JPWO2007055113A1 - スロットアンテナ - Google Patents

Abstract

本発明のスロットアンテナは、誘電体基板１０１の裏面側設けられた接地導体１２と、接地導体１２の側縁を開放点として内側に切り欠いて形成されたスロット１４と、スロット１４に高周波信号を給電するための給電線路２６１とを備えている。給電線路２６１は、スロット１４と交差している。この給電線路２６１は、スロット付近の第一の地点において、少なくとも２本の分岐線路を含む分岐線路群に分岐され、分岐線路群の内の少なくとも２本の分岐線路は、スロット付近の第二の地点において相互に接続され、少なくとも１つのループ配線２０９を形成している。ループ配線２０９のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定されている。また、分岐線路群の内、ループ配線２０９を形成せずに先端開放終端される全ての分岐線路群の分岐長が動作帯域の上限周波数において４分の１実効波長未満である。

Description

本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、またはデジタル信号を送信・受信するアンテナに関する。

二つの理由から、従来よりもはるかに広い帯域での動作を可能にする無線デバイスが必要となっている。第一の理由は、広大な周波数帯域の使用が認可された近距離無線向け通信システムに対応するためである。第二の理由は、異なる周波数を用いて乱立する複数の通信システムを、一台の端末で共用するためである。

例えば、近距離向け高速通信システム用に認可された３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域は、帯域内の中心周波数ｆ０で規格化した比帯域としては１０９．５％という広大な値に相当している。一方、基本的なアンテナとして知られるパッチアンテナの比帯域特性は５％未満、スロットアンテナの比帯域特性は１０％未満である。このようなアンテナによっては、上記の広大な周波数帯域の全体をカバーすることは著しく困難である。

第一段階として策定されつつある上記通信システムの仕様では、認可された周波数帯域が複数に分割して使用されることになっている。その理由の１つは、超広帯域（ＵＷＢ：Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）の全体をカバーするアンテナを現在の技術で実現することが困難なことにある。

現在、世界で無線通信用に使用されている周波数帯域を例にとると、１．８ＧＨｚ帯〜２．４ＧＨｚ帯を同一アンテナでカバーするためには、３０％程度の比帯域を実現する必要がある。また、上記帯域に加えて、８００ＭＨｚ帯、２ＧＨｚ帯を同一アンテナでカバーする場合には、９０％程度の比帯域を実現できなければならない。さらに、８００ＭＨｚ帯から２．４ＧＨｚ帯までを同一アンテナでカバーするためには、１００％以上の比帯域を実現することが要求されることになる。このように、同一端末で同時に扱うシステム数が増加し、カバーすべき周波数帯域が広がるほど、広帯域なアンテナの実現が簡易な端末構成の一つの解として望まれることになる。

図２３に模式図を示す４分の１波長スロットアンテナは、最も基本的な平面アンテナの一つである。図２３（ａ）は、上面側からの透視模式図、図２３（ｂ）は、直線ＡＢで切断した断面模式図、図２３（ｃ）は上面側からみた裏面透視模式図である。

図示されているスロットアンテナでは、誘電体基板１０１の上面に給電線路２６１があり、裏面側にある有限の接地導体１２の縁部１２ａから内側方向（ｉｎｗａｒｄ）に延びる切り欠き１４が形成され、一端１３が開放されたスロット（ｓｌｏｔ）１４として機能する。スロット１４は、接地導体１２の一部の領域において、導体を厚さ方向に完全に除去して得られる回路要素である。スロット１４は、スロット長Ｌｓが４分の１実効波長に相当する周波数付近で共振する。

給電線路２６１は、スロット１４と一部で対向し、スロット１４を励振する。給電線路２６１は、入力端子２０１を介して外部回路に接続される。なお、給電線路２６１の先端開放終端点２０からスロット１４の中心までの距離ｔ３は、入力整合を図るために、周波数ｆ０における４分の１実効波長程度に設定されることが一般的である。

特許文献１は、４分の１波長スロットアンテナを複数の共振周波数で動作させるための構造を開示している。図２４（ａ）に、その構造模式図を示す。図２４では、図２３のアンテナにおける各部と対応する要素に同一の参照符号を付している。

