ＯＦＴＲ信号の２値化を行う回路についてはその極性が反転するのみで、検出原理はＢＤＯ信号を２値化するのと同一であるので、同様の構成の回路となる。
この回路がＬＳＩ化される際に、コンデンサ１３２は容量が大きいため、基本的には外付けとなる。
また、第２の従来例として、図１５は従来の光ディスク記録再生装置をデジタル化したＲＦ信号検波部を示すブロック図である。
図１５において、１５１はトラック接線方向及び半径方向に４分割された受光素子、１５２は増幅器であり、受光素子１５１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力信号をＩＶ変換する４つのＩＶ変換アンプを有する。１５３ａは受光素子１５１のうち内周側の２つの受光素子ＡとＤの出力信号を増幅した信号の和を取り内周側ＲＦ信号を生成する加算器、１５３ｂは受光素子１５１のうち外周側の２つの受光素子ＢとＣの出力信号を増幅した信号の和を取り外周側ＲＦ信号を生成する加算器、１５４ａと１５４ｂは加算器１５３ａと１５３ｂの出力ＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１５５ａと１５５ｂは増幅器１５４ａと１５４ｂの出力ＲＦ信号をＡＤ変換するＡＤコンバータであり、１５６はＡＤコンバータ１５５ａ及び１５５ｂの変換結果の和を取って加算ＲＦ信号を得る加算器である。
また、１５７ａと１５７ｂは加算器１５６から出力される加算ＲＦ信号のピーク検波とボトム検波を行ってＲＦピーク信号とＲＦボトム信号を生成するピーク検波器とボトム検波器であり、１６０ａと１６０ｂはこれらピーク検波器１５７ａとボトム検波器１５７ｂにより検出されたＲＦピーク信号とＲＦボトム信号をそれぞれに適切な閾値を用いて２値化してＢＤＯ信号とＯＦＴＲ信号を生成する２値化器である。
また、１５８ａと１５８ｂは加算器１５６から出力される加算ＲＦ信号からＶＦＯ１タイミング信号によってＶＦＯ１のピーク信号とボトム信号を生成するピーク検波器とボトム検波器、１５８ｃと１５８ｄは加算器１５６から出力される加算ＲＦ信号からＶＦＯ３タイミング信号によってＶＦＯ３のピーク信号とボトム信号を生成するピーク検波器とボトム検波器であり、１６１はピーク検波器１５８ａ、ボトム検波器１５８ｂ、ピーク検波器１５８ｃ、ボトム検波器１５８ｄにより生成されたＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ボトム信号、ＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ボトム信号からトラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成するＴＣＴＩ信号生成器である。
また、１５９ａ、１５９ｂはＡＤコンバータ１５５ａ，１５５ｂによるＡＤ変換後の内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号のピーク検波を行うピーク検波器、１６２はピーク検波器１５９ａ、１５９ｂの出力の差を取る減算器であり、これらは、図９に示す第１の従来例と同じくレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）の生成を行っている。
上記のピーク検波器の構成について、最も一般的に用いられるのは、ＡＤ変換されたＲＦ信号とレジスタの値とを比較し、ＲＦ信号の値が大きければその値でレジスタの内容を置き換え、ＲＦ信号の値が小さければレジスタの値から一定値を減算した値でレジスタのデータを更新するという構成であり、その比較器が図１３のＮＰＮトランジスタ１２１に、レジスタがコンデンサ１２２に、減算する一定値が電流源１２３の定電流に、それぞれ相当する。
この図１５に示す第２の従来例の構成において、ＲＦ信号のピーク検波を行うために通常はＲＦ信号帯域の２倍以上の変換速度を持つＡＤ変換器が必要であるが、回路規模を削減するために、ＡＤ変換器の変換速度を低速にして、ＲＦ信号が疑似ランダム信号であることを利用し、何回かＡＤ変換した値のうちの一部がピークレベルあるいはボトムレベルであるという、確率的な検出を行うものもある（例えば、特許文献１を参照。）この場合、高速なＡＤ変換器を用いる必要はない。
特開２００１−１６７４４０号公報
このように、図９に示す第１の従来例においては、ほとんど全ての回路がアナログ回路で構成されるために、高精細プロセスを用いてチップサイズを小さくしようとしても、アナログ回路のサイズはプロセスルールに比例して小さくならないために、チップサイズが小さくならない、という課題があった。また、検波器と２値化器に含まれるコンデンサが外付けとなって端子数が増加するという課題があった。
また、図１５に示す第２の従来例においては、ＡＤ変換後のデータを用いてＲＦ信号のピーク・ボトム検波を行う必要があるため、ＡＤ変換器の変換速度は少なくともＲＦ信号帯域の２倍、出来れば４倍は必要であるため高速ＡＤ変換器が必要となり、しかも高速ＡＤ変換器が２個必要となるので回路規模が大きくなるという課題があり、ＩＤ領域も含めたダイナミックレンジと、トラックセンター信号やウォブル信号の検出精度を考慮すると、高速ＡＤ変換器として現実的な８ビット精度のものでは、変換精度が不足であり、ＡＤ変換器のビット精度向上、および、ＡＤ変換器の追加が必要になり、ＡＤ変換器の回路規模がさらに増大するという課題があった。
また、ＡＤ変換器の変換速度を低速にした場合には、ピークレベルを正確に取得するためのＲＦ帯域以上に高速なサンプルホールド回路が必要であり、また確率的なピーク検出しか行えないために応答速度が低下するという課題があった。
本発明は、上記のような従来の課題を解決するためになされたものであり、アナログ回路で行われる処理を削減しデジタル回路による処理に置き換えることでアナログ回路規模を縮小し、さらに、高速ＡＤ変換器を使わないことでアナログ回路規模の増大を抑えて高集積プロセスを用いた場合のチップサイズを縮小し、また、性能面では、ホールド性能の向上と、追従性能の確保を実現することが可能な光ディスク記録再生装置を得ることを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明の請求項１に係る光ディスク記録再生装置は、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値発生用のデジタルアナログ変換器（以下、閾値ＤＡＣと称す）と、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項２に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部と前記比率変換部との間に、該サンプリング部の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項３に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部の前段に、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項４に係る光ディスク記録再生装置は、請求項２または請求項３記載の光ディスク記録再生装置において、前記エッジ延長部は、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間が一定時間以下にならないようにすることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項５に係る光ディスク記録再生装置は、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長時間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期にほぼ等しいことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項６に係る光ディスク記録再生装置は、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長期間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期に対して一定値分の一であることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項７に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１に記載の光ディスク記録再生装置において、前記サンプリングクロックは検波期間のみ有効となるように制御されており、前記サブサンプリングクロックはサンプリングクロックを分周することによって生成されることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項８に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋１／−１”あるいは”＋Ｎ／−１”、”＋１／−Ｎ”を出力する（但し、Ｎは正の整数）ことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項９に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋Ｐ／−Ｑ”を出力する（但し、ＰおよびＱは正の整数）ことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１０に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックの周波数の１／２以下のカットオフ周波数を持つことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１１に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記サブサンプリングクロックは前記サンプリングクロックの整数倍の周期を持ち、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックとサンプリングクロックの周期の比に等しい数のサンプリングデータの移動和あるいは移動平均を演算することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１２に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、ＲＦ信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共に検波信号を生成する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有し、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１３に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、複数の検波信号を生成する複数の検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数の検波制御部の内の一つに比較器の比較結果を入力する分配部と、前記複数の検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し閾値ＤＡＣに出力する第２の選択部とを備え、前記複数の検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、第２の選択信号によって対応する検波制御部が選択された時のみ有効となることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１４に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、前記ＲＦ信号が入力される第１の比較器と、該第１の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１の閾値ＤＡＣと、前記第１の比較器の出力を受け前記第１の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にピーク検波信号を生成するピーク検波制御部と、前記ＲＦ信号が入力される第２の比較器と、該第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第２の閾値ＤＡＣと、該第２の比較器の出力を受けて第２の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にボトム検波信号を生成するボトム検波制御部とを備え、前記ピーク検波制御部および前記ボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１５に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１４に記載の光ディスク記録再生装置において、前記ピーク検波制御部の出力と前記ボトム検波制御部の出力との差を取って振幅信号を生成する減算器を備え、前記ピーク検波制御部、及び、前記ボトム検波制御部は前記振幅信号に応じて制御パラメータを切り換えることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１６に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１５に記載の光ディスク記録再生装置において、前記制御パラメータは、前記検波制御部が前記閾値ＤＡＣに出力する閾値信号を生成する際の増幅率であることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１７に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、該複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、前記複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される第１及び第２の比較器と、該第１及び第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１及び第２の閾値ＤＡＣと、複数のピーク検波信号を生成する複数のピーク検波制御部と、複数のボトム検波信号を生成する複数のボトム検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数のピーク検波制御部の内の一つに前記第１の比較器の比較結果を入力する第１の分配部と、前記第２の選択信号によって選択された複数のボトム検波制御部の内の一つに第２の比較器の比較結果を入力する第２の分配部と、複数のピーク検波制御部の閾値信号出力を前記第２の選択信号によって選択し第１の閾値ＤＡＣに入力する第２の選択部と、複数のボトム検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し第２の閾値ＤＡＣに入力する第３の選択部とを備え、前記複数のピーク検波制御部および前記複数のボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、前記第２の選択信号によって対応するピーク検波制御部及びボトム検波制御部が選択された時のみ有効となることを特徴とするものである。
本発明の請求項１に係る光ディスク記録再生装置によれば、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値発生用のデジタルアナログ変換器（以下、閾値ＤＡＣと称す）と、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有するように構成したので、検波対象のアナログ信号からその検波結果の信号のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、サブサンプリング手段により以降の処理の動作クロック周波数を低下させて消費電力を低減し、可変設定可能なゲイン手段により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項２に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部と前記比率変換部との間に、該サンプリング部の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有するように構成したので、検波対象信号が、対称性が悪く、デューティ比が小さい信号であっても、正確なピークレベルを検波することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項３に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部の前段に、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有するように構成にしたので、検波対象信号が、対称性が悪く、Ｈ期間あるいはＬ期間がサンプリングクロック周期以下の、デューティ比がきわめて小さい信号であっても確実にサンプリングした上で延長することができ、正確なピークレベルを検波することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項４に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項２あるいは請求項３に記載の構成において、前記エッジ延長手段は、比較手段の出力のＨ期間あるいはＬ期間が一定時間以下にならないようにするように構成したことにより、Ｈ期間あるいはＬ期間が短い場合のみエッジ延長を行い、それ以外はエッジ延長が行われないので、検波動作の応答速度を上げることができるという効果が得られる。
また、本発明の請求項５に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長時間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期にほぼ等しいという構成にしたので、検波対象信号のピーク発生周期のある程度の変動には影響を受けずに、追従性能を確保することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項６に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長期間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期に対して一定値分の一という構成にしたことにより、エッジ延長時間を短縮して、検波動作の応答速度を上げることができるという効果が得られる。
また、本発明の請求項７に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１に記載の光ディスク記録再生装置において、前記サンプリングクロックは検波期間のみ有効となるように制御されており、前記サブサンプリングクロックはサンプリングクロックを分周することによって生成されるように構成したので、検波処理を時間的に分離することが可能となって、間欠的に発生する信号の検波が出来、コンパレータと閾値ＤＡＣを時分割で共有することで同時に複数の信号の検波が出来、検波対象信号の特定の部分のみを対象として検波処理を行うことが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項８に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかにおいて、前記比率変換手段は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋１／−１”あるいは”＋Ｎ／−１”、”＋１／−Ｎ”を出力する（Ｎは正の整数）という構成にしたので、比較器出力のデューティ比を操作して検波効率を自由に可変することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項９に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかにおいて、前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋Ｐ／−Ｑ”を出力する（ＰおよびＱは正の整数）という構成にしたので、比較器出力のデューティ比を操作して検波効率をさらに自由に可変することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１０に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックの周波数の１／２以下のカットオフ周波数を持つという構成にしたので、ローパスフィルタがアンチエイリアスフィルタとして働き、後段のサブサンプリング部における折り返しノイズを防止することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１１に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックとサンプリングクロックの周期の比に等しい数のサンプリングデータの移動和あるいは移動平均を演算するという構成にしたので、アンチエイリアスフィルタとしての効果が得られるローパスフィルタを簡易な回路で構成することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１２に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、ＲＦ信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共に検波信号を生成する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有し、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されるように構成したので、アナログのＲＦ信号から検波結果のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、サブサンプリング部により以降の処理の動作クロック周波数を低下させて消費電力を低減し、可変設定可能なゲイン部により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１３に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、複数の検波信号を生成する複数の検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数の検波制御部の内の一つに比較器の比較結果を入力する分配部と、前記複数の検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し閾値ＤＡＣに出力する第２の選択部とを備え、前記複数の検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、第２の選択信号によって対応する検波制御部が選択された時のみ有効となるように構成したので、１組の比較器と閾値ＤＡＣによって複数のＲＦ信号の検波を可能とするという効果が得られる。