図２４（ａ）のスロットアンテナでは、４分の１波長スロット１４が給電点１５において励振され、通常のアンテナ動作が実行される。通常、スロットアンテナの共振周波数はスロット１４のループ長で規定される。図示されているアンテナでは、点１６ａと点１６ｂとの間に設定された容量素子１６が、スロット１４の本来の共振周波数よりも高い周波数の信号を通過させるよう設定されている。このため、スロット１４の共振器長を周波数に応じて変化させることが可能となる。すなわち、低い周波数では、図２４（ｂ）に示すようにスロット１４の共振器長は、通常と変わらずに、切り欠き構造の物理的な長さで決定される。これに対して、高い周波数では、図２４（ｃ）に示すように、スロット１４の共振器長が、現実の物理的な共振器長よりも短くなった状態と同様の状態で動作する。特許文献１には、上記の構成により一つのスロット構造で複共振動作を実現できると記載されている。

特許文献２は、２分の１波長スロットアンテナを複数の周披数で共振させるための構造を開示している。図２５は、裏面接地導体側からの透視図である。この図に示すように、特許文献２においては、複数の所望の周波数に対してそれぞれ共振条件を満足するサイズの複数のスロット１４ａ、１４ｂ、１４ｃを接地導体１２の構造内に配置している。そして、給電線路２６１の開放終端箇所２０から各周波数においてそれぞれ４分の１実効波長となる地点５１ａ、５１ｂ、５１ｃで各スロット１４ａ、１４ｂ、１４ｃを励振し、複共振を生じさせる。なお、図中実線で示したパターンは、基板裏面の導体パターンを示しており、点線で示したパターンは、基板表面の導体パターンを示している。

非特許文献１は、２分の１波長スロットアンテナを広帯域に動作させる別の方法を開示している。上述したように、従来のスロットアンテナの入力整合方法としては、給電線路２６１の先端開放終端点２０から周波数ｆ０における４分の１実効波長となる地点でスロット共振器１４を励振する方法が採用されてきた。しかし、非特許文献１においては、図２６に上面透視模式図を示すように、給電線路２６１の先端開放終端点２０から周波数ｆ０における４分の１実効波長の距離に相当する領域の線路幅を狭め、高インピーダンス領域２６３を形成している。この高インピーダンス領域２６３の伝送線路は、通常の伝送線路が有している特性インピーダンス（５０Ω）よりも高い特性インピーダンスを有しており、そのほぼ中央でスロット１４と結合している。

新たに導入された高インピーダンス領域２６３は、回路的には、スロット共振器とは別の共振器として機能する。非特許文献１によると、このような構成を採用すると、共振器数が二つに増えるため、互いの共振器を結合することにより、複共振動作が得られる。非特許文献１のＦｉｇ．２（ｂ）は、以下表１に示す条件の下で得られた反射強度特性の周波数依存性を示している。

非特許文献１によると、上記のオフセット距離の範囲では、比帯域３２％（４．１ＧＨｚ付近から５．７ＧＨｚ付近）でマイナス１０ｄＢ以下の良好な反射強度特性が得られている。この帯域特性は、非特許文献１のＦｉｇ．４に示される実測特性と比較されているように、同一基板条件で作製した通常のスロットアンテナの比帯域９％よりもはるかに優れている。
特開２００４−３３６３２８号公報 特開２００４−２３５０７号公報 "Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ−Ｆｅｄ Ｗｉｄｅ Ｓｌｏｔ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｔｈ Ｄｏｕｂｌｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｚｅｒｏｓ"ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．２，２００３年，１９４〜１９６ページ

上述した従来のスロットアンテナには、広帯域性の確保という点において課題がある。

第一に、構造内に単一の共振器構造しか有さない通常のスロットアンテナの場合、共振現象の帯域によって動作帯域が制限される。その結果、良好な反射強度特性が得られる周波数帯域は、１０％弱程度の比帯域に限られている。

特許文献１のアンテナにおいては、スロットへの容量性リアクタンス素子の導入により広帯域動作を実現しているものの、具体的に容量性リアクタンス素子としてはチップコンデンサなどの追加部品が必要になるという問題がある。また、新たに導入された追加部品の特性ばらつきにより、アンテナの特性がばらつくという問題もある。更に、特許文献１に開示されている例によれば、帯域特性にも課題がある。例えば、１．１８ＧＨｚと２．０５ＧＨｚにおいて複共振動作が得られたことを示す実施例が特許文献１の図１４に示されているが、それぞれ、ＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）が２を下回る帯域はわずか数十ＭＨｚ程度でしかない。また、特許文献１の図１８では、１．７ＧＨｚから３．４５ＧＨｚという比帯域換算６６％にあたる帯域でＶＳＷＲが３を下回った実施例が示されているが、帯域はまだ十分でない上、ＶＳＷＲは３程度であり反射強度特性も良好とは言い難い。

このように、特許文献１の開示内容によれば、現在望まれている超広帯域な周波数帯域で低反射な入力整合特性を伴ったアンテナを提供することが困難である。

特許文献２の方法は、実現に著しい困難が予想される。すなわち、給電線路２６１は入力端子から先端開放終端点までの間に複数のスロットと交差することになるので、著しいインピーダンス不整合が発生することが予想される。各スロットが有する共振帯域が重なる周波数帯域では、隣接するスロット間の結合で良好なアンテナ動作が行えない可能性も考えられる。構造内に導入される複数のスロットが、それぞれの共振帯域に重なりを持たない場合は、分離した各周波数帯域でインピーダンス整合を実現することは不可能ではないが、現実には各スロットが１０％の帯域を有する上に、２倍波、３倍波というスプリアス帯域においても異なるモードのアンテナ動作が起きてしまうため、所望の反射強度特性と放射特性を両立できる周波数帯域は著しく限定されてしまう。いずれにせよ、数十％以上の比帯域を得るには困難な構造である。

また、非特許文献１の例に示されるように、構造内への複数共振器導入により、共振器間の結合により帯域特性を改善しても、比帯域特性は３５％程度に限られており、更なる改善が必要である。また、非特許文献１を模した図２６の上面透視模式図は、非特許文献内のｆｉｇ．１と同様にスロット幅Ｗｓを狭く描いているが、上記広帯域特性が得られた条件では、４分の１波長領域９．８ｍｍの内半分以上の長さに相当する５ｍｍという値にＷｓが設定されている。小型化を目的とし、限られた占有面積内にスロットを配置する必要が出てくれば、直線形状のスロットを折り曲げる等の対策が必要なだけに、Ｗｓが大きくなければ広帯域特性を得られない構造は小型化が困難となる。

本発明は、上記従来の課題を解決し、スロットアンテナにおいて、実施容易な条件において従来よりも広帯域な動作を可能とし、広帯域な通信システムの実現や、簡易端末における複数システムの共存を容易とする。

本発明のスロットアンテナは、誘電体基板と、前記誘電体基板の裏面側に設けられた有限の面積の接地導体と、前記接地導体の側縁を開放点として内側に切り欠いて形成されたスロットと、前記スロットに高周波信号を給電するための給電線路であって、前記スロットと少なくとも一部が交差する給電線路とを備え、前記スロット付近の第一の地点において、前記給電線路が少なくとも２本の分岐線路を含む分岐線路群に分岐され、前記分岐線路群の内の少なくとも２本の分岐線路は、前記第一の地点とは異なる前記スロット付近の第二の地点において相互に接続され、前記給電線路に少なくとも１つのループ配線を形成しており、各ループ配線のループ長の最大値が、それぞれ、動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定され、前記分岐線路群の内、前記ループ配線を形成せずに先端開放終端される全ての前記分岐線路群の分岐長が動作帯域の上限周波数において４分の１実効波長未満である。

好ましい実施形態において、各ループ配線は、前記スロットのエッジと交差し、前記開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記スロットが励振される。

好ましい実施形態において、前記給電線路のうち、先端開放終端点から、動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長の長さの領域の領域が、５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成され、前記先端開放終端点から動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長未満の距離において、前記給電線路と前記スロットが少なくとも一部で交差する。