また、本発明の請求項１４に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、前記ＲＦ信号が入力される第１の比較器と、該第１の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１の閾値ＤＡＣと、前記第１の比較器の出力を受け前記第１の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にピーク検波信号を生成するピーク検波制御部と、前記ＲＦ信号が入力される第２の比較器と、該第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第２の閾値ＤＡＣと、該第２の比較器の出力を受けて第２の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にボトム検波信号を生成するボトム検波制御部とを備え、前記ピーク検波制御部および前記ボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されるように構成したので、アナログのＲＦ信号からピーク検波結果及びボトム検波結果のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、サブサンプリング手段により以降の処理の動作クロック周波数を低下させて消費電力を低減し、可変設定可能なゲイン部により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１５に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１４に記載の光ディスク記録再生装置において、前記ピーク検波制御部の出力と前記ボトム検波制御部の出力との差を取って振幅信号を生成する減算器を備え、前記ピーク検波制御部、及び、前記ボトム検波制御部は前記振幅信号に応じて制御パラメータを切り換えるように構成したので、ＲＦ信号の振幅によらずに検波性能が一定するという効果が得られる。
また、本発明の請求項１６に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１５に記載の光ディスク記録再生装置において、前記制御パラメータは、前記検波制御手段が前記閾値ＤＡＣに出力する閾値信号を生成する際の増幅率であるという構成にしたので、ＲＦ信号の振幅によらずに追従性能が一定するという効果が得られる。
また、本発明の請求項１７に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、該複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、前記複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される第１及び第２の比較器と、該第１及び第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１及び第２の閾値ＤＡＣと、複数のピーク検波信号を生成する複数のピーク検波制御部と、複数のボトム検波信号を生成する複数のボトム検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数のピーク検波制御部の内の一つに前記第１の比較器の比較結果を入力する第１の分配部と、前記第２の選択信号によって選択された複数のボトム検波制御部の内の一つに第２の比較器の比較結果を入力する第２の分配部と、複数のピーク検波制御部の閾値信号出力を前記第２の選択信号によって選択し第１の閾値ＤＡＣに入力する第２の選択部と、複数のボトム検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し第２の閾値ＤＡＣに入力する第３の選択部とを備え、前記複数のピーク検波制御部および前記複数のボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、前記第２の選択信号によって対応するピーク検波制御部及びボトム検波制御部が選択された時のみ有効となるように構成したので、２組の比較器と閾値ＤＡＣによって複数のＲＦ信号のピーク検波とボトム検波を可能とするという効果が得られる。
図１は、本発明の実施の形態１による光ディスク記録再生装置を示す図であり、図１（ａ）はそのブロック図、図１（ｂ）は比率変換部３に対する代表的な設定値の一覧を示す図である。 図２は、（＋１，−１）設定における動作のタイミングチャートを示す図である。 図３は、（＋１５，−１）設定における動作のタイミングチャートを示す図である。 図４は、本発明の実施の形態２による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図５は、本発明の実施の形態３による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図６は、本発明の実施の形態４による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図７は、本発明の実施の形態５による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図８（ａ）は、本発明の実施の形態６による光ディスク記録再生装置であって、クロック信号により制御部の動作を切り替える場合の構成を示すブロック図である。 図８（ｂ）は、本発明の実施の形態６による光ディスク記録再生装置であって、制御信号により制御部の動作を切り替える場合の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の第１の従来例のブロック図である。 図１０は、ＢＤＯ及びＯＦＴＲ検出動作を説明する波形図である。 図１１は、ＴＣ及びＴＩ信号の検出動作を説明する波形図である。 図１２は、レンズ位置信号（ＬＰＯＳ）の検出動作を説明する波形図である。 図１３は、ピーク・ボトム検波をする際に用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。 図１４は、ＢＤＯ信号の２値化をする際に用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。 図１５は、本発明の第２の従来例のブロック図である。
符号の説明
１ 比較器
２ サンプリング部
３ 比率変換部
４ ローパスフィルタ
５ サブサンプリング部
６ ゲイン部
７ 積分器
８ 閾値ＤＡＣ
９ エッジ延長部
１０ 分周器
１１ スイッチ
５００，６００，７００ 検波制御部
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。本発明は、比較器と、その閾値を設定するための閾値ＤＡＣと、比較器の出力を受けて閾値ＤＡＣを制御する検波制御部とを備える、いう構成によって、簡易なアナログ回路構成で、アナログのＲＦ信号からデジタルの検波信号を直接生成することで、回路規模の大幅な削減を可能とするものである。
（実施の形態１）
図１（ａ）は本発明の実施の形態１による光ディスク記録再生装置のブロック図である。
図１において、１は検波対象となる信号が入力される比較器、２は比較器１の出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部、３はサンプリング部２の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部、４は比率変換部３の一連の数値出力の高周波成分を除去するローパスフィルタ、５はローパスフィルタ４の出力をサンプリングクロックの整数倍の周期を持ったサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部、６はサブサンプリング部５の出力に、設定されたゲインをかけるゲイン部、７はゲイン部６の出力を積分する積分器、８は積分器７の出力をＤＡ変換し前記比較器１の閾値として出力する閾値ＤＡＣである。
また、５００は比較器１の出力を受けて閾値ＤＡＣ８の閾値を制御する検波制御部であり、前記サンプリング部２，比率変換部３，ローパスフィルタ４，サブサンプリング部５，ゲイン部６，積分器からなる。５０１はサンプリングクロックを発生するサンプリングクロック発生部、５０２はサブサンプリングクロックを発生するサブサンプリングクロック発生部である。
そして、比較器１には上述の検波対象信号とともに閾値ＤＡＣ８で発生された閾値とが入力されており、サンプリング部２、比率変換部３、ローパスフィルタ４はサンプリングクロックで動作し、サブサンプリング部５、ゲイン部６、積分器７、閾値ＤＡＣ８はサブサンプリングクロックで動作するものとなっている。
図１（ｂ）は比率変換部３に対する代表的な設定値の一覧である。
まず、比率変換部３の設定値が（＋１，−１）の場合の動作について説明する。
比較器１の入力信号は光ディスクから再生されたＲＦ信号であり、サンプリングクロックはＲＦ信号のビットレートにほぼ等しい周波数に設定される。例えば、ＤＶＤ４倍速の再生を想定すると、サンプリングクロックの周波数は約１００ＭＨｚが適当である。
比較器１に入力されたＲＦ信号は、閾値ＤＡＣ８によって設定された閾値を用いて比較器１で２値化され、この２値化された信号はサンプリング部２においてサンプリングクロックを用いてサンプリングされることで、以降の処理が同期処理できるようになる。
サンプリング部２によりサンプリングされた２値化信号は、比率変換部３によりデューティの目標値が設定される。即ち、比率変換部３は２値化された信号のデューティの目標値を設定するもので、例えば、設定（＋１，−１）は”Ｈ／Ｌ”のデューティ比が５０％となる平均レベル検出であることを示し、設定（＋１５，−１）はデューティ比が６．２％（＝１／１６）となるピーク検波、設定（＋１，−１５）はデューティ比が９３．７％（＝１５／１６）となるボトム検波であることを示す。デューティの目標値を（＋１，−１）設定として説明を進めているので、具体的には、入力された２値化信号が”Ｈ”の時には＋１、”Ｌ”の時には−１を出力する。
なお、設定値の一方が＋１あるいは−１である必要はなく、必要なデューティ比を得るための任意の数値であってよい。
比率変換部３によりデューティの目標値が設定された２値化信号は、ローパスフィルタ４に出力される。ローパスフィルタ４は以降の処理をサブサンプリングして行えるようにするためのアンチエイリアスフィルタとして作用し、例えば、サブサンプリングクロックがサンプリングクロックの１／３２の場合には、簡単な回路構成で済むように、３２段のレジスタによる平均処理などが行われるが、場合によってはＦＩＲフィルタなどの高度なフィルタ設計を行っても良い。
ローパスフィルタ４の出力はサブサンプリング部５に出力される。サブサンプリング部５はローパスフィルタ４の出力をサブサンプリングクロックで間引いて、サブサンプリングクロックによる以降のデータ処理が出来るようにする。
サブサンプリング部５の出力はゲイン部６に出力される。ゲイン部６は、比較器１、サンプリング部２、比率変換部３、ローパスフィルタ４、サブサンプリング部５、ゲイン部６、積分器７、閾値ＤＡＣ８からなる閾値制御ループのループゲインを調整するためのものである。
ゲイン部６の出力は積分器７に出力される。積分器７はローパスフィルタ４とともに、比率変換部３の出力の積算を行っており、比率変換部３の設定が（＋１，−１）の場合には、＋１と−１の発生頻度が等しくなった時に出力が安定する。＋１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は上昇し、−１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は下降することになる。
積分器７の出力は閾値ＤＡＣ８に出力される。閾値ＤＡＣ８は積分器７の出力によって駆動されているので、上述の＋１と−１の発生頻度が等しくなるという状態は、そのときの閾値による２値化結果のデューティが５０％であることを意味する。この閾値を境に、閾値が上昇するとデューティは減少し、閾値が下降するとデューティは増大する。これにより、積分器出力は、閾値が上昇すると下降、閾値が下降すると上昇することになり、積分器７の出力が閾値ＤＡＣ８に入力されることで、フィードバックシステムは負帰還となるので、デューティ５０％の位置は安定であることが判る。
ところで、ＤＶＤ、ＣＤのＲＦ信号であるＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号はＤＳＶ（Ｄａｔａ Ｓｕｍ Ｖａｌｕｅ）がゼロになるように変調されているので、２値化信号の平均デューティが５０％となるのは、ＲＦ信号の中央レベルを閾値として２値化処理が行われた時ということになる。
このように、比率変換部３の設定を（＋１，−１）にした場合には、閾値ＤＡＣ８の出力は入力されるＲＦ信号の中央レベルで安定するので、積分器７の出力値は入力されたＲＦ信号の平均値を示すことになる。
図２は上述の動作をタイミングチャートにしたもので、紙面の都合から、サブサンプリングクロックの周波数がサンプリングクロックの１／４の周波数になっていること以外は、上述した動作の一例を示している。
なお、サブサンプリングクロックの周波数はサンプリングクロックの周波数の１／３２として説明したが、この値は特に決まったものではなく、任意に決めることが出来る。
次に、比率変換部３の設定値が（＋１５，−１）の場合の動作について説明する。
前記したように、閾値の安定点は積分器７の値が安定するような２値化信号のデューティとなった時である。比率変換部３は２値化信号が”Ｈ”の時には＋１５、”Ｌ”の時には−１を出力しているので、”Ｈ”が１回に対して”Ｌ”が１５回発生すれば積分結果はゼロとなって積分器７の出力が安定する。そして、２値化信号のデューティが６．２％（１／１６）になる閾値レベルとは、ＲＦ信号に対してほとんどピークに近いレベルの閾値が設定された場合である。
以上により、比率変換部３の設定値が（＋１５，−１）の場合には、積分器７の値はＲＦ信号のピークレベルに近いレベルを示していることになる。また、比率変換部３の設定が（＋１，−１）の場合と同じく、このデューティ６．２％の位置は安定である。
図３は図２と同じく、上述の動作をタイミングチャートにしたものである。
以上と同様に、比率変換部３の設定値を（＋１，−１５）にすればボトム検波を実現することが出来る。
また、比率変換部３の設定値は上記にかかわらず任意に設計することが可能であり、（＋１，−７）や（＋１，−３１）などの設定もあり得る。
このように、本実施の形態１によれば、検波対象である入力信号を２値化し、サンプリングクロックで動作するサンプリング部、比率変換部、ローパスフィルタにより２値化信号をサンプリングし、比率変換し、低域成分を取り出した後、サブサンプリング信号により動作するサブサンプリング部、ゲイン部、積分器により低域成分抽出後の信号をサブサンプリングし、ループゲインを調整し、積分を行うことにより、ピーク検波あるいはボトム検波を行うとともに、この積分結果をＤＡ変換して２値化の際の閾値として用いるようにしたので、集積回路化する際に外付けや集積回路中で面積を占有する部品が含まれるアナログ回路部分を小規模化できるとともに、高速かつ大規模なＡＤ変換器を用いることなく、アナログＲＦ信号から直接デジタル検波出力を得ることが可能となる。
（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２による光ディスク記録再生装置のブロック図を示す。
光ディスク再生ＲＦ信号のように正弦波に近い信号の場合には、デューティ１／１６などの設定でほとんどピークレベルに近い検波結果を得ることが出来るが、ＲＦ信号自体のデューティが５０％ではない場合には、ピークレベルの検波が出来ない。例えば、記録学習のテスト記録再生波形などで、ＲＦ信号のデューティが２０％などになった場合には、実施の形態１のピーク検波方式ではピークレベルの測定が実行出来ないという問題がある。
本実施の形態２はこの実施の形態１の問題点を解決するために、図１に示す実施の形態１の検波制御部５００のサンプリング部２と比率変換部３との間に、エッジ延長部９を追加してなるものである。
このエッジ延長部９は、ピーク検波を行う場合には”Ｈ”レベルを延長し、ボトム検波を行う場合には”Ｌ”レベルを延長する。また、比率変換部３は（＋１，−１）に設定する。
また、検波制御部６００は、図１の検波制御部５００のサンプリング部２と比率変換部３との間に、上述のように、エッジ延長部９を追加してなるものである。また、６０１はサンプリングクロックを発生するサンプリングクロック発生部、６０２はサブサンプリングクロックを発生するサブサンプリングクロック発生部である。
エッジ延長部９の延長量は、検波対象となるＲＦ信号がＤＶＤの再生信号の場合には、マーク中央の間隔の平均値である約１０Ｔ（１Ｔはチャンネルクロックの１周期で、チャンネルデータ１ビットの長さに等しい）を基準に、ほぼ２倍の２０Ｔの延長量としても良いし、８Ｔ以上の長マークの平均間隔を基準に１００Ｔ程度にしても良い。
以下に動作について説明する。
非対称度が非常に大きいＲＦ信号が入力されており、閾値はピークレベル付近にあるとすると、２値化信号は１０Ｔ以上の間隔を置いた短いパルスとなる。
エッジ延長部９は、その間隔を埋め、ＲＦ信号のピークレベルが閾値を超えている間は２値化信号が連続して”Ｈ”となるように処理が行われる。そして、ピークレベルが閾値を超えていない間は２値化信号は連続して”Ｌ”となる。
ＲＦ信号のピークレベルは比較的ゆっくりとした周波数で変動しているので、閾値がピークレベルの平均値にある場合には、エッジ延長部９の出力は”Ｈ”と”Ｌ” との頻度がほぼ等しい信号となる。よって、比率変換部３を（＋１，−１）に設定しておくことで、非対称度が非常に大きいＲＦ信号のピークレベルの平均値を測定することが可能となる。
ボトム検波を行う場合はこの逆に、エッジ延長部９は”Ｌ”レベルの延長動作を行うことで、”Ｌ”側の短いパルスを連続信号に変換してボトムレベルの検出が可能となる。
なお、エッジ延長部９がサンプリング部２の後段に配置される構成であるとして説明を行ったが、２値化信号のパルス幅がきわめて短い場合にはサンプリング部２でサンプリングされない場合が起こり得る。この場合、本来ならば連続すべきエッジ延長部９の出力が断続的になってしまうので、検波結果は本来のレベルよりも低いレベルになってしまうことが考えられる。この現象の対策としては、比較器出力を直接エッジ延長部９に入力し、延長された結果をサンプリング部２でサンプリングするようにすればよい。
なお、この説明では、比率変換部を（＋１，−１）に設定し、エッジ延長部の延長量は２０Ｔあるいは１００Ｔに設定した状態を想定していたが、比率変換部を（＋１５，−１）に設定し、閾値制御が１／１５デューティとなるようにした上で、エッジ延長部の延長量を８Ｔ以上の長マークの平均間隔の一定値分の一、たとえば１００Ｔの約１／１５の７Ｔとしてもよい。
この場合は、平均１００Ｔの周期中に約１／１５の７ＴのＨ期間が存在する状態に閾値が制御されるが、それは１００Ｔの間に一回でもＨ期間が発生すれば満足される状態であり、長マークではＲＦ信号レベルはピークレベルに達することから、閾値はピークレベルにほとんど等しい状態となる。つまり、ＲＦ信号のピークレベルがきわめて短い場合であっても、上記同様にピークレベルを検波できることになるうえ、エッジ延長時間が短いため、検波応答が高速になるという利点がある。
このように、本実施の形態２によれば、検波対象である入力信号を２値化し、サンプリングクロックで動作するサンプリング部、エッジ延長部、比率変換部、ローパスフィルタにより２値化信号をサンプリングし、“Ｈ”あるいは“Ｌ”レベルの期間を延長し、比率変換し、低域成分を取り出した後、サブサンプリング信号により動作するサブサンプリング部、ゲイン部、積分器により低域成分抽出後の信号をサブサンプリングし、ループゲインを調整し、積分を行うことにより、ピーク検波あるいはボトム検波を行うとともに、この積分結果をＤＡ変換して２値化の際の閾値として用いるようにしたので、集積回路化する際に外付けや集積回路中で面積を占有する部品が含まれるアナログ回路部分を小規模化できるとともに、高速かつ大規模なＡＤ変換器を用いることなく、非対称度が非常に大きいアナログＲＦ信号から直接デジタル検波出力を得ることが可能となる。
（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３による光ディスク記録再生装置のブロック図である。この実施の形態３は、図１に示す実施の形態１の構成に、クロック源７０１から供給される主クロックをゲート信号ＧＡＴＥによってオン／オフしてサンプリングクロックを生成するスイッチ１１と、このゲート信号ＧＡＴＥを発生するゲート信号発生部７０２と、サンプリングクロックを分周してサブサンプリングクロックを生成する分周器１０とを追加してなるものである。
また、検波制御部７００は、この分周器１０を図１の検波制御部５００に追加したものに相当する。
以下、この実施の形態３による光ディスク記録再生装置の動作を、再生する光ディスクがＤＶＤ−ＲＡＭである時に、スイッチ１１のゲート信号が、そのＩＤ領域で有効になるように設定されている場合を例にとって説明する。
この場合、ＩＤ領域でのみクロックが有効となるため、ＩＤ領域外では検波動作は停止しており、内部状態を含めて全ての変数はホールドされ、ＩＤ領域内では上述したような検波動作が行われる結果、ＩＤ領域のみを対象とした検波結果を得ることが出来る。
即ち、比較器１に入力されたＲＦ信号は、閾値ＤＡＣ８によって設定された閾値を用いて比較器１で２値化され、この２値化された信号はサンプリング部２においてサンプリングクロックを用いてサンプリングされる。サンプリング部２によりサンプリングされた２値化信号は、比率変換部３によりデューティの目標値が設定される。
比率変換部３によりデューティの目標値が設定された２値化信号は、ローパスフィルタ４に出力される。ローパスフィルタ４は以降の処理をサブサンプリングして行えるようにするためのアンチエイリアスフィルタとして作用し、その出力はサブサンプリング部５に出力される。サブサンプリング部５はローパスフィルタ４の出力をサブサンプリングクロックで間引いて、サブサンプリングクロックによる以降のデータ処理が出来るようにする。
サブサンプリング部５の出力はゲイン部６に出力される。ゲイン部６は、比較器１、サンプリング部２、比率変換部３、ローパスフィルタ４、サブサンプリング部５、ゲイン部６、積分器７、閾値ＤＡＣ８からなる閾値制御ループのループゲインを調整する。
ゲイン部６の出力は積分器７に出力される。積分器７はローパスフィルタ４とともに、比率変換部３の出力の積算を行っており、比率変換部３の設定が（＋１，−１）の場合には、＋１と−１の発生頻度が等しくなった時に出力が安定する。＋１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は上昇し、−１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は下降することになる。
積分器７の出力は閾値ＤＡＣ８に出力される。閾値ＤＡＣ８は積分器７の出力によって駆動されているので、上述の＋１と−１の発生頻度が等しくなるという状態は、そのときの閾値による２値化結果のデューティが５０％であることを意味する。この閾値を境に、閾値が上昇するとデューティは減少し、閾値が下降するとデューティは増大する。これにより、積分器出力は、閾値が上昇すると下降、閾値が下降すると上昇することになり、積分器７の出力が閾値ＤＡＣ８に入力されることで、フィードバックシステムは負帰還となるので、デューティ５０％の位置は安定であることが判る。
また、ゲート信号は、光ディスクへの記録中のスペース部、即ち、レーザーパワーがバイアスレベルになっているタイミング、で有効になるようにしても良い。
そして、比率変換部３を（＋１，−１）に設定することで、再生時のレーザーパワーに近く、線速度によっても変化の少ないバイアスパワーでのディスク再生信号の平均値を測定することが出来、例えば、光ディスクの内周と外周とで線速度の異なるＣＡＶモードでの記録時のサーボエラー信号検出などに有効である。
また、ゲート信号は、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ＋Ｒ、あるいは、ＣＤ−Ｒディスクへの記録中のマーク部の後半で有効になるようにしても良い。
そして、比率変換部３を（＋１，−１）に設定することで、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ＋Ｒ、あるいは、ＣＤ−Ｒへの記録状態をリアルタイムにモニタする信号の平均値を得ることが出来、ＯＰＣ（Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、即ち、微弱レーザを照射し記録面の状態をモニタしながら、レーザーパワーを随時制御して本来のデータの記録を行うことを実現することが出来る。
このように、本実施の形態３によれば、検波対象である入力信号を２値化し、クロック源から供給される主クロックをスイッチによりオン／オフしてサンプリングクロックを生成するとともに、分周器によりサンプリングクロックを分周してサブサンプリングクロックを生成し、サンプリングクロックで動作するサンプリング部、比率変換部、ローパスフィルタにより２値化信号をサンプリングし、比率変換し、低域成分を取り出した後、サブサンプリング信号により動作するサブサンプリング部、ゲイン部、積分器により低域成分抽出後の信号をサブサンプリングし、ループゲインを調整し、積分を行うことにより、ピーク検波あるいはボトム検波を行うとともに、この積分結果をＤＡ変換して２値化の際の閾値として用いるようにしたので、集積回路化する際に外付けや集積回路中で面積を占有する部品が含まれるアナログ回路部分を小規模化できるとともに、高速かつ大規模なＡＤ変換器を用いることなく、アナログＲＦ信号中のＩＤ領域のみに該当する信号から直接デジタル検波出力を得ることが可能となる。
（実施の形態４）
図６は本発明の実施の形態４による光ディスク記録再生装置のブロック図である。この実施の形態４は、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号に対して、一組の比較器と閾値ＤＡＣを時分割共用することで、検波動作を行うようにしたものである。
図６において、２１は光ディスクからの反射光を受光する４分割された受光素子、２２ａはディスク内周側の受光素子Ａ，Ｄによる受光信号の和を取って内周側ＲＦ信号を出力する加算器、２２ｂはディスク外周側の受光素子Ｂ，Ｃによる受光信号の和を取って外周側ＲＦ信号を出力する加算器、２６は第１の選択信号ＳＥＬ１により加算器２２ａからの内周側ＲＦ信号と加算器２２ｂからの外周側ＲＦ信号のいずれかを選択して出力する選択部、２３は選択部２６の出力と閾値ＤＡＣ２４の出力である閾値とを比較する比較器、２４は比較器２３の閾値を設定する閾値ＤＡＣ、２７ａは第２の選択信号ＳＥＬ２に応じて比較器２３の出力を第１の検波制御部２５ａあるいは第２の検波制御部２５ｂに分配する分配部、２５ａ，２５ｂは分配部２７ａにより分配された比較器２３の出力を検波する第１，第２の検波制御部、２７ｂは第２の選択信号ＳＥＬ２に従って第１の検波制御部２５ａの出力あるいは第２の検波制御部２５ｂの出力を閾値ＤＡＣ２４に送る選択部である。また、２８は検波制御部２５ａの制御信号である第２の選択信号ＳＥＬ２を反転し検波制御部２５ｂの制御信号として出力するインバータである。
また、第１と第２の検波制御部２５ａと２５ｂは、ともに図５におけるサンプリング部２と、比率変換部３と、ローパスフィルタ４と、サブサンプリング部５と、ゲイン部６と、積分器７と、分周器１０と、スイッチ１１とによって構成されており、第１の検波制御部２５ａのゲート信号ＧＡＴＥは第２の選択信号そのものが、第２の検波制御部２５ｂのゲート信号は第２の選択信号を反転したものが入力されている。
さらに、１１０は第１の選択信号ＳＥＬ１を発生する第１の選択信号発生部、１１１は第２の選択信号ＳＥＬ２を発生する第２の選択信号発生部、１１２は検波制御部２５ａ，２５ｂで使用するクロック信号ＣＫを発生するクロック発生部である。
次に動作について説明する。
加算器２２ａは光ディスクの内周側の受光素子Ａ，Ｄの出力の和である内周側ＲＦ信号を出力し、加算器２２ｂは光ディスクの外周側の受光素子Ｂ，Ｃの出力の和である外周側ＲＦ信号を出力する。第１の選択信号ＳＥＬ１が”Ｈ”の時には、選択部２６は加算器２２ａの出力である内周側ＲＦ信号を選択して出力し、逆に”Ｌ”の時には加算器２２ｂの出力である外周側ＲＦ信号を選択する。
第２の選択信号ＳＥＬ２が”Ｈ”の時には、分配部２７ａは比較器２３の２値化出力を第１の検波制御部２５ａに送り、第１の検波制御部２５ａはゲート信号ＧＡＴＥが有効になることで検波動作を行い、その出力は選択部２７ｂによって閾値ＤＡＣ２４に送られる。第２の選択信号が”Ｌ”の時には、逆に、第２の検波制御部２５ｂが検波動作を行い、その出力は選択部２７ｂによって閾値ＤＡＣ２４に送られる。
例えば、第１の選択信号ＳＥＬ１と第２の選択信号ＳＥＬ２が、共に”Ｈ”の状態と共に”Ｌ”の状態を周期的に繰り返した場合、第１及び第２の選択信号が共に”Ｈ”の場合には、内周側ＲＦ信号が第１の検波制御部２５ａによって検波され、第１及び第２の選択信号が共に”Ｌ”の場合には、外周側ＲＦ信号が第２の検波制御部２５ｂによって検波されることになる。このため、選択信号ＳＥＬ１およびＳＥＬ２の切換周期を十分短くすることにより、比較器２３と閾値ＤＡＣ２４との一組によって、擬似的に同時に、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の検波を行うことが出来る。
このように、本実施の形態４によれば、受光素子により得られる内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号とをマルチプレクスして比較器に送り、比較器後段の第１，第２の検波制御部にデマルチプレクスしてそれぞれを検波するとともにその検波結果をマルチプレクスしてＤＡ変換し、比較器の閾値として用いるようにしたので、擬似的に同時に、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の検波を行うことが出来る。
（実施の形態５）
図７は本発明の実施の形態５による光ディスク記録再生装置のブロック図である。
図７において、３１は光ディスクからの反射光を受光する４分割された受光素子、３２は受光素子３１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力の和を取りＲＦ信号を出力する加算器、３３ａは加算器３２からのＲＦ信号が入力される第１の比較器、３４ａは第１の比較器３３ａの閾値を設定する第１の閾値ＤＡＣ、３５ａは第１の比較器３３ａの出力をピーク検波するピーク検波制御部、３３ｂは加算器３２からのＲＦ信号が入力される第２の比較器、３４ｂは第２の比較器３３ｂの閾値を設定する第２の閾値ＤＡＣ、３５ｂは第２の比較器３３ｂの出力をボトム検波するボトム検波制御部、３６はピーク検波制御部３５ａの出力とボトム検波制御部３５ｂの出力との差を取って振幅信号を出力する減算器であり、この振幅信号はピーク検波部３５ａとボトム検波部３５ｂにも制御信号として出力されている。
ピーク検波制御部３５ａおよびボトム検波制御部３５ｂは、ともに図１におけるサンプリング部２と、比率変換部３と、ローパスフィルタ４と、サブサンプリング部５と、ゲイン部６と、積分器７とによって構成されており、ピーク検波制御部３５ａの比率変換部の設定は（＋１５，−１）、ボトム検波制御部３５ｂの比率変換部の設定は（＋１，−１５）に設定されており、減算器３６の出力はピーク検波制御部３５ａとボトム検波制御部３５ｂのそれぞれのゲイン部に接続されている。
また、１２０はピーク検波制御部３５ａおよびボトム検波制御部３５ｂで使用するクロック信号ＣＫを発生するクロック発生部である。
次に動作について説明する。受光素子３１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力は加算器３２により加算されてＲＦ信号となり、このＲＦ信号が比較器３３ａおよび３３ｂにより閾値ＤＡＣ３４ａおよび３４ｂが出力する閾値とそれぞれ比較されて２値化され、比較器３３ａおよび３３ｂの２値化出力がピーク検波器３５ａおよびボトム検波器３５ｂによりピーク検波およびボトム検波される。また、このピーク検波器３５ａ出力およびボトム検波器３５ｂ出力は減算器３６により減算されることにより、振幅信号が得られるとともに、この振幅信号がピーク検波器３５ａおよびボトム検波器３５ｂ内部のゲイン部のゲインを制御する。
ところで、比較器と閾値ＤＡＣを用いて２値化信号のデューティが特定の値になるようにフィードバックをかける場合、閾値の変化から２値化信号のデューティの変化までの伝達ゲインは検波対象となる信号の振幅に依存し、信号振幅が小さいほど伝達ゲインが大きくなる。その結果、光ディスク再生において反射光量が減少するような欠陥があり、一時的に再生ＲＦ信号振幅が減少する、あるいはほとんどゼロになるような事態が発生すると、その部分でフィードバックループが発振することが起こりうる。
そこで、ＲＦ信号のピーク検波とボトム検波を同時に行っている場合、例えばドロップアウト検出とオフトラック検出を行う場合、には振幅信号を生成してピーク検波制御部とボトム検波制御部のゲイン切換を行うことによって、発振を防止することが出来る。
具体的には、正規のＲＦ信号振幅がある時の振幅信号が１になるように振幅信号を正規化し、ピーク検波制御部３５ａとボトム検波制御部３５ｂのそれぞれのゲイン部に設定された値に乗じた結果をゲインとして用いることで、振幅信号に比例したフィードバックゲインを設定することが出来る。
なお、乗算器を用いない場合には、振幅信号の値によって数段階のゲインを設定しておき、振幅信号の値によってゲインを切り換えるようにすることも可能である。
このように、本実施の形態５によれば、４分割された受光素子の全ての出力を加算してＲＦ信号を生成し、これをピーク検波およびボトム検波するとともに、そのピーク検波出力とボトム検波出力との差に応じてピーク検波制御部およびボトム検波制御部のゲインの切換えを行うようにしたので、光ディスクに欠陥がある場合でも発振が生じるのを防止することができる。
（実施の形態６）
図８（ａ）は本発明の実施の形態６による光ディスク記録再生装置のブロック図である。
この実施の形態６は、図９に示した第１の従来例及び図１５で示した第２の従来例のように、ピーク・ボトム検波を行うことにより、ＴＣ，ＴＩ，ＢＤＯ，ＬＰＯＳ等の信号が得られるものであるが、アナログ回路を削減しつつ高速なＡＤ変換器を不要とし、しかも検出結果が確率的でなく得られるようにしたものである。
図８（ａ）において、５１は光ディスクからの反射光を受光する４分割された受光素子、５２は増幅器であり、受光素子５１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力信号をＩＶ変換する４つのＩＶ変換アンプを有する。５３は受光素子５１の内周側受光素子Ａ，Ｄの検出信号の和を取る加算器、５４は受光素子５１の外周側受光素子Ｂ、Ｃの検出信号の和を取る加算器、５５は加算器５３の出力信号のダイナミックレンジを適切に調整して内周側ＲＦ信号として出力する増幅器、５６は加算器５４の出力信号のダイナミックレンジを適切に調整して外周側ＲＦ信号として出力する増幅器、５７は内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の和を取って加算ＲＦ信号として出力する加算器、５８はＤＶＤ−ＲＡＭ再生時の加算ＲＦ信号中のＩＤ領域の信号のダイナミックレンジを適切に調整してＩＤＲＦ信号として出力する増幅器、５９は第１の選択信号Ｓ１により内周側ＲＦ信号とＩＤＲＦ信号のいずれかを選択して出力する選択部、６０は第１の選択信号Ｓ１により外周側ＲＦ信号とＩＤＲＦ信号のいずれかを選択して出力する選択部である。
また、６１は選択部５９の出力を受ける比較器、６５は第２の選択信号Ｓ２によって比較器６１の２値化出力をＶＦＯ１ピーク検波制御部６９かＶＦＯ３ピーク検波制御部７０かＬＰＯＳｐ検波制御部７１かのいずれかに分配する分配部、６９は第１のサンプリングクロックＣＫ１によって動作し、分配部６５の出力をピーク検波するＶＦＯ１ピーク検波制御部、７０は第２のサンプリングクロックＣＫ２によって動作し、分配部６５の出力をピーク検波するＶＦＯ３ピーク検波制御部、７１は第３のサンプリングクロックＣＫ３によって動作し、分配部６５の出力を検波するＬＰＯＳｐ検波制御部、６６は第２の選択信号Ｓ２によってＶＦＯ１ピーク検波制御部６９の出力かＶＦＯ３ピーク検波制御部７０の出力かＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力かのいずれかを選択して閾値ＤＡＣ６２に出力する選択部、６２は選択部６６の出力をＤＡ変換して比較器６１の閾値を設定する閾値ＤＡＣである。
また、６３は選択部６０の出力を受ける比較器、６７は第２の選択信号Ｓ２によって比較器６３の２値化出力をＶＦＯ１ボトム検波制御部７２かＶＦＯ３ボトム検波制御部７３かＬＰＯＳｎ検波制御部７４かのいずれかに分配する分配部、７２は第１のサンプリングクロックＣＫ１によって動作し、分配部６７の出力をボトム検波するＶＦＯ１ボトム検波制御部、７３は第２のサンプリングクロックＣＫ２によって動作し、分配部６７の出力をボトム検波するＶＦＯ３ボトム検波制御部、７４は第３のサンプリングクロックによって動作し、分配部６７の出力を検波するＬＰＯＳｎ検波制御部、６８は第２の選択信号Ｓ２によってＶＦＯ１ボトム検波制御部７２の出力かＶＦＯ３ボトム検波制御部７３の出力かＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力かのいずれかを選択して閾値ＤＡＣ６４に出力する選択部、６４は選択部６８の出力をＤＡ変換して比較器６３の閾値を設定する閾値ＤＡＣである。
また、７５はＶＦＯ１ピーク検波制御部６９の出力とＶＦＯ３ピーク検波制御部７０の出力とＶＦＯ１ボトム検波制御部７２の出力とＶＦＯ３ボトム検波制御部７３の出力とから、トラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成するＴＣＴＩ生成部、７６はＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力とＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力との差を取ってレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）を生成する減算器である。
また、７７は加算器５７からの加算ＲＦ信号を受ける比較器、８１は比較器７７の２値化信号を受けてピーク検波を行うピーク検波制御部、７８はピーク検波制御部８１の出力をＤＡ変換し比較器７７の閾値を設定する閾値ＤＡＣ、７９は加算器５７からの加算ＲＦ信号を受ける比較器、８２は比較器７９の２値化信号を受けてボトム検波を行うボトム検波制御部、８０はボトム検波制御部８２の出力をＤＡ変換し比較器７９の閾値を設定する閾値ＤＡＣ、８４はピーク検波制御部８１の出力を受けてＢＤＯ信号を出力する比較器、８５は比較器８４の閾値を設定する閾値設定部、８６はボトム検波制御部８２の出力を受けてＯＦＴＲ信号を出力する比較器、８７は比較器８６の閾値を設定する閾値設定部、８３はピーク検波制御部８１の出力とボトム検波制御部８２の出力との差を取ってＲＦ振幅信号を出力する減算器、である。
１４０は第１の選択信号Ｓ１を発生する第１の選択信号発生部であり、第１の選択信号Ｓ１は、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＩＤ領域でＩＤＲＦ信号を選択するように動作し、それ以外の時は、選択部５９と６０がそれぞれ内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号を選択するように動作している。また、１４１は第２の選択信号Ｓ２を発生する第２の選択信号発生部である。
また、１４３は第１のサンプリングクロックＣＫ１を発生する第１のサンプリングクロック発生部であり、第１のサンプリングクロックＣＫ１はＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ１の領域で有効になる。１４４は第２のサンプリングクロックＣＫ２を発生する第２のサンプリングクロック発生部であり、第２のサンプリングクロックＣＫ２は同じくＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ３の領域で有効になる。また、１４５は第３のサンプリングクロックＣＫ３を発生する第３のサンプリングクロック発生部であり、第３のサンプリングクロックＣＫ３は光ディスク記録再生装置のシーク動作時に有効になる。第１ないし第３のサンプリングクロックの周波数は、再生ＲＦ信号のビットレートにほぼ等しい周波数である。
また、１４２は第４のサンプリングクロックＣＫ０を発生する第４のサンプリングクロック発生部であり、このサンプリングクロックＣＫ０は、再生ＲＦ信号のビットレートにほぼ等しい周波数の連続したクロックが供給され、ピーク検波制御部８１とボトム検波制御部８２で使用される。
次に動作について説明する。光ディスクからの反射光は受光素子５１により光電変換され、４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからの受光信号が、増幅器５２によりＩＶ変換され、加算器５３により内周側の受光素子Ａ，Ｄの出力信号を増幅した信号の和信号が得られる。また、加算器５４により外周側の受光素子Ｂ，Ｃの出力信号を増幅した信号の和信号が得られる。加算器５３の出力信号は増幅器５５によりそのダイナミックレンジが適切なものとなるように調整され内周側ＲＦ信号として出力される。また、加算器５４の出力信号は増幅器５６によりそのダイナミックレンジが適切なものとなるように調整され外周側ＲＦ信号として出力される。これら内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号とは加算器５７により加算されて加算ＲＦ信号となり、増幅器５８によりダイナミックレンジが適切に調整されてＩＤＲＦ信号として出力される。選択部５９および６０は第１の選択信号Ｓ１に応じて選択動作が行われ、選択部５９により、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＩＤ領域で増幅器５８からのＩＤＲＦ信号が、それ以外の時は増幅器５５からの内周側ＲＦ信号が、それぞれ選択される。また、選択部６０により、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＩＤ領域で増幅器５８からのＩＤＲＦ信号が、それ以外の時は増幅器５６からの外周側ＲＦ信号が、それぞれ選択される。
選択部５９，６０の出力信号は比較器６１，６３によりその閾値となるＤＡＣ６２，６４の出力信号と比較され、２値化が行われる。分配部６５および６７は第２の選択信号Ｓ２に応じて選択動作が行われ、比較器６１の出力信号は、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ１の領域ではＶＦＯ１ピーク検波制御部６９に、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ３の領域ではＶＦＯ３ピーク検波制御部７０に、光ディスク記録再生装置のシーク動作時にはＬＰＯＳｐ検波制御部７１に分配され、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９，ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０によりピーク検波が、ＬＰＯＳｐ検波制御部７１によりＬＰＯＳｐ検波が行われる。また、比較器６３の出力信号は、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ１の領域ではＶＦＯ１ボトム検波制御部７２に、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ３の領域ではＶＦＯ３ボトム検波制御部７３に、光ディスク記録再生装置のシーク動作時にはＬＰＯＳｎ検波制御部７４に分配され、ＶＦＯ１ボトム検波制御部７２，ＶＦＯ３ボトム検波制御部７３によりボトム検波が、ＬＰＯＳｎ検波制御部７４によりＬＰＯＳｎ検波が行われる。