好ましい実施形態において、前記分岐線路群の配線幅の総和が、同一基板上での５０Ωの特性インピーダンスの伝送線路の配線幅以下に設定されている。

好ましい実施形態において、前記分岐線路群の配線幅の総和が、前記５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路の配線幅以下に設定されている。

好ましい実施形態において、前記接地導体が有する最低次の共振周波数は、前記スロットアンテナの動作帯域よりも低く設定されている。

本発明のスロットアンテナでは、ループ配線の導入により、従来のスロットアンテナにおいては実現困難だった複共振特性を容易に得ることができ、広帯域動作が可能となる。また、既に複共振動作していた従来のスロットアンテナにおいても、本発明の構造を採用することにより、更に動作帯域を飛躍的に拡大することができる。

本発明のスロットアンテナの上面透視模式図 （ａ）は図１の本発明のスロットアンテナの断面模式図、（ｂ）は本発明のスロットアンテナの別の実施形態の断面模式図、（ｃ）は本発明のスロットアンテナの別の実施形態の断面模式図 本発明のスロットアンテナの上面透視模式図 無限の接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信号配線に分岐部を有する二回路の模式図であって、（ａ）はループ配線の場合の模式図、（ｂ）は先端開放スタブ配線の場合の模式図、（ｃ）はループ配線の場合で、特に第二の経路が極端に短く設定された場合の模式図 本発明のスロットアンテナの一形態における接地導体での高周波電流の経路を説明する上面透視模式図 伝送線路の接地導体での高周波電流の集中箇所を説明するための断面構造図であって、（ａ）は一般的な伝送線路の場合の断面構造図、（ｂ）は分岐された伝送線路の場合の断面構造図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 比較例１の上面透視模式図 実施例１ａの上面透視模式図 比較例１と実施例１ａの反射強度特性の周波数依存性を示す比較図 比較例２の上面透視模式図 実施例２ａの上面透視模式図 比較例２と実施例２ａの反射強度特性の周波数依存性の比較図 実施例２ｂの上面透視模式図 比較例２と実施例２ｂの反射強度特性の周波数依存性の比較図 実施例３の反射強度特性図 実施例３のスロットアンテナの放射強度の角度依存特性図であって、（ａ）は２．６ＧＨｚの場合の角度依存特性図、（ｂ）は４ＧＨｚの場合の角度依存特性図、（ｃ）は６ＧＨｚの場合の角度依存特性図（ｄ）９ＧＨｚの場合の角度依存特性図 一般的な４分の１波長スロットアンテナを示し、（ａ）は上面透視模式図、（ｂ）は断面側面模式図、（ｃ）は上面から透視した裏面模式図 （ａ）は、特許文献１の４分の１波長スロットアンテナの構造模式図、（ｂ）は低周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図、（ｃ）は高周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図 特許文献２のスロットアンテナ構造の裏面からの透視模式図 非特許文献１に記載のスロットアンテナ構造の上面透視模式図