ＴＣＴＩ生成部７５により、これらの検波出力中の、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９からのピーク検波出力，ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０からのピーク検波出力，ＶＦＯ１ボトム検波制御部７２からのボトム検波出力，ＶＦＯ３ボトム検波制御部７３からのボトム検波出力を用いて、ＴＣ信号およびＴＩ信号が生成される。また、減算器７６によりＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力信号とＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力信号との差が取られてＬＰＯＳ信号が生成される。
また、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９の出力，ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０の出力，ＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力は選択器６６により第２の選択信号Ｓ２に応じて選択され、ＤＡＣ６２に出力され、ＤＡＣ６２により比較器６１の閾値となる。
また、ＶＦＯ１ボトム検波制御部７２の出力，ＶＦＯ３ボトム検波制御部７３の出力，ＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力は選択器６８により第２の選択信号Ｓ２に応じて選択され、ＤＡＣ６４に出力され、ＤＡＣ６４により比較器６３の閾値となる。
また、加算器５７の出力信号は比較器７７，７９によりＤＡＣ７８，８０から出力される閾値と比較されて２値化され、比較器７７の出力信号はピーク検波制御部８１によりピーク検波がなされＲＦピーク信号が得られる。また、比較器７９の出力信号はボトム検波制御部８２によりボトム検波がなされＲＦボトム信号が得られる。また、ピーク検波制御部８１の出力信号はＤＡＣ７８によりアナログ信号に変換され、比較器７７の閾値として使用される。同様に、ボトム検波制御部８２の出力信号はＤＡＣ８０によりアナログ信号に変換され、比較器７９の閾値として使用される。
ピーク検波制御部８１の出力信号は閾値設定部８５に設定された閾値と比較器８４により比較され、その比較結果としてＢＤＯ信号が得られる。また、ボトム検波制御部８２の出力信号は閾値設定部８７に設定された閾値と比較器８６により比較され、その比較結果としてＯＦＴＲ信号が得られる。
さらに、減算器８３により、ピーク検波制御部８１の出力信号とボトム検波制御部８２の出力信号との差が取られ、その差としてＲＦ振幅信号が得られる。
これらの動作により、ＤＶＤ−ＲＡＭの記録再生時のＣＡＰＡ領域でＶＦＯ１とＶＦＯ３のピークエンベロープとボトムエンベロープの測定を行い、その結果からトラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）を検出し、また、シーク中には内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号のピークエンベロープの測定を行い、その差を取ってレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）を得ることが出来る。また、加算ＲＦ信号のピークエンベロープとボトムエンベロープの測定を行い、その変化を２値化してＢＤＯ信号とＯＦＴＲ信号を得ることが出来る。
なお、本実施の形態６では、光ディスク記録再生装置の動作モードとして、ＤＶＤ−ＲＡＭ以外の再生中、ＤＶＤ−ＲＡＭのデータ領域の記録再生中など、検波動作が行われないタイミングが存在するが、それらのタイミングでさらに処理を追加しても良い。例えば、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の振幅とオフセットを測定し、それらを一定にするためのＡＧＣ処理なども、比較器と閾値ＤＡＣの追加無しで実現することが出来る。
また、実施の形態６では、クロックのＯＮ／ＯＦＦにより、各制御部６９〜７３，８１，８２の動作を切り替えるようにしたが、この切り替えはクロックでなくてもよく、図８（ｂ）に示すように、制御信号によりその動作を切り替えるようにしてもよい。
即ち、図８（ｂ）に示されるように、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９およびＶＦＯ１ボトム検波制御部７２は第１の制御信号ＣＬ１により動作し、ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０およびＶＦＯ３ボトム検波制御部７３は第２の制御信号ＣＬ２により動作し、ＬＰＯＳｐ検波制御部７１およびＬＰＯＳｎ検波制御部７４は第３の制御信号ＣＬ３により動作する。
１４７は第１の制御信号ＣＬ１を発生する第１の制御信号発生部、１４８は第２の制御信号ＣＬ２を発生する第２の制御信号発生部、１４９は第３の制御信号ＣＬ３を発生する第３の制御信号発生部である。
さらに、実施の形態１ないし６では、光ディスク記録再生装置に適用するものとしたが、いずれも光ディスク再生装置に適用してもよい。
また、実施の形態１ないし６では、クロックや選択信号、制御信号、ゲート信号を信号毎に別々の回路により発生するようにしたが、これらを１つの回路により発生するようにしてもよい。
このように、本実施の形態６によれば、２組の比較器と閾値ＤＡＣを用いて６種類の検波結果を得て、ＴＣＴＩ信号とＬＰＯＳ信号の検出を行うことが出来、しかも、光ディスク記録再生装置の動作モードに応じて検出信号を切り換えることで、それぞれの信号検出を、相互干渉無しに、完全に独立して行うことが出来る。これは、それぞれの検波制御部をデジタル回路で構成し、検波回路動作を停止している間は完全に直前の状態をホールドし、検波回路を動作させれば、あたかも停止期間が存在しなかったかのように動作するという機能を実現できたことによる効果である。
以上のように、本発明の光ディスク記録再生装置は、特にアナログ回路を簡易な構成とすることができるため、微細プロセスによるチップサイズ削減等に有効であり、さらに、耐ノイズ性、追従性などのチューニングを容易に行うことが出来るため、光ディスク記録再生装置の合理化を進める技術としても有効である。
本発明は、光ディスク記録再生装置の改良を図ったものに関する。
近年、光ディスク記録再生装置のコストダウン要望は強いものがあり、使用されるＬＳＩなどの電子部品に対するコストダウン要求もきわめて強くなってきている。この要求に対応するため、ＬＳＩの集積度を上げて部品点数を削減する技術開発が行われており、特に、高集積化を推進するうえでの障害となるアナログ回路の削減が求められている。
以下、従来の光ディスク記録再生装置のＲＦ信号検波部について説明する。
図９に、従来の光ディスク記録再生装置におけるアナログ処理によるＲＦ信号検波部のブロック図を示す。
図９において、１０１は光ディスクに形成されたトラックの接線方向及び半径方向に４分割された受光素子、１０２は増幅器であり、受光素子１０１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力信号をＩＶ（電流電圧）変換する４つのＩＶ変換アンプを有する。１０３ａは増幅器１０２の４つの出力を加算し、その合計であるＲＦ信号を生成する加算器、１０４ａは加算器１０３ａから出力されたＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０５ａは増幅器１０４ａにより増幅されたＲＦ信号のピークレベルとボトムレベルを検波してＲＦピーク信号とＲＦボトム信号を生成するピーク・ボトム検波器、１０６ａはピーク・ボトム検波器１０５ａにより生成されたＲＦピーク信号を適切な閾値で２値化してドロップアウト信号（ＢＤＯ）を生成する２値化器、１０６ｂはピーク・ボトム検波器１０５ａにより生成されたＲＦボトム信号を適切な閾値で２値化してオフトラック信号（ＯＦＴＲ）を生成する２値化器である。
また、１０４ｂは加算器１０３ａから出力されたＲＦ信号の中のＩＤ領域に該当する区間のＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０５ｂは増幅器１０４ｂの出力におけるＩＤ領域の前半のＶＦＯ１の区間で有効になるゲート信号１（ｇａｔｅ１）のタイミングで増幅器１０４ｂの出力に対するピーク検波及びボトム検波を行ってＶＦＯ１ピーク信号とＶＦＯ１ボトム信号とを生成するピーク・ボトム検波器、１０５ｃは増幅器１０４ｂの出力におけるＩＤ領域の後半のＶＦＯ３の区間で有効になるゲート信号２（ｇａｔｅ２）のタイミングで増幅器１０４ｂの出力に対するピーク検波及びボトム検波を行ってＶＦＯ３ピーク信号とＶＦＯ３ボトム信号とを生成するピーク・ボトム検波器、１０６ｃはピーク・ボトム検波器１０５ｂから出力されたＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ボトム信号、及び、ピーク・ボトム検波器１０５ｃから出力されたＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ボトム信号から、トラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成するＴＣＴＩ信号生成器である。
さらに、１０３ｂは受光素子１０１のうち光ディスクの内周側の２つの受光素子ＡとＤの出力信号を増幅した信号の和を取り内周側ＲＦ信号を生成する加算器、１０３ｃは受光素子１０１のうち光ディスクの外周側の２つの受光素子ＢとＣの出力信号を増幅した信号の和を取り外周側ＲＦ信号を生成する加算器、１０４ｃは加算器１０３ｂの出力ＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０４ｄは加算器１０３ｃの出力ＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１０５ｃは増幅器１０４ｃが出力する内周側ＲＦ信号のピーク検波を行って内周側ピーク信号を生成するピーク検波器、１０５ｄは増幅器１０４ｄが出力する外周側ＲＦ信号のピーク検波を行って外周側ピーク信号を生成するピーク検波器、１０６ｄはこれらピーク検波器１０５ｃと１０５ｄとにより生成された内周側ピーク信号と外周側ピーク信号との差を取りレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）を生成する減算器である。
そして、１０７はピーク・ボトム検波器１０５ａからのＲＦピーク信号とＲＦボトム信号、ＴＣＴＩ信号生成器１０６ｃからのトラックセンター信号ＴＣとチルト信号ＴＩ、減算器１０６ｄからのレンズ位置信号ＬＰＯＳを入力とし、これらのうちのいずれか一つを選択するマルチプレクサ、１０８はマルチプレクサ１０７により選択された信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器である。
図１０は、ＢＤＯ信号及びＯＦＴＲ信号を検出する動作を説明する波形図で、各信号名は上記図９における信号名と同一である。
光ディスクの表面あるいは光ディスクの基材中にあって入射光や反射光を遮る欠陥はドロップアウトと呼ばれており、ＲＦ信号のピークレベルの変化により、その検出が可能である。従って、図９の増幅器１０４ａにより一定の振幅とオフセットとなるように調整されたＲＦ信号のピーク検波をピーク・ボトム検波器１０５ａで行うと、図１０に示されるＲＦピーク信号の波形が得られ、これを適切な閾値で２値化するとＢＤＯ信号が得られる。
また、ピックアップのジャンプ動作などにより入射光がトラック間を移動する場合、トラックとトラックとの中点では最大反射光量は変化しないがＲＦ信号振幅が低下するため、ＲＦ信号のボトムレベルの変化をとらえることでトラック中間点を検出することが出来る。従って、増幅器１０４ａにより一定の振幅とオフセットとなるように調整されたＲＦ信号のボトム検波をピーク・ボトム検波器１０５ａで行えば、図１０に示されるＲＦボトム信号の波形が得られ、これを適切な閾値で２値化することでＯＦＴＲ信号が得られる。
図１１はＴＣ及びＴＩ信号を検出する動作を説明する波形図で、ひとつのＩＤ領域を拡大して表示している。各信号名は上記の図９における信号名と同一であり、ＴＣ及びＴＩ信号については、これらを生成する演算式（ＶＦＯ１ｐ−ＶＦＯ１ｂ）−（ＶＦＯ３ｐ−ＶＦＯ３ｂ），（ＶＦＯ１ｂ−ＶＦＯ３ｂ）をその信号名ＴＣ，ＴＩの下側に記載している。なお、図１１中に示すように、ＶＦＯ１ｐはＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ｂはＶＦＯ１ボトム信号、ＶＦＯ３ｐはＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ｂはＶＦＯ３ボトム信号である。
光ディスク、特にＤＶＤ−ＲＡＭの再生において、ＲＦ信号中のＩＤ領域は図１１に示されるように記録領域に対して正のオフセットを持っているため、図９の増幅器１０４ｂによってＩＤ領域のＲＦ信号がダイナミックレンジの中で最適なレンジになるようにオフセットとゲインが調整され、ピーク・ボトム検波器１０５ｂとピーク・ボトム検波器１０５ｃに入力される。
ＩＤ領域は前半のＩＤ１／２と後半のＩＤ３／４とに分かれており、図１１に示されるように、ＩＤ１／２期間中のＶＦＯ１領域でゲート信号１が有効になり、ＩＤ３／４期間中のＶＦＯ３領域でゲート信号２が有効となる。
ゲート信号１が有効になっている間にピーク・ボトム検波器１０５ｂが動作してＶＦＯ１ピーク信号とＶＦＯ１ボトム信号を更新し、ゲート信号２が有効になっている間にピーク・ボトム検波器１０５ｃが動作してＶＦＯ３ピーク信号とＶＦＯ３ボトム信号を更新する。それぞれのゲート信号が無効である間は、ＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ボトム信号、ＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ボトム信号はホールドされる。
図９のＴＣＴＩ信号生成器１０６ｃは、ＶＦＯ１ピーク信号（ＶＦＯ１ｐ）、ＶＦＯ１ボトム信号（ＶＦＯ１ｂ）、ＶＦＯ３ピーク信号（ＶＦＯ３ｐ）、ＶＦＯ３ボトム信号（ＶＦＯ３ｂ）の４つの信号から、ＴＣ＝（ＶＦＯ１ｐ−ＶＦＯ１ｂ）−（ＶＦＯ３ｐ−ＶＦＯ３ｂ）、ＴＩ＝ＶＦＯ１ｂ−ＶＦＯ３ｂの演算を行うことにより、トラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成して出力する。
図１２はレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）の検出動作を説明する波形図で、各信号名は上記の図９における信号名と同一である。
レンズ位置信号（ＬＰＯＳ）は、長距離シークを行う際に半径方向のレンズ位置を固定するための検出信号で、光ディスク上のミラー部の反射光によるプッシュプル信号がレンズ位置を示すことにより検出が行われる。ミラー部の反射光の検出はＲＦ信号のピーク検波を行うことで検出することが出来る。
図９の加算器１０３ｂおよび加算器１０３ｃによって生成された内周側ＲＦ信号および外周側ＲＦ信号は、増幅器１０４ｃおよび増幅器１０４ｄによってダイナミックレンジが調整され、ピーク検波器１０５ｃおよびピーク検波器１０５ｄによってそれぞれのピーク検波信号である内周側ピーク信号および外周側ピーク信号が生成され、それらの差を減算器１０６ｄにより取ることによってレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）が生成される。
図１３は図９のＲＦ信号検波部において、アナログ回路によりピーク・ボトム検波を行うピーク・ボトム検波器１０５ａに用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。
図１３において、１２１はベースにＲＦ信号が入力されるエミッタフォロワ形のＮＰＮトランジスタ、１２２はＮＰＮトランジスタ１２１のエミッタ電流によって充電されるコンデンサ、１２３はコンデンサ１２２の電荷をゆっくりと放電する電流源であり、これらＮＰＮトランジスタ１２１、コンデンサ１２２、電流源１２３によってピーク検波器が構成されている。
また、１２４はベースにＮＰＮトランジスタ１２１に入力されるのと同じＲＦ信号が入力されるエミッタフォロワ形のＰＮＰトランジスタ、１２５はＰＮＰトランジスタ１２４のエミッタ電流によって充電されるコンデンサ、１２６はコンデンサ１２５の電荷をゆっくりと放電する電流源であり、これらＰＮＰトランジスタ１２４、コンデンサ１２５、電流源１２６によってボトム検波器が構成されている。
このピーク検波器およびボトム検波器のそれぞれの検波動作を、ピーク検波器を例にとって説明する。
ＮＰＮトランジスタ１２１のベース端子にＲＦ信号が入力されると、ベース電圧が（コンデンサ１２２の端子電圧）＋Ｖｂｅ（Ｖｂｅはトランジスタ１２１のベース・エミッタ間電圧）以上の電圧になった時のみベース電流が流れ、トランジスタの電流増幅作用によってそのｈｆｅ倍のエミッタ電流が発生してコンデンサ１２２に急速に電荷を充電する。これにより、コンデンサ１２２の端子電圧はＲＦ信号の最大電圧からＶｂｅだけ低い電圧に充電され、それ以上になることはないので、ピーク検波が行われたことになる。また、ＲＦ信号のピーク電圧の変動に追従する必要があり、ピーク電圧が上昇してゆく場合は上記の動作によってコンデンサ１２２の電位が上昇して追従することが出来るが、ピーク電圧が下降する場合には電流源１２３によるコンデンサ１２２の電荷放電によって追従することになる。ボトム検波器はその電圧の向きが逆になるのみで、動作はピーク検波器と同様である。
この回路をＬＳＩ化する際に、コンデンサ１２２とコンデンサ１２５とは外付けされる場合が多く、ＬＳＩに内蔵される場合でも、コンデンサのみでＬＳＩ内の比較的大きな面積を占有することが多い。
また、図１４は図９のＲＦ信号検波部において、アナログ回路によりＢＤＯ信号を２値化する２値化器１０６ａに用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。
この図１４において、１３１、１３２、１３３は図１３の検波回路におけるＮＰＮトランジスタ１２１、コンデンサ１２２、電流源１２３と同様の構成を有するＮＰＮトランジスタ、コンデンサ、電流源であり、ピーク・ボトム検波器１０５ａにより一旦ピーク検波された検波信号に対してさらに低速の放電速度を持ったピーク検波を行うことにより、ドロップアウトによるピークレベルの変動に追従しない、安定なピークレベル信号を生成する。また、１３４は加算器で、前記ピークレベルから一定レベルだけ低い位置に閾値が設定され、この閾値をピークレベル信号に加算する。１３５は検波信号と加算器１３４の出力信号とを比較することにより、閾値を用いて検波信号を２値化するコンパレータである。ＯＦＴＲ信号の２値化を行う回路についてはその極性が反転するのみで、検出原理はＢＤＯ信号を２値化するのと同一であるので、同様の構成の回路となる。
この回路がＬＳＩ化される際に、コンデンサ１３２は容量が大きいため、基本的には外付けとなる。
また、第２の従来例として、図１５は従来の光ディスク記録再生装置をデジタル化したＲＦ信号検波部を示すブロック図である。
図１５において、１５１はトラック接線方向及び半径方向に４分割された受光素子、１５２は増幅器であり、受光素子１５１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力信号をＩＶ変換する４つのＩＶ変換アンプを有する。１５３ａは受光素子１５１のうち内周側の２つの受光素子ＡとＤの出力信号を増幅した信号の和を取り内周側ＲＦ信号を生成する加算器、１５３ｂは受光素子１５１のうち外周側の２つの受光素子ＢとＣの出力信号を増幅した信号の和を取り外周側ＲＦ信号を生成する加算器、１５４ａと１５４ｂは加算器１５３ａと１５３ｂの出力ＲＦ信号のダイナミックレンジを調整する増幅器、１５５ａと１５５ｂは増幅器１５４ａと１５４ｂの出力ＲＦ信号をＡＤ変換するＡＤコンバータであり、１５６はＡＤコンバータ１５５ａ及び１５５ｂの変換結果の和を取って加算ＲＦ信号を得る加算器である。
また、１５７ａと１５７ｂは加算器１５６から出力される加算ＲＦ信号のピーク検波とボトム検波を行ってＲＦピーク信号とＲＦボトム信号を生成するピーク検波器とボトム検波器であり、１６０ａと１６０ｂはこれらピーク検波器１５７ａとボトム検波器１５７ｂにより検出されたＲＦピーク信号とＲＦボトム信号をそれぞれに適切な閾値を用いて２値化してＢＤＯ信号とＯＦＴＲ信号を生成する２値化器である。
また、１５８ａと１５８ｂは加算器１５６から出力される加算ＲＦ信号からＶＦＯ１タイミング信号によってＶＦＯ１のピーク信号とボトム信号を生成するピーク検波器とボトム検波器、１５８ｃと１５８ｄは加算器１５６から出力される加算ＲＦ信号からＶＦＯ３タイミング信号によってＶＦＯ３のピーク信号とボトム信号を生成するピーク検波器とボトム検波器であり、１６１はピーク検波器１５８ａ、ボトム検波器１５８ｂ、ピーク検波器１５８ｃ、ボトム検波器１５８ｄにより生成されたＶＦＯ１ピーク信号、ＶＦＯ１ボトム信号、ＶＦＯ３ピーク信号、ＶＦＯ３ボトム信号からトラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成するＴＣＴＩ信号生成器である。
また、１５９ａ、１５９ｂはＡＤコンバータ１５５ａ，１５５ｂによるＡＤ変換後の内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号のピーク検波を行うピーク検波器、１６２はピーク検波器１５９ａ、１５９ｂの出力の差を取る減算器であり、これらは、図９に示す第１の従来例と同じくレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）の生成を行っている。
上記のピーク検波器の構成について、最も一般的に用いられるのは、ＡＤ変換されたＲＦ信号とレジスタの値とを比較し、ＲＦ信号の値が大きければその値でレジスタの内容を置き換え、ＲＦ信号の値が小さければレジスタの値から一定値を減算した値でレジスタのデータを更新するという構成であり、その比較器が図１３のＮＰＮトランジスタ１２１に、レジスタがコンデンサ１２２に、減算する一定値が電流源１２３の定電流に、それぞれ相当する。
この図１５に示す第２の従来例の構成において、ＲＦ信号のピーク検波を行うために通常はＲＦ信号帯域の２倍以上の変換速度を持つＡＤ変換器が必要であるが、回路規模を削減するために、ＡＤ変換器の変換速度を低速にして、ＲＦ信号が疑似ランダム信号であることを利用し、何回かＡＤ変換した値のうちの一部がピークレベルあるいはボトムレベルであるという、確率的な検出を行うものもある（例えば、特許文献１を参照。）この場合、高速なＡＤ変換器を用いる必要はない。
特開２００１−１６７４４０号公報
このように、図９に示す第１の従来例においては、ほとんど全ての回路がアナログ回路で構成されるために、高精細プロセスを用いてチップサイズを小さくしようとしても、アナログ回路のサイズはプロセスルールに比例して小さくならないために、チップサイズが小さくならない、という課題があった。また、検波器と２値化器に含まれるコンデンサが外付けとなって端子数が増加するという課題があった。
また、図１５に示す第２の従来例においては、ＡＤ変換後のデータを用いてＲＦ信号のピーク・ボトム検波を行う必要があるため、ＡＤ変換器の変換速度は少なくともＲＦ信号帯域の２倍、出来れば４倍は必要であるため高速ＡＤ変換器が必要となり、しかも高速ＡＤ変換器が２個必要となるので回路規模が大きくなるという課題があり、ＩＤ領域も含めたダイナミックレンジと、トラックセンター信号やウォブル信号の検出精度を考慮すると、高速ＡＤ変換器として現実的な８ビット精度のものでは、変換精度が不足であり、ＡＤ変換器のビット精度向上、および、ＡＤ変換器の追加が必要になり、ＡＤ変換器の回路規模がさらに増大するという課題があった。
また、ＡＤ変換器の変換速度を低速にした場合には、ピークレベルを正確に取得するためのＲＦ帯域以上に高速なサンプルホールド回路が必要であり、また確率的なピーク検出しか行えないために応答速度が低下するという課題があった。
本発明は、上記のような従来の課題を解決するためになされたものであり、アナログ回路で行われる処理を削減しデジタル回路による処理に置き換えることでアナログ回路規模を縮小し、さらに、高速ＡＤ変換器を使わないことでアナログ回路規模の増大を抑えて高集積プロセスを用いた場合のチップサイズを縮小し、また、性能面では、ホールド性能の向上と、追従性能の確保を実現することが可能な光ディスク記録再生装置を得ることを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明の請求項１に係る光ディスク記録再生装置は、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値発生用のデジタルアナログ変換器（以下、閾値ＤＡＣと称す）と、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項２に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部と前記比率変換部との間に、該サンプリング部の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項３に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部の前段に、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項４に係る光ディスク記録再生装置は、請求項２または請求項３記載の光ディスク記録再生装置において、前記エッジ延長部は、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間が一定時間以下にならないようにすることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項５に係る光ディスク記録再生装置は、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長時間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期にほぼ等しいことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項６に係る光ディスク記録再生装置は、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長期間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期に対して一定値分の一であることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項７に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１に記載の光ディスク記録再生装置において、前記サンプリングクロックは検波期間のみ有効となるように制御されており、前記サブサンプリングクロックはサンプリングクロックを分周することによって生成されることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項８に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋１／−１”あるいは”＋Ｎ／−１”、”＋１／−Ｎ”を出力する（但し、Ｎは正の整数）ことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項９に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋Ｐ／−Ｑ”を出力する（但し、ＰおよびＱは正の整数）ことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１０に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックの周波数の１／２以下のカットオフ周波数を持つことを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１１に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記サブサンプリングクロックは前記サンプリングクロックの整数倍の周期を持ち、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックとサンプリングクロックの周期の比に等しい数のサンプリングデータの移動和あるいは移動平均を演算することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１２に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、ＲＦ信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共に検波信号を生成する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有し、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１３に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、複数の検波信号を生成する複数の検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数の検波制御部の内の一つに比較器の比較結果を入力する分配部と、前記複数の検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し閾値ＤＡＣに出力する第２の選択部とを備え、前記複数の検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、第２の選択信号によって対応する検波制御部が選択された時のみ有効となることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１４に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、前記ＲＦ信号が入力される第１の比較器と、該第１の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１の閾値ＤＡＣと、前記第１の比較器の出力を受け前記第１の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にピーク検波信号を生成するピーク検波制御部と、前記ＲＦ信号が入力される第２の比較器と、該第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第２の閾値ＤＡＣと、該第２の比較器の出力を受けて第２の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にボトム検波信号を生成するボトム検波制御部とを備え、前記ピーク検波制御部および前記ボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１５に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１４に記載の光ディスク記録再生装置において、前記ピーク検波制御部の出力と前記ボトム検波制御部の出力との差を取って振幅信号を生成する減算器を備え、前記ピーク検波制御部、及び、前記ボトム検波制御部は前記振幅信号に応じて制御パラメータを切り換えることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１６に係る光ディスク記録再生装置は、請求項１５に記載の光ディスク記録再生装置において、前記制御パラメータは、前記検波制御部が前記閾値ＤＡＣに出力する閾値信号を生成する際の増幅率であることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１７に係る光ディスク記録再生装置は、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、該複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、前記複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される第１及び第２の比較器と、該第１及び第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１及び第２の閾値ＤＡＣと、複数のピーク検波信号を生成する複数のピーク検波制御部と、複数のボトム検波信号を生成する複数のボトム検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数のピーク検波制御部の内の一つに前記第１の比較器の比較結果を入力する第１の分配部と、前記第２の選択信号によって選択された複数のボトム検波制御部の内の一つに第２の比較器の比較結果を入力する第２の分配部と、複数のピーク検波制御部の閾値信号出力を前記第２の選択信号によって選択し第１の閾値ＤＡＣに入力する第２の選択部と、複数のボトム検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し第２の閾値ＤＡＣに入力する第３の選択部とを備え、前記複数のピーク検波制御部および前記複数のボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、前記第２の選択信号によって対応するピーク検波制御部及びボトム検波制御部が選択された時のみ有効となることを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１８に係る光ディスク記録再生装置は、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項１９に係る光ディスク記録再生装置は、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有することを特徴とするものである。
また、本発明の請求項２０に係る光ディスク記録再生装置は、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有することを特徴とするものである。
本発明の請求項１に係る光ディスク記録再生装置によれば、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値発生用のデジタルアナログ変換器（以下、閾値ＤＡＣと称す）と、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有するように構成したので、検波対象のアナログ信号からその検波結果の信号のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、サブサンプリング手段により以降の処理の動作クロック周波数を低下させて消費電力を低減し、可変設定可能なゲイン手段により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項２に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部と前記比率変換部との間に、該サンプリング部の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有するように構成したので、検波対象信号が、対称性が悪く、デューティ比が小さい信号であっても、正確なピークレベルを検波することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項３に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、前記検波制御部は、前記サンプリング部の前段に、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有するように構成にしたので、検波対象信号が、対称性が悪く、Ｈ期間あるいはＬ期間がサンプリングクロック周期以下の、デューティ比がきわめて小さい信号であっても確実にサンプリングした上で延長することができ、正確なピークレベルを検波することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項４に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項２あるいは請求項３に記載の構成において、前記エッジ延長手段は、比較手段の出力のＨ期間あるいはＬ期間が一定時間以下にならないようにするように構成したことにより、Ｈ期間あるいはＬ期間が短い場合のみエッジ延長を行い、それ以外はエッジ延長が行われないので、検波動作の応答速度を上げることができるという効果が得られる。
また、本発明の請求項５に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長時間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期にほぼ等しいという構成にしたので、検波対象信号のピーク発生周期のある程度の変動には影響を受けずに、追従性能を確保することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項６に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記延長期間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期に対して一定値分の一という構成にしたことにより、エッジ延長時間を短縮して、検波動作の応答速度を上げることができるという効果が得られる。
また、本発明の請求項７に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１に記載の光ディスク記録再生装置において、前記サンプリングクロックは検波期間のみ有効となるように制御されており、前記サブサンプリングクロックはサンプリングクロックを分周することによって生成されるように構成したので、検波処理を時間的に分離することが可能となって、間欠的に発生する信号の検波が出来、コンパレータと閾値ＤＡＣを時分割で共有することで同時に複数の信号の検波が出来、検波対象信号の特定の部分のみを対象として検波処理を行うことが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項８に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかにおいて、前記比率変換手段は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋１／−１”あるいは”＋Ｎ／−１”、”＋１／−Ｎ”を出力する（Ｎは正の整数）という構成にしたので、比較器出力のデューティ比を操作して検波効率を自由に可変することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項９に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかにおいて、前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋Ｐ／−Ｑ”を出力する（ＰおよびＱは正の整数）という構成にしたので、比較器出力のデューティ比を操作して検波効率をさらに自由に可変することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１０に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックの周波数の１／２以下のカットオフ周波数を持つという構成にしたので、ローパスフィルタがアンチエイリアスフィルタとして働き、後段のサブサンプリング部における折り返しノイズを防止することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１１に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックとサンプリングクロックの周期の比に等しい数のサンプリングデータの移動和あるいは移動平均を演算するという構成にしたので、アンチエイリアスフィルタとしての効果が得られるローパスフィルタを簡易な回路で構成することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１２に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、ＲＦ信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共に検波信号を生成する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有し、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されるように構成したので、アナログのＲＦ信号から検波結果のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、サブサンプリング部により以降の処理の動作クロック周波数を低下させて消費電力を低減し、可変設定可能なゲイン部により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１３に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、複数の検波信号を生成する複数の検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数の検波制御部の内の一つに比較器の比較結果を入力する分配部と、前記複数の検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し閾値ＤＡＣに出力する第２の選択部とを備え、前記複数の検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、第２の選択信号によって対応する検波制御部が選択された時のみ有効となるように構成したので、１組の比較器と閾値ＤＡＣによって複数のＲＦ信号の検波を可能とするという効果が得られる。
また、本発明の請求項１４に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、前記ＲＦ信号が入力される第１の比較器と、該第１の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１の閾値ＤＡＣと、前記第１の比較器の出力を受け前記第１の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にピーク検波信号を生成するピーク検波制御部と、前記ＲＦ信号が入力される第２の比較器と、該第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第２の閾値ＤＡＣと、該第２の比較器の出力を受けて第２の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にボトム検波信号を生成するボトム検波制御部とを備え、前記ピーク検波制御部および前記ボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給されるように構成したので、アナログのＲＦ信号からピーク検波結果及びボトム検波結果のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、サブサンプリング手段により以降の処理の動作クロック周波数を低下させて消費電力を低減し、可変設定可能なゲイン部により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１５に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１４に記載の光ディスク記録再生装置において、前記ピーク検波制御部の出力と前記ボトム検波制御部の出力との差を取って振幅信号を生成する減算器を備え、前記ピーク検波制御部、及び、前記ボトム検波制御部は前記振幅信号に応じて制御パラメータを切り換えるように構成したので、ＲＦ信号の振幅によらずに検波性能が一定するという効果が得られる。