符号の説明

１０１ 誘電体基板
１０７ 内側方向（スロットの奥行き方向）
１２ 接地導体
１２ａ 有限の面積を持つ接地導体の外縁部
１４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、２３１ スロット
１３ スロット開放端
１５ 給電部
１６ 容量性リアクタンス素子
１６ａ、１６ｂ 容量性リアクタンス素子により高周波的に接続される接地導体上の点
Ｌｓ スロット長
Ｌｓ２ 容量性リアクタンス素子接続点からスロット開放端までの距離
２６１ 給電線路
２０ 開放終端点
５１ａ、５１ｂ、５１ｃ スロットと給電線路２６１の結合点
２６３ 給電線路２６１の高インピーダンス領域
ｄ スロット中心から給電線路２６１との結合点までのオフセット長
Ｌｄ２ スロット終端点から給電線路２６１までのオフセット長
ｔ１、ｔ２ 高インピーダンス領域を構成する各部位の線路長
ｔ３ スロットのギャップ部分中心から給電先端開放終端点までの距離
Ｗ２ 高インピーダンス領域の給電線路２６１幅
Ｗｓ スロット幅
２０１、２０３ 入出力端子
２０５、２０７ 第一、第二の経路
Ｌｐ１、Ｌｐ２ 第一、第二の経路長
Ｌｐ ループ長
２０９、２０９ａ、２０９ｂ、２０９ｃ、２０９ｄ、２０９ｅ、２０９ｆ ループ配線
２２１、２２３ 第一、第二の分岐点
Ｌｐ３ 開放スタブ長
２１１ 伝送線路
２１３ 開放スタブ
２１３ｂ 開放スタブの先端開放終端点
２１３ｃ ループ配線の任意の一点
２３３、２３５ 接地導体に生じる高周波電流の流れ
２３７ スロットの入力端子側エッジ
２３９ スロットの先端開放終端点側エッジ
２４１、２４３ 第一、第二の経路に伴い接地導体に生じる高周波電流の流れ方向
ａ、ｂ 有限の接地導体領域の横の長さと縦の長さ
２７１ スロットのギャップ部分の中央面
ｈ１ ループ配線の三角形状の二等辺三角形の高さ
４０１ 信号導体
４０３、４０５ 信号導体の端縁部
４０７ 信号導体の中央部に対向する接地導体上の領域
４０９、４１１ 分岐された信号導体
４１３、４１５ 信号導体分岐に基づき接地導体に高周波電流が誘起される領域
ｆ０ 動作帯域の中心周波数
ｆＨ 動作帯域の上限周波数
２５１、２５３、２５５ ループ配線を構成する経路

以下、図面を参照しながら、本発明によるスロットアンテナの実施形態を説明する。

（実施形態）
まず、図１を参照する。図１は、本実施形態のスロットアンテナの構造を示す上面透視模式図である。

本実施形態のスロットアンテナは、誘電体基板１０１と、誘電体基板１０１の裏面に設けられた有限の面積の接地導体１２とを備えている。この接地導体１２には、接地導体１２の側縁１２ａから内側方向１０７に切り欠いて形成されたスロット１４が形成されている。スロット１４の一端は、接地導体１２の側縁１２ａにおいて開放されており、この部分が「開放点」として機能する。スロット１４のスロット幅Ｗｓがスロット長Ｌｓに比べて無視できるものと仮定した場合、スロット長Ｌｓは、動作帯域の中心周波数ｆ０付近における４分の１実効波長に設定される。上記仮定が成立しない場合は、スロット幅を考慮したスロット長（Ｌｓ×２＋Ｗｓ）を中心周波数ｆ０における２分の１実効波長に設定すればよい。

誘電体基板１０１の表面には、スロット１４と交差する給電線路２６１が形成されている。この給電線路２６１は、スロット１４に高周波信号を給電するための給電線路である。

次に、図２（ａ）を参照する。図２（ａ）は、図１の直線ＡＢで切断した断面図である。本実施形態では、誘電体基板１０１の最表面に給電線路２６１が配置され、誘電体基板１０１の最裏面に接地導体１２が配置されているが、本発明のスロットアンテナは、このような構成を有するものに限定されない。例えば、図２（ｂ）に示すように、多層基板の採用などにより、給電線路２６１および接地導体１２の少なくとも一方が誘電体基板１０１の内部に配置されていても構わない。

また、図２（ｃ）に示すように、給電線路２６１に対して接地導体１２として機能する導体配線面は構造内に一つに限定されず、給電線路２６１が形成された層を挟んで対向する接地導体１２が配置されていてもよい。すなわち、本発明のスロットアンテナは、マイクロストリップ線路構造だけでなく、ストリップ線路構造の回路構成であっても同様の効果を得ることができる。

なお、本明細書では、接地導体１２を構成している導体層が厚さ方向に完全に除去された開口部を「スロット」と定義している。すなわち、本明細書における「スロット」は、接地導体１２の表面が一部の領域で削られ、その厚さを減じただけの構造（非開口部）を含むものではない。

給電線路２６１は、スロット１４との対向箇所付近の第一の分岐地点２２３で２以上の本数の分岐配線２０５、２０７、２１３・・・に分岐される。そして第二の分岐地点２２１において、一対の分岐配線２０５、２０７は再度接続され、ループ配線２０９が形成される。

分岐配線２０５、２０７、２１３・・・のうち、ループ配線を形成せず短い開放スタブとなるものがあってもよい。本実施形態では、分岐配線２１３がループ配線を構成しておらず、開放スタブとして機能する。

ループ配線２０９のループ長は、動作帯域の上限周波数ｆＨにおける実効波長の１倍未満に設定される。また、構造内に含まれる開放スタブ２１３のスタブ長も、上限周波数ｆＨにおける実効波長の４分の１倍未満に設定される。

図１において、給電線路２６１の先端開放終端点２０からスロット１４の中心線までの距離ｔ３は、中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定され、中心周波数ｆ０を含む動作帯域で入力整合が得られる。給電線路２６１の特性インピーダンスは５０Ωに設定されることが好ましい。ここで、スロット１４の「中心線」とは、内側方向１０７に沿って延びるスロット１４の２つのエッジのうち、給電線路２６１の入力端子２０１に近い側のエッジ２３７と、給電線路２６１の先端開放終端点２０に近い側のエッジ２３９とに対して最短距離が等しい点の集合によって形成される線である。

本発明のスロットアンテナは、図３の上面透視模式図に示すような給電線路構造もとり得る。図３の例では、給電線路２６１の一部が５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成され、高インピーダンス領域２６３を形成している。この高インピーダンス領域２６３は、給電線路２６１のうち、先端開放終端点２０から入力端子２０１の側へ向かって（ｔ１＋Ｗｓ＋ｔ２）の距離の領域である。

入力端子２０１に接続される一般的な外部回路のインピーダンスＺｏと給電線路２６１の特性インピーダンスＺ２６１とは一致させることが好ましい。この値が５０Ωでない場合、高インピーダンス領域２６３の特性インピーダンスは更に高い値に設定される。

図３に示す形態では、高インピーダンス領域２６３の長さは中心周波数ｆ０における４分の１実効波長程度に設定される。スロット幅Ｗｓは、ｔ１とｔ２の和と同程度に設定されることが好ましい。

図１に示す構造は、スロット幅Ｗｓを狭く設定せざるをえない条件下で広帯域特性を得る場合に有効であり、図３に示す構造は、スロット幅Ｗｓの設定に制限がない条件で超広帯域特性を得たい場合に有効である。

本実施形態のスロットアンテナにおけるループ配線２０９は、スロット共振器の励振箇所の複数個への増大と、入力整合回路の電気長調整の、二つの機能を同時に果たし、アンテナ動作の超広帯域化を実現している。以下、ループ配線が果たしている機能について詳しく説明する。

まず、誘電体基板の裏面に無限の面積の接地導体を有すると仮定した一般的な高周波回路において、ループ配線構造が設けられた場合の高周波特性を説明する。

図４（ａ）には、第一の経路２０５及び第二の経路２０７からなるループ配線２０９が入力端子２０１と出力端子２０３との間に接続された回路の模式図が示されている。第一の経路２０５の経路長Ｌｐ１と第二の経路２０７の経路長Ｌｐ２との和が伝送信号にとって実効波長の１倍に相当する条件でループ配線は共振条件となる。このようなループ配線は、リング共振器として用いられることがある。しかし、経路長Ｌｐ１、Ｌｐ２が伝送信号の実効波長より短い場合、ループ配線２０９は急峻な周波数応答を示さないため、通常の高周波回路に積極的に使用される理由はなかった。

均一な接地導体を有する一般的な高周波回路では、ループ配線の導入に伴って局所的な高周波電流の分布に変動が生じても、二端子２０１、２０３間のマクロな高周波特性の変動は平均化されてしまう。すなわち、非共振状態でのループ配線の高周波特性は、２本の経路の特性を平均化して一本の経路へ置換した場合の伝送線路の高周波特性と大した差異がない。