また、本発明の請求項１６に係る光ディスク記録再生装置によれば、請求項１５に記載の光ディスク記録再生装置において、前記制御パラメータは、前記検波制御手段が前記閾値ＤＡＣに出力する閾値信号を生成する際の増幅率であるという構成にしたので、ＲＦ信号の振幅によらずに追従性能が一定するという効果が得られる。
また、本発明の請求項１７に係る光ディスク記録再生装置によれば、光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、該複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、前記複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、該第１の選択部から出力される信号が入力される第１及び第２の比較器と、該第１及び第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１及び第２の閾値ＤＡＣと、複数のピーク検波信号を生成する複数のピーク検波制御部と、複数のボトム検波信号を生成する複数のボトム検波制御部と、第２の選択信号によって選択された複数のピーク検波制御部の内の一つに前記第１の比較器の比較結果を入力する第１の分配部と、前記第２の選択信号によって選択された複数のボトム検波制御部の内の一つに第２の比較器の比較結果を入力する第２の分配部と、複数のピーク検波制御部の閾値信号出力を前記第２の選択信号によって選択し第１の閾値ＤＡＣに入力する第２の選択部と、複数のボトム検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し第２の閾値ＤＡＣに入力する第３の選択部とを備え、前記複数のピーク検波制御部および前記複数のボトム検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、前記第２の選択信号によって対応するピーク検波制御部及びボトム検波制御部が選択された時のみ有効となるように構成したので、２組の比較器と閾値ＤＡＣによって複数のＲＦ信号のピーク検波とボトム検波を可能とするという効果が得られる。
また、本発明の請求項１８に係る光ディスク記録再生装置によれば、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有するように構成したので、検波対象のアナログ信号からその検波結果の信号のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項１９に係る光ディスク記録再生装置によれば、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有するように構成したので、検波対象のアナログ信号からその検波結果の信号のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、可変設定可能なゲイン手段により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
また、本発明の請求項２０に係る光ディスク記録再生装置によれば、検波対象となる信号が入力される比較器と、該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、該検波制御部は、前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有するように構成したので、検波対象のアナログ信号からその検波結果の信号のデジタル値を直接得ることが出来、比率変換部の設定を変えることにより検波効率を自由に可変することが出来、ローパスフィルタにより検波対象信号のノイズに影響されにくい検波結果を得ることが出来、可変設定可能なゲイン手段により検波動作の追従性能を自由に設定することが出来るという効果が得られる。
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。本発明は、比較器と、その閾値を設定するための閾値ＤＡＣと、比較器の出力を受けて閾値ＤＡＣを制御する検波制御部とを備える、いう構成によって、簡易なアナログ回路構成で、アナログのＲＦ信号からデジタルの検波信号を直接生成することで、回路規模の大幅な削減を可能とするものである。
（実施の形態１）
図１（ａ）は本発明の実施の形態１による光ディスク記録再生装置のブロック図である。
図１において、１は検波対象となる信号が入力される比較器、２は比較器１の出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部、３はサンプリング部２の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部、４は比率変換部３の一連の数値出力の高周波成分を除去するローパスフィルタ、５はローパスフィルタ４の出力をサンプリングクロックの整数倍の周期を持ったサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部、６はサブサンプリング部５の出力に、設定されたゲインをかけるゲイン部、７はゲイン部６の出力を積分する積分器、８は積分器７の出力をＤＡ変換し前記比較器１の閾値として出力する閾値ＤＡＣである。
また、５００は比較器１の出力を受けて閾値ＤＡＣ８の閾値を制御する検波制御部であり、前記サンプリング部２，比率変換部３，ローパスフィルタ４，サブサンプリング部５，ゲイン部６，積分器からなる。５０１はサンプリングクロックを発生するサンプリングクロック発生部、５０２はサブサンプリングクロックを発生するサブサンプリングクロック発生部である。
そして、比較器１には上述の検波対象信号とともに閾値ＤＡＣ８で発生された閾値とが入力されており、サンプリング部２、比率変換部３、ローパスフィルタ４はサンプリングクロックで動作し、サブサンプリング部５、ゲイン部６、積分器７、閾値ＤＡＣ８はサブサンプリングクロックで動作するものとなっている。
図１（ｂ）は比率変換部３に対する代表的な設定値の一覧である。
まず、比率変換部３の設定値が（＋１，−１）の場合の動作について説明する。
比較器１の入力信号は光ディスクから再生されたＲＦ信号であり、サンプリングクロックはＲＦ信号のビットレートにほぼ等しい周波数に設定される。例えば、ＤＶＤ４倍速の再生を想定すると、サンプリングクロックの周波数は約１００ＭＨｚが適当である。
比較器１に入力されたＲＦ信号は、閾値ＤＡＣ８によって設定された閾値を用いて比較器１で２値化され、この２値化された信号はサンプリング部２においてサンプリングクロックを用いてサンプリングされることで、以降の処理が同期処理できるようになる。
サンプリング部２によりサンプリングされた２値化信号は、比率変換部３によりデューティの目標値が設定される。即ち、比率変換部３は２値化された信号のデューティの目標値を設定するもので、例えば、設定（＋１，−１）は”Ｈ／Ｌ”のデューティ比が５０％となる平均レベル検出であることを示し、設定（＋１５，−１）はデューティ比が６．２％（＝１／１６）となるピーク検波、設定（＋１，−１５）はデューティ比が９３．７％（＝１５／１６）となるボトム検波であることを示す。デューティの目標値を（＋１，−１）設定として説明を進めているので、具体的には、入力された２値化信号が”Ｈ”の時には＋１、”Ｌ”の時には−１を出力する。
なお、設定値の一方が＋１あるいは−１である必要はなく、必要なデューティ比を得るための任意の数値であってよい。
比率変換部３によりデューティの目標値が設定された２値化信号は、ローパスフィルタ４に出力される。ローパスフィルタ４は以降の処理をサブサンプリングして行えるようにするためのアンチエイリアスフィルタとして作用し、例えば、サブサンプリングクロックがサンプリングクロックの１／３２の場合には、簡単な回路構成で済むように、３２段のレジスタによる平均処理などが行われるが、場合によってはＦＩＲフィルタなどの高度なフィルタ設計を行っても良い。
ローパスフィルタ４の出力はサブサンプリング部５に出力される。サブサンプリング部５はローパスフィルタ４の出力をサブサンプリングクロックで間引いて、サブサンプリングクロックによる以降のデータ処理が出来るようにする。
サブサンプリング部５の出力はゲイン部６に出力される。ゲイン部６は、比較器１、サンプリング部２、比率変換部３、ローパスフィルタ４、サブサンプリング部５、ゲイン部６、積分器７、閾値ＤＡＣ８からなる閾値制御ループのループゲインを調整するためのものである。
ゲイン部６の出力は積分器７に出力される。積分器７はローパスフィルタ４とともに、比率変換部３の出力の積算を行っており、比率変換部３の設定が（＋１，−１）の場合には、＋１と−１の発生頻度が等しくなった時に出力が安定する。＋１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は上昇し、−１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は下降することになる。
積分器７の出力は閾値ＤＡＣ８に出力される。閾値ＤＡＣ８は積分器７の出力によって駆動されているので、上述の＋１と−１の発生頻度が等しくなるという状態は、そのときの閾値による２値化結果のデューティが５０％であることを意味する。この閾値を境に、閾値が上昇するとデューティは減少し、閾値が下降するとデューティは増大する。これにより、積分器出力は、閾値が上昇すると下降、閾値が下降すると上昇することになり、積分器７の出力が閾値ＤＡＣ８に入力されることで、フィードバックシステムは負帰還となるので、デューティ５０％の位置は安定であることが判る。
ところで、ＤＶＤ、ＣＤのＲＦ信号であるＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号はＤＳＶ（Ｄａｔａ Ｓｕｍ Ｖａｌｕｅ）がゼロになるように変調されているので、２値化信号の平均デューティが５０％となるのは、ＲＦ信号の中央レベルを閾値として２値化処理が行われた時ということになる。
このように、比率変換部３の設定を（＋１，−１）にした場合には、閾値ＤＡＣ８の出力は入力されるＲＦ信号の中央レベルで安定するので、積分器７の出力値は入力されたＲＦ信号の平均値を示すことになる。
図２は上述の動作をタイミングチャートにしたもので、紙面の都合から、サブサンプリングクロックの周波数がサンプリングクロックの１／４の周波数になっていること以外は、上述した動作の一例を示している。
なお、サブサンプリングクロックの周波数はサンプリングクロックの周波数の１／３２として説明したが、この値は特に決まったものではなく、任意に決めることが出来る。
次に、比率変換部３の設定値が（＋１５，−１）の場合の動作について説明する。
前記したように、閾値の安定点は積分器７の値が安定するような２値化信号のデューティとなった時である。比率変換部３は２値化信号が”Ｈ”の時には＋１５、”Ｌ”の時には−１を出力しているので、”Ｈ”が１回に対して”Ｌ”が１５回発生すれば積分結果はゼロとなって積分器７の出力が安定する。そして、２値化信号のデューティが６．２％（１／１６）になる閾値レベルとは、ＲＦ信号に対してほとんどピークに近いレベルの閾値が設定された場合である。
以上により、比率変換部３の設定値が（＋１５，−１）の場合には、積分器７の値はＲＦ信号のピークレベルに近いレベルを示していることになる。また、比率変換部３の設定が（＋１，−１）の場合と同じく、このデューティ６．２％の位置は安定である。
図３は図２と同じく、上述の動作をタイミングチャートにしたものである。
以上と同様に、比率変換部３の設定値を（＋１，−１５）にすればボトム検波を実現することが出来る。
また、比率変換部３の設定値は上記にかかわらず任意に設計することが可能であり、（＋１，−７）や（＋１，−３１）などの設定もあり得る。
このように、本実施の形態１によれば、検波対象である入力信号を２値化し、サンプリングクロックで動作するサンプリング部、比率変換部、ローパスフィルタにより２値化信号をサンプリングし、比率変換し、低域成分を取り出した後、サブサンプリング信号により動作するサブサンプリング部、ゲイン部、積分器により低域成分抽出後の信号をサブサンプリングし、ループゲインを調整し、積分を行うことにより、ピーク検波あるいはボトム検波を行うとともに、この積分結果をＤＡ変換して２値化の際の閾値として用いるようにしたので、集積回路化する際に外付けや集積回路中で面積を占有する部品が含まれるアナログ回路部分を小規模化できるとともに、高速かつ大規模なＡＤ変換器を用いることなく、アナログＲＦ信号から直接デジタル検波出力を得ることが可能となる。
（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２による光ディスク記録再生装置のブロック図を示す。
光ディスク再生ＲＦ信号のように正弦波に近い信号の場合には、デューティ１／１６などの設定でほとんどピークレベルに近い検波結果を得ることが出来るが、ＲＦ信号自体のデューティが５０％ではない場合には、ピークレベルの検波が出来ない。例えば、記録学習のテスト記録再生波形などで、ＲＦ信号のデューティが２０％などになった場合には、実施の形態１のピーク検波方式ではピークレベルの測定が実行出来ないという問題がある。
本実施の形態２はこの実施の形態１の問題点を解決するために、図１に示す実施の形態１の検波制御部５００のサンプリング部２と比率変換部３との間に、エッジ延長部９を追加してなるものである。
このエッジ延長部９は、ピーク検波を行う場合には”Ｈ”レベルを延長し、ボトム検波を行う場合には”Ｌ”レベルを延長する。また、比率変換部３は（＋１，−１）に設定する。
また、検波制御部６００は、図１の検波制御部５００のサンプリング部２と比率変換部３との間に、上述のように、エッジ延長部９を追加してなるものである。また、６０１はサンプリングクロックを発生するサンプリングクロック発生部、６０２はサブサンプリングクロックを発生するサブサンプリングクロック発生部である。
エッジ延長部９の延長量は、検波対象となるＲＦ信号がＤＶＤの再生信号の場合には、マーク中央の間隔の平均値である約１０Ｔ（１Ｔはチャンネルクロックの１周期で、チャンネルデータ１ビットの長さに等しい）を基準に、ほぼ２倍の２０Ｔの延長量としても良いし、８Ｔ以上の長マークの平均間隔を基準に１００Ｔ程度にしても良い。
以下に動作について説明する。
非対称度が非常に大きいＲＦ信号が入力されており、閾値はピークレベル付近にあるとすると、２値化信号は１０Ｔ以上の間隔を置いた短いパルスとなる。
エッジ延長部９は、その間隔を埋め、ＲＦ信号のピークレベルが閾値を超えている間は２値化信号が連続して”Ｈ”となるように処理が行われる。そして、ピークレベルが閾値を超えていない間は２値化信号は連続して”Ｌ”となる。
ＲＦ信号のピークレベルは比較的ゆっくりとした周波数で変動しているので、閾値がピークレベルの平均値にある場合には、エッジ延長部９の出力は”Ｈ”と”Ｌ” との頻度がほぼ等しい信号となる。よって、比率変換部３を（＋１，−１）に設定しておくことで、非対称度が非常に大きいＲＦ信号のピークレベルの平均値を測定することが可能となる。
ボトム検波を行う場合はこの逆に、エッジ延長部９は”Ｌ”レベルの延長動作を行うことで、”Ｌ”側の短いパルスを連続信号に変換してボトムレベルの検出が可能となる。
なお、エッジ延長部９がサンプリング部２の後段に配置される構成であるとして説明を行ったが、２値化信号のパルス幅がきわめて短い場合にはサンプリング部２でサンプリングされない場合が起こり得る。この場合、本来ならば連続すべきエッジ延長部９の出力が断続的になってしまうので、検波結果は本来のレベルよりも低いレベルになってしまうことが考えられる。この現象の対策としては、比較器出力を直接エッジ延長部９に入力し、延長された結果をサンプリング部２でサンプリングするようにすればよい。
なお、この説明では、比率変換部を（＋１，−１）に設定し、エッジ延長部の延長量は２０Ｔあるいは１００Ｔに設定した状態を想定していたが、比率変換部を（＋１５，−１）に設定し、閾値制御が１／１５デューティとなるようにした上で、エッジ延長部の延長量を８Ｔ以上の長マークの平均間隔の一定値分の一、たとえば１００Ｔの約１／１５の７Ｔとしてもよい。
この場合は、平均１００Ｔの周期中に約１／１５の７ＴのＨ期間が存在する状態に閾値が制御されるが、それは１００Ｔの間に一回でもＨ期間が発生すれば満足される状態であり、長マークではＲＦ信号レベルはピークレベルに達することから、閾値はピークレベルにほとんど等しい状態となる。つまり、ＲＦ信号のピークレベルがきわめて短い場合であっても、上記同様にピークレベルを検波できることになるうえ、エッジ延長時間が短いため、検波応答が高速になるという利点がある。
このように、本実施の形態２によれば、検波対象である入力信号を２値化し、サンプリングクロックで動作するサンプリング部、エッジ延長部、比率変換部、ローパスフィルタにより２値化信号をサンプリングし、“Ｈ”あるいは“Ｌ”レベルの期間を延長し、比率変換し、低域成分を取り出した後、サブサンプリング信号により動作するサブサンプリング部、ゲイン部、積分器により低域成分抽出後の信号をサブサンプリングし、ループゲインを調整し、積分を行うことにより、ピーク検波あるいはボトム検波を行うとともに、この積分結果をＤＡ変換して２値化の際の閾値として用いるようにしたので、集積回路化する際に外付けや集積回路中で面積を占有する部品が含まれるアナログ回路部分を小規模化できるとともに、高速かつ大規模なＡＤ変換器を用いることなく、非対称度が非常に大きいアナログＲＦ信号から直接デジタル検波出力を得ることが可能となる。
（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３による光ディスク記録再生装置のブロック図である。この実施の形態３は、図１に示す実施の形態１の構成に、クロック源７０１から供給される主クロックをゲート信号ＧＡＴＥによってオン／オフしてサンプリングクロックを生成するスイッチ１１と、このゲート信号ＧＡＴＥを発生するゲート信号発生部７０２と、サンプリングクロックを分周してサブサンプリングクロックを生成する分周器１０とを追加してなるものである。
また、検波制御部７００は、この分周器１０を図１の検波制御部５００に追加したものに相当する。
以下、この実施の形態３による光ディスク記録再生装置の動作を、再生する光ディスクがＤＶＤ−ＲＡＭである時に、スイッチ１１のゲート信号が、そのＩＤ領域で有効になるように設定されている場合を例にとって説明する。
この場合、ＩＤ領域でのみクロックが有効となるため、ＩＤ領域外では検波動作は停止しており、内部状態を含めて全ての変数はホールドされ、ＩＤ領域内では上述したような検波動作が行われる結果、ＩＤ領域のみを対象とした検波結果を得ることが出来る。
即ち、比較器１に入力されたＲＦ信号は、閾値ＤＡＣ８によって設定された閾値を用いて比較器１で２値化され、この２値化された信号はサンプリング部２においてサンプリングクロックを用いてサンプリングされる。サンプリング部２によりサンプリングされた２値化信号は、比率変換部３によりデューティの目標値が設定される。
比率変換部３によりデューティの目標値が設定された２値化信号は、ローパスフィルタ４に出力される。ローパスフィルタ４は以降の処理をサブサンプリングして行えるようにするためのアンチエイリアスフィルタとして作用し、その出力はサブサンプリング部５に出力される。サブサンプリング部５はローパスフィルタ４の出力をサブサンプリングクロックで間引いて、サブサンプリングクロックによる以降のデータ処理が出来るようにする。
サブサンプリング部５の出力はゲイン部６に出力される。ゲイン部６は、比較器１、サンプリング部２、比率変換部３、ローパスフィルタ４、サブサンプリング部５、ゲイン部６、積分器７、閾値ＤＡＣ８からなる閾値制御ループのループゲインを調整する。
ゲイン部６の出力は積分器７に出力される。積分器７はローパスフィルタ４とともに、比率変換部３の出力の積算を行っており、比率変換部３の設定が（＋１，−１）の場合には、＋１と−１の発生頻度が等しくなった時に出力が安定する。＋１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は上昇し、−１の発生頻度が多くなれば積分器の出力値は下降することになる。
積分器７の出力は閾値ＤＡＣ８に出力される。閾値ＤＡＣ８は積分器７の出力によって駆動されているので、上述の＋１と−１の発生頻度が等しくなるという状態は、そのときの閾値による２値化結果のデューティが５０％であることを意味する。この閾値を境に、閾値が上昇するとデューティは減少し、閾値が下降するとデューティは増大する。これにより、積分器出力は、閾値が上昇すると下降、閾値が下降すると上昇することになり、積分器７の出力が閾値ＤＡＣ８に入力されることで、フィードバックシステムは負帰還となるので、デューティ５０％の位置は安定であることが判る。
また、ゲート信号は、光ディスクへの記録中のスペース部、即ち、レーザーパワーがバイアスレベルになっているタイミング、で有効になるようにしても良い。
そして、比率変換部３を（＋１，−１）に設定することで、再生時のレーザーパワーに近く、線速度によっても変化の少ないバイアスパワーでのディスク再生信号の平均値を測定することが出来、例えば、光ディスクの内周と外周とで線速度の異なるＣＡＶモードでの記録時のサーボエラー信号検出などに有効である。
また、ゲート信号は、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ＋Ｒ、あるいは、ＣＤ−Ｒディスクへの記録中のマーク部の後半で有効になるようにしても良い。