一方、本発明のスロットアンテナでのループ配線２０９の導入は、上述した一般的な高周波回路では得られなかった特有の効果を提供する。図５の上面透視模式図を参照してこの点を説明する。接地導体１２にスロット１４が存在する箇所近傍で、直線的な給電線路２６１をループ配線２０９に置換すれば、スロット１４周辺での局所的な高周波電流分布を変動させ、スロットアンテナの共振特性を変化させることが可能となる。接地導体１２での高周波電流は、第一の分岐点２２１により分岐した第一の経路２０５に沿って矢印２３３の方向へと導かれる一方で、第二の経路２０７に沿って矢印２３５の方向にも導かれる。結果として、接地導体２１での高周波電流の流れに矢印２３３、２３５の方向に沿った異なる経路を生じさせることができ、スロットアンテナを複数箇所で励振することができる。

このような接地導体１２における高周波電流分布をスロット近傍で局所的に変化させることが、スロットアンテナの動作帯域を劇的に拡大することになる。

一般に、信号伝送時の高周波電流分布は、伝送線路の信号導体側と接地導体側とで異なっている。図６を参照して、信号導体側及び接地導体側における高周波電流の強度分布が信号導体の分岐によって如何に変動するかを説明する。

図６は、伝送線路断面構造の模式図を示している。図６（ａ）の伝送線路では、信号導体は分岐されていない。このため、信号導体４０１で高周波電流の集中が生じるのは信号導体４０１の端縁部４０３、４０５であり、接地導体１２で高周波電流の集中が起こるのは信号導体４０１の中央部に対向する領域４０７である。よって、例えば、従来のスロットアンテナにおいて給電線路２６１の幅を大きくしても、接地導体１２における高周波電流の分布に大きな変化を起こすことはできず、本発明のスロットアンテナと同様の広帯域化を実現することは困難である。

しかし、図６（ｂ）の例のように、信号導体４０１が２本の信号導体４０９、４１１に分岐されている例では、各分岐配線４０９、４１１のそれぞれに対向する接地導体領域４１３、４１５に高周波電流の分布が生じる。このことが広帯域化の実現に寄与する。

本発明のスロットアンテナが有するループ配線は、スロットアンテナの励振箇所を複数個にする機能を果たすだけでなく、給電線路２６１の電気長を調整する機能をも有している。ループ配線導入による給電線路２６１の電気長の変動は、給電線路２６１の共振条件を複共振条件に転じさせ、すなわち、共振条件が複数の周波数帯域で成立しているため、本発明の動作帯域の拡大効果を更に高めている。

より詳しく説明すると、図２３や図２６を参照して説明した従来技術においては、給電線路の先端開放終端点からスロットと交差する箇所までの距離ｔ３、または（ｔ２＋Ｗｓ÷２）は、中心周波数ｆ０における実効波長と密接な関係があった。図１または図３に示すスロットアンテナの給電構造は、従来のスロットアンテナ（図２３、図２６）における給電線路の設計原理を、継承するだけでなく、その動作帯域を拡大する。

図２３に示す一般的なスロットアンテナでは、スロットの共振周波数において入力整合条件を成立させるため、スロット長を動作の中心周波数ｆ０に合わせて設計し、長さｔ３を中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定する。このような給電線路２６のスロット付近に本発明のループ構造を導入すれば、ループ配線を構成する２本の経路のうち電気長が短い経路を介した場合と電気長が長い経路を介した場合の給電線路２６１の共振周波数が分離し、複共振動作が導かれることになる。

また、図２６に示すスロットアンテナでは、スロット幅Ｗｓを大きく設定するとともに、ｔ１＋ｔ２＋Ｗｓを中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定している。また、４分の１実効波長の領域の伝送線路のインピーダンスを高い値に設定し、ｔ１≒ｔ２の条件で動作させる。このアンテナでは、スロット共振器に結合する共振器構造を等価回路内に新たに導入することにより、２つの共振周波数で入力整合が成立し、スロットアンテナの広帯域動作を実現できる。このような給電線路２６１のスロット付近に本発明のループ配線を導入すれば、ループ配線を構成する２本の経路のうち、電気長が短い経路を介した場合と電気長が長い経路を介した場合の電気長の違いにより、スロット共振器と結合する共振現象が２以上の数の複数の周波数で生じ、既に得られていた広帯域な整合条件を更に広帯域化することになる。