そして、比率変換部３を（＋１，−１）に設定することで、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ＋Ｒ、あるいは、ＣＤ−Ｒへの記録状態をリアルタイムにモニタする信号の平均値を得ることが出来、ＯＰＣ（Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、即ち、微弱レーザを照射し記録面の状態をモニタしながら、レーザーパワーを随時制御して本来のデータの記録を行うことを実現することが出来る。
このように、本実施の形態３によれば、検波対象である入力信号を２値化し、クロック源から供給される主クロックをスイッチによりオン／オフしてサンプリングクロックを生成するとともに、分周器によりサンプリングクロックを分周してサブサンプリングクロックを生成し、サンプリングクロックで動作するサンプリング部、比率変換部、ローパスフィルタにより２値化信号をサンプリングし、比率変換し、低域成分を取り出した後、サブサンプリング信号により動作するサブサンプリング部、ゲイン部、積分器により低域成分抽出後の信号をサブサンプリングし、ループゲインを調整し、積分を行うことにより、ピーク検波あるいはボトム検波を行うとともに、この積分結果をＤＡ変換して２値化の際の閾値として用いるようにしたので、集積回路化する際に外付けや集積回路中で面積を占有する部品が含まれるアナログ回路部分を小規模化できるとともに、高速かつ大規模なＡＤ変換器を用いることなく、アナログＲＦ信号中のＩＤ領域のみに該当する信号から直接デジタル検波出力を得ることが可能となる。
（実施の形態４）
図６は本発明の実施の形態４による光ディスク記録再生装置のブロック図である。この実施の形態４は、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号に対して、一組の比較器と閾値ＤＡＣを時分割共用することで、検波動作を行うようにしたものである。
図６において、２１は光ディスクからの反射光を受光する４分割された受光素子、２２ａはディスク内周側の受光素子Ａ，Ｄによる受光信号の和を取って内周側ＲＦ信号を出力する加算器、２２ｂはディスク外周側の受光素子Ｂ，Ｃによる受光信号の和を取って外周側ＲＦ信号を出力する加算器、２６は第１の選択信号ＳＥＬ１により加算器２２ａからの内周側ＲＦ信号と加算器２２ｂからの外周側ＲＦ信号のいずれかを選択して出力する選択部、２３は選択部２６の出力と閾値ＤＡＣ２４の出力である閾値とを比較する比較器、２４は比較器２３の閾値を設定する閾値ＤＡＣ、２７ａは第２の選択信号ＳＥＬ２に応じて比較器２３の出力を第１の検波制御部２５ａあるいは第２の検波制御部２５ｂに分配する分配部、２５ａ，２５ｂは分配部２７ａにより分配された比較器２３の出力を検波する第１，第２の検波制御部、２７ｂは第２の選択信号ＳＥＬ２に従って第１の検波制御部２５ａの出力あるいは第２の検波制御部２５ｂの出力を閾値ＤＡＣ２４に送る選択部である。また、２８は検波制御部２５ａの制御信号である第２の選択信号ＳＥＬ２を反転し検波制御部２５ｂの制御信号として出力するインバータである。
また、第１と第２の検波制御部２５ａと２５ｂは、ともに図５におけるサンプリング部２と、比率変換部３と、ローパスフィルタ４と、サブサンプリング部５と、ゲイン部６と、積分器７と、分周器１０と、スイッチ１１とによって構成されており、第１の検波制御部２５ａのゲート信号ＧＡＴＥは第２の選択信号そのものが、第２の検波制御部２５ｂのゲート信号は第２の選択信号を反転したものが入力されている。
さらに、１１０は第１の選択信号ＳＥＬ１を発生する第１の選択信号発生部、１１１は第２の選択信号ＳＥＬ２を発生する第２の選択信号発生部、１１２は検波制御部２５ａ，２５ｂで使用するクロック信号ＣＫを発生するクロック発生部である。
次に動作について説明する。
加算器２２ａは光ディスクの内周側の受光素子Ａ，Ｄの出力の和である内周側ＲＦ信号を出力し、加算器２２ｂは光ディスクの外周側の受光素子Ｂ，Ｃの出力の和である外周側ＲＦ信号を出力する。第１の選択信号ＳＥＬ１が”Ｈ”の時には、選択部２６は加算器２２ａの出力である内周側ＲＦ信号を選択して出力し、逆に”Ｌ”の時には加算器２２ｂの出力である外周側ＲＦ信号を選択する。
第２の選択信号ＳＥＬ２が”Ｈ”の時には、分配部２７ａは比較器２３の２値化出力を第１の検波制御部２５ａに送り、第１の検波制御部２５ａはゲート信号ＧＡＴＥが有効になることで検波動作を行い、その出力は選択部２７ｂによって閾値ＤＡＣ２４に送られる。第２の選択信号が”Ｌ”の時には、逆に、第２の検波制御部２５ｂが検波動作を行い、その出力は選択部２７ｂによって閾値ＤＡＣ２４に送られる。
例えば、第１の選択信号ＳＥＬ１と第２の選択信号ＳＥＬ２が、共に”Ｈ”の状態と共に”Ｌ”の状態を周期的に繰り返した場合、第１及び第２の選択信号が共に”Ｈ”の場合には、内周側ＲＦ信号が第１の検波制御部２５ａによって検波され、第１及び第２の選択信号が共に”Ｌ”の場合には、外周側ＲＦ信号が第２の検波制御部２５ｂによって検波されることになる。このため、選択信号ＳＥＬ１およびＳＥＬ２の切換周期を十分短くすることにより、比較器２３と閾値ＤＡＣ２４との一組によって、擬似的に同時に、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の検波を行うことが出来る。
このように、本実施の形態４によれば、受光素子により得られる内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号とをマルチプレクスして比較器に送り、比較器後段の第１，第２の検波制御部にデマルチプレクスしてそれぞれを検波するとともにその検波結果をマルチプレクスしてＤＡ変換し、比較器の閾値として用いるようにしたので、擬似的に同時に、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の検波を行うことが出来る。
（実施の形態５）
図７は本発明の実施の形態５による光ディスク記録再生装置のブロック図である。
図７において、３１は光ディスクからの反射光を受光する４分割された受光素子、３２は受光素子３１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力の和を取りＲＦ信号を出力する加算器、３３ａは加算器３２からのＲＦ信号が入力される第１の比較器、３４ａは第１の比較器３３ａの閾値を設定する第１の閾値ＤＡＣ、３５ａは第１の比較器３３ａの出力をピーク検波するピーク検波制御部、３３ｂは加算器３２からのＲＦ信号が入力される第２の比較器、３４ｂは第２の比較器３３ｂの閾値を設定する第２の閾値ＤＡＣ、３５ｂは第２の比較器３３ｂの出力をボトム検波するボトム検波制御部、３６はピーク検波制御部３５ａの出力とボトム検波制御部３５ｂの出力との差を取って振幅信号を出力する減算器であり、この振幅信号はピーク検波部３５ａとボトム検波部３５ｂにも制御信号として出力されている。
ピーク検波制御部３５ａおよびボトム検波制御部３５ｂは、ともに図１におけるサンプリング部２と、比率変換部３と、ローパスフィルタ４と、サブサンプリング部５と、ゲイン部６と、積分器７とによって構成されており、ピーク検波制御部３５ａの比率変換部の設定は（＋１５，−１）、ボトム検波制御部３５ｂの比率変換部の設定は（＋１，−１５）に設定されており、減算器３６の出力はピーク検波制御部３５ａとボトム検波制御部３５ｂのそれぞれのゲイン部に接続されている。
また、１２０はピーク検波制御部３５ａおよびボトム検波制御部３５ｂで使用するクロック信号ＣＫを発生するクロック発生部である。
次に動作について説明する。受光素子３１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力は加算器３２により加算されてＲＦ信号となり、このＲＦ信号が比較器３３ａおよび３３ｂにより閾値ＤＡＣ３４ａおよび３４ｂが出力する閾値とそれぞれ比較されて２値化され、比較器３３ａおよび３３ｂの２値化出力がピーク検波器３５ａおよびボトム検波器３５ｂによりピーク検波およびボトム検波される。また、このピーク検波器３５ａ出力およびボトム検波器３５ｂ出力は減算器３６により減算されることにより、振幅信号が得られるとともに、この振幅信号がピーク検波器３５ａおよびボトム検波器３５ｂ内部のゲイン部のゲインを制御する。
ところで、比較器と閾値ＤＡＣを用いて２値化信号のデューティが特定の値になるようにフィードバックをかける場合、閾値の変化から２値化信号のデューティの変化までの伝達ゲインは検波対象となる信号の振幅に依存し、信号振幅が小さいほど伝達ゲインが大きくなる。その結果、光ディスク再生において反射光量が減少するような欠陥があり、一時的に再生ＲＦ信号振幅が減少する、あるいはほとんどゼロになるような事態が発生すると、その部分でフィードバックループが発振することが起こりうる。
そこで、ＲＦ信号のピーク検波とボトム検波を同時に行っている場合、例えばドロップアウト検出とオフトラック検出を行う場合、には振幅信号を生成してピーク検波制御部とボトム検波制御部のゲイン切換を行うことによって、発振を防止することが出来る。
具体的には、正規のＲＦ信号振幅がある時の振幅信号が１になるように振幅信号を正規化し、ピーク検波制御部３５ａとボトム検波制御部３５ｂのそれぞれのゲイン部に設定された値に乗じた結果をゲインとして用いることで、振幅信号に比例したフィードバックゲインを設定することが出来る。
なお、乗算器を用いない場合には、振幅信号の値によって数段階のゲインを設定しておき、振幅信号の値によってゲインを切り換えるようにすることも可能である。
このように、本実施の形態５によれば、４分割された受光素子の全ての出力を加算してＲＦ信号を生成し、これをピーク検波およびボトム検波するとともに、そのピーク検波出力とボトム検波出力との差に応じてピーク検波制御部およびボトム検波制御部のゲインの切換えを行うようにしたので、光ディスクに欠陥がある場合でも発振が生じるのを防止することができる。
（実施の形態６）
図８（ａ）は本発明の実施の形態６による光ディスク記録再生装置のブロック図である。
この実施の形態６は、図９に示した第１の従来例及び図１５で示した第２の従来例のように、ピーク・ボトム検波を行うことにより、ＴＣ，ＴＩ，ＢＤＯ，ＬＰＯＳ等の信号が得られるものであるが、アナログ回路を削減しつつ高速なＡＤ変換器を不要とし、しかも検出結果が確率的でなく得られるようにしたものである。
図８（ａ）において、５１は光ディスクからの反射光を受光する４分割された受光素子、５２は増幅器であり、受光素子５１の４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力信号をＩＶ変換する４つのＩＶ変換アンプを有する。５３は受光素子５１の内周側受光素子Ａ，Ｄの検出信号の和を取る加算器、５４は受光素子５１の外周側受光素子Ｂ、Ｃの検出信号の和を取る加算器、５５は加算器５３の出力信号のダイナミックレンジを適切に調整して内周側ＲＦ信号として出力する増幅器、５６は加算器５４の出力信号のダイナミックレンジを適切に調整して外周側ＲＦ信号として出力する増幅器、５７は内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の和を取って加算ＲＦ信号として出力する加算器、５８はＤＶＤ−ＲＡＭ再生時の加算ＲＦ信号中のＩＤ領域の信号のダイナミックレンジを適切に調整してＩＤＲＦ信号として出力する増幅器、５９は第１の選択信号Ｓ１により内周側ＲＦ信号とＩＤＲＦ信号のいずれかを選択して出力する選択部、６０は第１の選択信号Ｓ１により外周側ＲＦ信号とＩＤＲＦ信号のいずれかを選択して出力する選択部である。
また、６１は選択部５９の出力を受ける比較器、６５は第２の選択信号Ｓ２によって比較器６１の２値化出力をＶＦＯ１ピーク検波制御部６９かＶＦＯ３ピーク検波制御部７０かＬＰＯＳｐ検波制御部７１かのいずれかに分配する分配部、６９は第１のサンプリングクロックＣＫ１によって動作し、分配部６５の出力をピーク検波するＶＦＯ１ピーク検波制御部、７０は第２のサンプリングクロックＣＫ２によって動作し、分配部６５の出力をピーク検波するＶＦＯ３ピーク検波制御部、７１は第３のサンプリングクロックＣＫ３によって動作し、分配部６５の出力を検波するＬＰＯＳｐ検波制御部、６６は第２の選択信号Ｓ２によってＶＦＯ１ピーク検波制御部６９の出力かＶＦＯ３ピーク検波制御部７０の出力かＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力かのいずれかを選択して閾値ＤＡＣ６２に出力する選択部、６２は選択部６６の出力をＤＡ変換して比較器６１の閾値を設定する閾値ＤＡＣである。
また、６３は選択部６０の出力を受ける比較器、６７は第２の選択信号Ｓ２によって比較器６３の２値化出力をＶＦＯ１ボトム検波制御部７２かＶＦＯ３ボトム検波制御部７３かＬＰＯＳｎ検波制御部７４かのいずれかに分配する分配部、７２は第１のサンプリングクロックＣＫ１によって動作し、分配部６７の出力をボトム検波するＶＦＯ１ボトム検波制御部、７３は第２のサンプリングクロックＣＫ２によって動作し、分配部６７の出力をボトム検波するＶＦＯ３ボトム検波制御部、７４は第３のサンプリングクロックによって動作し、分配部６７の出力を検波するＬＰＯＳｎ検波制御部、６８は第２の選択信号Ｓ２によってＶＦＯ１ボトム検波制御部７２の出力かＶＦＯ３ボトム検波制御部７３の出力かＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力かのいずれかを選択して閾値ＤＡＣ６４に出力する選択部、６４は選択部６８の出力をＤＡ変換して比較器６３の閾値を設定する閾値ＤＡＣである。
また、７５はＶＦＯ１ピーク検波制御部６９の出力とＶＦＯ３ピーク検波制御部７０の出力とＶＦＯ１ボトム検波制御部７２の出力とＶＦＯ３ボトム検波制御部７３の出力とから、トラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）とを生成するＴＣＴＩ生成部、７６はＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力とＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力との差を取ってレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）を生成する減算器である。
また、７７は加算器５７からの加算ＲＦ信号を受ける比較器、８１は比較器７７の２値化信号を受けてピーク検波を行うピーク検波制御部、７８はピーク検波制御部８１の出力をＤＡ変換し比較器７７の閾値を設定する閾値ＤＡＣ、７９は加算器５７からの加算ＲＦ信号を受ける比較器、８２は比較器７９の２値化信号を受けてボトム検波を行うボトム検波制御部、８０はボトム検波制御部８２の出力をＤＡ変換し比較器７９の閾値を設定する閾値ＤＡＣ、８４はピーク検波制御部８１の出力を受けてＢＤＯ信号を出力する比較器、８５は比較器８４の閾値を設定する閾値設定部、８６はボトム検波制御部８２の出力を受けてＯＦＴＲ信号を出力する比較器、８７は比較器８６の閾値を設定する閾値設定部、８３はピーク検波制御部８１の出力とボトム検波制御部８２の出力との差を取ってＲＦ振幅信号を出力する減算器、である。
１４０は第１の選択信号Ｓ１を発生する第１の選択信号発生部であり、第１の選択信号Ｓ１は、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＩＤ領域でＩＤＲＦ信号を選択するように動作し、それ以外の時は、選択部５９と６０がそれぞれ内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号を選択するように動作している。また、１４１は第２の選択信号Ｓ２を発生する第２の選択信号発生部である。
また、１４３は第１のサンプリングクロックＣＫ１を発生する第１のサンプリングクロック発生部であり、第１のサンプリングクロックＣＫ１はＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ１の領域で有効になる。１４４は第２のサンプリングクロックＣＫ２を発生する第２のサンプリングクロック発生部であり、第２のサンプリングクロックＣＫ２は同じくＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ３の領域で有効になる。また、１４５は第３のサンプリングクロックＣＫ３を発生する第３のサンプリングクロック発生部であり、第３のサンプリングクロックＣＫ３は光ディスク記録再生装置のシーク動作時に有効になる。第１ないし第３のサンプリングクロックの周波数は、再生ＲＦ信号のビットレートにほぼ等しい周波数である。
また、１４２は第４のサンプリングクロックＣＫ０を発生する第４のサンプリングクロック発生部であり、このサンプリングクロックＣＫ０は、再生ＲＦ信号のビットレートにほぼ等しい周波数の連続したクロックが供給され、ピーク検波制御部８１とボトム検波制御部８２で使用される。
次に動作について説明する。光ディスクからの反射光は受光素子５１により光電変換され、４分割された受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからの受光信号が、増幅器５２によりＩＶ変換され、加算器５３により内周側の受光素子Ａ，Ｄの出力信号を増幅した信号の和信号が得られる。また、加算器５４により外周側の受光素子Ｂ，Ｃの出力信号を増幅した信号の和信号が得られる。加算器５３の出力信号は増幅器５５によりそのダイナミックレンジが適切なものとなるように調整され内周側ＲＦ信号として出力される。また、加算器５４の出力信号は増幅器５６によりそのダイナミックレンジが適切なものとなるように調整され外周側ＲＦ信号として出力される。これら内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号とは加算器５７により加算されて加算ＲＦ信号となり、増幅器５８によりダイナミックレンジが適切に調整されてＩＤＲＦ信号として出力される。選択部５９および６０は第１の選択信号Ｓ１に応じて選択動作が行われ、選択部５９により、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＩＤ領域で増幅器５８からのＩＤＲＦ信号が、それ以外の時は増幅器５５からの内周側ＲＦ信号が、それぞれ選択される。また、選択部６０により、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＩＤ領域で増幅器５８からのＩＤＲＦ信号が、それ以外の時は増幅器５６からの外周側ＲＦ信号が、それぞれ選択される。
選択部５９，６０の出力信号は比較器６１，６３によりその閾値となるＤＡＣ６２，６４の出力信号と比較され、２値化が行われる。分配部６５および６７は第２の選択信号Ｓ２に応じて選択動作が行われ、比較器６１の出力信号は、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ１の領域ではＶＦＯ１ピーク検波制御部６９に、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ３の領域ではＶＦＯ３ピーク検波制御部７０に、光ディスク記録再生装置のシーク動作時にはＬＰＯＳｐ検波制御部７１に分配され、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９，ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０によりピーク検波が、ＬＰＯＳｐ検波制御部７１によりＬＰＯＳｐ検波が行われる。また、比較器６３の出力信号は、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ１の領域ではＶＦＯ１ボトム検波制御部７２に、ＤＶＤ−ＲＡＭ再生時のＶＦＯ３の領域ではＶＦＯ３ボトム検波制御部７３に、光ディスク記録再生装置のシーク動作時にはＬＰＯＳｎ検波制御部７４に分配され、ＶＦＯ１ボトム検波制御部７２，ＶＦＯ３ボトム検波制御部７３によりボトム検波が、ＬＰＯＳｎ検波制御部７４によりＬＰＯＳｎ検波が行われる。
ＴＣＴＩ生成部７５により、これらの検波出力中の、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９からのピーク検波出力，ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０からのピーク検波出力，ＶＦＯ１ボトム検波制御部７２からのボトム検波出力，ＶＦＯ３ボトム検波制御部７３からのボトム検波出力を用いて、ＴＣ信号およびＴＩ信号が生成される。また、減算器７６によりＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力信号とＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力信号との差が取られてＬＰＯＳ信号が生成される。
また、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９の出力，ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０の出力，ＬＰＯＳｐ検波制御部７１の出力は選択器６６により第２の選択信号Ｓ２に応じて選択され、ＤＡＣ６２に出力され、ＤＡＣ６２により比較器６１の閾値となる。
また、ＶＦＯ１ボトム検波制御部７２の出力，ＶＦＯ３ボトム検波制御部７３の出力，ＬＰＯＳｎ検波制御部７４の出力は選択器６８により第２の選択信号Ｓ２に応じて選択され、ＤＡＣ６４に出力され、ＤＡＣ６４により比較器６３の閾値となる。
また、加算器５７の出力信号は比較器７７，７９によりＤＡＣ７８，８０から出力される閾値と比較されて２値化され、比較器７７の出力信号はピーク検波制御部８１によりピーク検波がなされＲＦピーク信号が得られる。また、比較器７９の出力信号はボトム検波制御部８２によりボトム検波がなされＲＦボトム信号が得られる。また、ピーク検波制御部８１の出力信号はＤＡＣ７８によりアナログ信号に変換され、比較器７７の閾値として使用される。同様に、ボトム検波制御部８２の出力信号はＤＡＣ８０によりアナログ信号に変換され、比較器７９の閾値として使用される。
ピーク検波制御部８１の出力信号は閾値設定部８５に設定された閾値と比較器８４により比較され、その比較結果としてＢＤＯ信号が得られる。また、ボトム検波制御部８２の出力信号は閾値設定部８７に設定された閾値と比較器８６により比較され、その比較結果としてＯＦＴＲ信号が得られる。
さらに、減算器８３により、ピーク検波制御部８１の出力信号とボトム検波制御部８２の出力信号との差が取られ、その差としてＲＦ振幅信号が得られる。
これらの動作により、ＤＶＤ−ＲＡＭの記録再生時のＣＡＰＡ領域でＶＦＯ１とＶＦＯ３のピークエンベロープとボトムエンベロープの測定を行い、その結果からトラックセンター信号（ＴＣ）とチルト信号（ＴＩ）を検出し、また、シーク中には内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号のピークエンベロープの測定を行い、その差を取ってレンズ位置信号（ＬＰＯＳ）を得ることが出来る。また、加算ＲＦ信号のピークエンベロープとボトムエンベロープの測定を行い、その変化を２値化してＢＤＯ信号とＯＦＴＲ信号を得ることが出来る。
なお、本実施の形態６では、光ディスク記録再生装置の動作モードとして、ＤＶＤ−ＲＡＭ以外の再生中、ＤＶＤ−ＲＡＭのデータ領域の記録再生中など、検波動作が行われないタイミングが存在するが、それらのタイミングでさらに処理を追加しても良い。例えば、内周側ＲＦ信号と外周側ＲＦ信号の振幅とオフセットを測定し、それらを一定にするためのＡＧＣ処理なども、比較器と閾値ＤＡＣの追加無しで実現することが出来る。
また、実施の形態６では、クロックのＯＮ／ＯＦＦにより、各制御部６９〜７３，８１，８２の動作を切り替えるようにしたが、この切り替えはクロックでなくてもよく、図８（ｂ）に示すように、制御信号によりその動作を切り替えるようにしてもよい。
即ち、図８（ｂ）に示されるように、ＶＦＯ１ピーク検波制御部６９およびＶＦＯ１ボトム検波制御部７２は第１の制御信号ＣＬ１により動作し、ＶＦＯ３ピーク検波制御部７０およびＶＦＯ３ボトム検波制御部７３は第２の制御信号ＣＬ２により動作し、ＬＰＯＳｐ検波制御部７１およびＬＰＯＳｎ検波制御部７４は第３の制御信号ＣＬ３により動作する。
１４７は第１の制御信号ＣＬ１を発生する第１の制御信号発生部、１４８は第２の制御信号ＣＬ２を発生する第２の制御信号発生部、１４９は第３の制御信号ＣＬ３を発生する第３の制御信号発生部である。
さらに、実施の形態１ないし６では、光ディスク記録再生装置に適用するものとしたが、いずれも光ディスク再生装置に適用してもよい。
また、実施の形態１ないし６では、クロックや選択信号、制御信号、ゲート信号を信号毎に別々の回路により発生するようにしたが、これらを１つの回路により発生するようにしてもよい。
このように、本実施の形態６によれば、２組の比較器と閾値ＤＡＣを用いて６種類の検波結果を得て、ＴＣＴＩ信号とＬＰＯＳ信号の検出を行うことが出来、しかも、光ディスク記録再生装置の動作モードに応じて検出信号を切り換えることで、それぞれの信号検出を、相互干渉無しに、完全に独立して行うことが出来る。これは、それぞれの検波制御部をデジタル回路で構成し、検波回路動作を停止している間は完全に直前の状態をホールドし、検波回路を動作させれば、あたかも停止期間が存在しなかったかのように動作するという機能を実現できたことによる効果である。
以上のように、本発明の光ディスク記録再生装置は、特にアナログ回路を簡易な構成とすることができるため、微細プロセスによるチップサイズ削減等に有効であり、さらに、耐ノイズ性、追従性などのチューニングを容易に行うことが出来るため、光ディスク記録再生装置の合理化を進める技術としても有効である。
図１は、本発明の実施の形態１による光ディスク記録再生装置を示す図であり、図１（ａ）はそのブロック図、図１（ｂ）は比率変換部３に対する代表的な設定値の一覧を示す図である。 図２は、（＋１，−１）設定における動作のタイミングチャートを示す図である。 図３は、（＋１５，−１）設定における動作のタイミングチャートを示す図である。 図４は、本発明の実施の形態２による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図５は、本発明の実施の形態３による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図６は、本発明の実施の形態４による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図７は、本発明の実施の形態５による光ディスク記録再生装置のブロック図である。 図８（ａ）は、本発明の実施の形態６による光ディスク記録再生装置であって、クロック信号により制御部の動作を切り替える場合の構成を示すブロック図である。 図８（ｂ）は、本発明の実施の形態６による光ディスク記録再生装置であって、制御信号により制御部の動作を切り替える場合の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の第１の従来例のブロック図である。 図１０は、ＢＤＯ及びＯＦＴＲ検出動作を説明する波形図である。 図１１は、ＴＣ及びＴＩ信号の検出動作を説明する波形図である。 図１２は、レンズ位置信号（ＬＰＯＳ）の検出動作を説明する波形図である。 図１３は、ピーク・ボトム検波をする際に用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。 図１４は、ＢＤＯ信号の２値化をする際に用いられる代表的な回路構成を示す回路図である。 図１５は、本発明の第２の従来例のブロック図である。
１ 比較器
２ サンプリング部
３ 比率変換部
４ ローパスフィルタ
５ サブサンプリング部
６ ゲイン部
７ 積分器
８ 閾値ＤＡＣ
９ エッジ延長部
１０ 分周器
１１ スイッチ
５００，６００，７００ 検波制御部

Claims (17)

  1. 検波対象となる信号が入力される比較器と、
    該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値発生用のデジタルアナログ変換器（以下、閾値ＤＡＣと称す）と、
    前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣの閾値を制御する検波制御部とを備え、
    該検波制御部は、
    前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、
    該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、
    該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、
    該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、
    該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有する、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  2. 請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記検波制御部は、
    前記サンプリング部と前記比率変換部との間に、該サンプリング部の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有する、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  3. 請求項１記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記検波制御部は、
    前記サンプリング部の前段に、
    前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間をほぼ一定時間延長するエッジ延長部をさらに有する、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  4. 請求項２または請求項３記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記エッジ延長部は、前記比較器の出力のＨ期間、あるいは、Ｌ期間が一定時間以下にならないようにする、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  5. 請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記延長時間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期にほぼ等しい、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  6. 請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記延長期間は、入力信号のピークレベル、あるいは、ボトムレベルの最大出現周期、あるいは平均出現周期に対して一定値分の一である、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  7. 請求項１に記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記サンプリングクロックは検波期間のみ有効となるように制御されており、
    前記サブサンプリングクロックはサンプリングクロックを分周することによって生成される、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  8. 請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋１／−１”あるいは”＋Ｎ／−１”、”＋１／−Ｎ”を出力する（但し、Ｎは正の整数）、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  9. 請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記比率変換部は、入力論理値の”Ｈ／Ｌ”に対応して、”＋Ｐ／−Ｑ”を出力する（但し、ＰおよびＱは正の整数）、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  10. 請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックの周波数の１／２以下のカットオフ周波数を持つ、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  11. 請求項１、請求項２、請求項３、請求項７のいずれかに記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記サブサンプリングクロックは前記サンプリングクロックの整数倍の周期を持ち、
    前記ローパスフィルタは、サブサンプリングクロックとサンプリングクロックの周期の比に等しい数のサンプリングデータの移動和あるいは移動平均を演算する、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  12. 光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、
    それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、
    ＲＦ信号が入力される比較器と、
    該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、
    前記比較器の出力を受けて前記閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共に検波信号を生成する検波制御部とを備え、
    該検波制御部は、
    前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、
    該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、
    該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、
    該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、
    該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とを有し、
    前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給される、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  13. 光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、
    複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、
    複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、
    該第１の選択部から出力される信号が入力される比較器と、
    該比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する閾値ＤＡＣと、
    複数の検波信号を生成する複数の検波制御部と、
    第２の選択信号によって選択された複数の検波制御部の内の一つに比較器の比較結果を入力する分配部と、
    前記複数の検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し閾値ＤＡＣに出力する第２の選択部とを備え、
    前記複数の検波制御部は、
    前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、
    該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、
    該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、
    該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、
    該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、
    それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、
    それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、第２の選択信号によって対応する検波制御部が選択された時のみ有効となる、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  14. 光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する単独あるいは複数の受光素子と、
    それぞれの受光素子の出力からＲＦ信号を生成する信号生成部と、
    前記ＲＦ信号が入力される第１の比較器と、
    該第１の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１の閾値ＤＡＣと、
    前記第１の比較器の出力を受け前記第１の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にピーク検波信号を生成するピーク検波制御部と、
    前記ＲＦ信号が入力される第２の比較器と、
    該第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第２の閾値ＤＡＣと、
    該第２の比較器の出力を受けて第２の閾値ＤＡＣに閾値信号を出力すると共にボトム検波信号を生成するボトム検波制御部とを備え、
    前記ピーク検波制御部および前記ボトム検波制御部は、
    前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、
    該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、
    該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、
    該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、
    該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、
    それぞれに前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数のサンプリングクロックが供給される、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  15. 請求項１４に記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記ピーク検波制御部の出力と前記ボトム検波制御部の出力との差を取って振幅信号を生成する減算器を備え、
    前記ピーク検波制御部、及び、前記ボトム検波制御部は前記振幅信号に応じて制御パラメータを切り換える、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  16. 請求項１５に記載の光ディスク記録再生装置において、
    前記制御パラメータは、前記検波制御部が前記閾値ＤＡＣに出力する閾値信号を生成する際の増幅率である、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
  17. 光ディスクに入射した光ビームの反射光を受光する複数の受光素子と、
    該複数の受光素子の出力から複数のＲＦ信号を生成する複数の信号生成部と、
    前記複数のＲＦ信号が入力されその内の一つを第１の選択信号に従って選択して出力する第１の選択部と、
    該第１の選択部から出力される信号が入力される第１及び第２の比較器と、
    該第１及び第２の比較器が比較動作時に閾値として使用する信号を発生する第１及び第２の閾値ＤＡＣと、
    複数のピーク検波信号を生成する複数のピーク検波制御部と、
    複数のボトム検波信号を生成する複数のボトム検波制御部と、
    第２の選択信号によって選択された複数のピーク検波制御部の内の一つに前記第１の比較器の比較結果を入力する第１の分配部と、
    前記第２の選択信号によって選択された複数のボトム検波制御部の内の一つに第２の比較器の比較結果を入力する第２の分配部と、
    複数のピーク検波制御部の閾値信号出力を前記第２の選択信号によって選択し第１の閾値ＤＡＣに入力する第２の選択部と、
    複数のボトム検波制御部の閾値信号出力を第２の選択信号によって選択し第２の閾値ＤＡＣに入力する第３の選択部とを備え、
    前記複数のピーク検波制御部および前記複数のボトム検波制御部は、
    前記比較器出力をサンプリングクロックでサンプリングするサンプリング部と、
    該サンプリング部の２値出力を正と負の２つの一定値に変換する比率変換部と、
    該比率変換部の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタの出力をサンプリングクロック以下の周波数のサブサンプリングクロックでサンプリングするサブサンプリング部と、
    該サブサンプリング部の出力に設定されたゲインをかけるゲイン部と、
    該ゲイン部の出力を積分し結果を前記閾値ＤＡＣに出力する積分器とをそれぞれが有し、
    それぞれに供給される複数のサンプリングクロックによって動作しており、
    それぞれのサンプリングクロックは、前記ＲＦ信号の周波数に対応して設定された周波数を持ち、前記第２の選択信号によって対応するピーク検波制御部及びボトム検波制御部が選択された時のみ有効となる、
    ことを特徴とする光ディスク記録再生装置。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63118670A (ja) * 1985-12-05 1988-05-23 Nec Corp 振幅検出回路
JPH10326465A (ja) * 1997-05-23 1998-12-08 Sharp Corp ディジタル記録再生装置
JPH11144387A (ja) * 1997-11-06 1999-05-28 Seiko Epson Corp データスライサ、情報再生装置及び情報記録装置
JP2001319424A (ja) * 1999-09-24 2001-11-16 Sanyo Electric Co Ltd 信号処理回路および半導体集積回路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4081018B2 (ja) * 2002-03-11 2008-04-23 松下電器産業株式会社 信号処理装置および信号処理方法
US7693012B2 (en) * 2006-06-05 2010-04-06 Mediatek Inc. Apparatus for demodulating address in pre-groove symbols and apparatus for decoding pre-pit symbols
US7684291B2 (en) * 2006-06-05 2010-03-23 Mediatek Inc. Method and apparatus for blank detection of an optical disc

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63118670A (ja) * 1985-12-05 1988-05-23 Nec Corp 振幅検出回路
JPH10326465A (ja) * 1997-05-23 1998-12-08 Sharp Corp ディジタル記録再生装置
JPH11144387A (ja) * 1997-11-06 1999-05-28 Seiko Epson Corp データスライサ、情報再生装置及び情報記録装置
JP2001319424A (ja) * 1999-09-24 2001-11-16 Sanyo Electric Co Ltd 信号処理回路および半導体集積回路

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