このように本発明では、スロット自体が有する共振現象を複共振化する第一の機能と、スロットに結合する給電線路の共振現象を複共振化する第二の機能の組み合わせにより、従来のスロットアンテナよりも広い帯域で動作することが可能となる。

ただし、本発明のスロットアンテナは、広帯域での整合特性を維持するため、ループ配線が共振しない条件で用いられなければならない。図４（ａ）に示すループ配線２０９を例にとると、経路長Ｌｐ１と経路長Ｌｐ２の和であるループ長Ｌｐが、動作帯域の如何なる周波数においても実効波長の１倍に相当してはならない。この条件は、本発明のスロットアンテナ内に複数のループ配線が存在する場合、全てのループ配線について成立しなければならない。したがって、アンテナに含まれる最も大きなループ配線のループ長も、動作帯域の上限周波数の実効波長よりも短く設定されなければならない。

一般の高周波回路に用いられる構造には、図４（ｂ）に示す開放スタブがある。伝送線路２１１に、長さＬｐ３の開放スタブ２１３が分岐して接続されれば、長さＬｐ３が４分の１実効波長となる周波数で共振条件が成立する。その場合、入力端子２０１と出力端子２０３との間の信号伝送に対して、開放スタブ２１３が帯域阻止フィルタとして機能してしまう。

本発明のスロットアンテナの給電線路から分岐される配線のうち、ループ配線を構成しないものは、スタブであってもよい。しかし、そのスタブ長は、最大の場合でも、動作帯域の上限周波数で４分の１実効波長未満に設定されなければならない。給電線路において、開放スタブが共振し、帯域阻止フィルタとして動作することは、スロットアンテナの動作帯域を狭く限定するからである。

図４（ｃ）に、ループ配線の極端な例を示し、開放スタブと比較したループ配線の優位点を説明する。図４（ｃ）のループ配線２０９において、長さＬｐ２を極端に小さくすると、ループ配線は見かけ上開放スタブ構造に限りなく近づく。しかし、長さＬｐ２が０に近づいた場合のループ配線の共振周波数は、長さＬｐ１が実効波長に相当する周波数であり、開放スタブの共振周波数は長さＬｐ３が４分の１実効波長に相当する周波数である。仮に、長さＬｐ１の半分が長さＬｐ３と等しい条件で二つの構造を比較すると、ループ配線の共振周波数はスタブ配線の共振周波数の２倍ということになる。

以上の説明からわかるように、広い動作帯域内で余計な共振現象を回避する給電線路の構造としては、ループ配線が開放スタブよりも、周波数帯域に換算して２倍有効である。

また、図４（ｂ）の開放スタブ２１３の開放終端点２１３ｂは回路的に開放されているため、高周波電流が流れない。その結果、仮にスロット付近に開放終端点２１３ｂが配置されても、スロットとの電磁的結合が得にくい。一方、図４（ｃ）のループ配線２０９の一点２１３ｃは、回路的には決して開放されていないため、高周波電流が必ず流れる。その結果、スロット付近に配置されれば、スロットとの電磁的結合が得やすくなる。この点からも、本発明の効果を得るためには、ループ配線の採用が開放スタブの採用よりも有利である。

このように、本発明のスロットアンテナでは、線路幅が太い線路または開放スタブではなく、「ループ配線」を給電線路２６１に導入することにより、動作帯域の制限をうまく回避し、広帯域化を効果的に実現することができる。

図７は、給電線路２６１の分岐線路部の分岐本数が３の場合の実施形態の上面透視模式図である。給電線路２６１を分岐する分岐線路の本数は、３本以上の値に設定しても構わないが、２本に分岐した場合の特性と比べて動作帯域の飛躍的な拡大は望めない。複数に分岐された分岐線路群の中で高周波電流の分布強度が高いのは、スロットの開放端側に最も近い箇所を通る経路２５１と、逆にスロットの開放端側に最も遠い箇所を通る経路２５３のみであり、両者の間に配線される経路２５５に流れる高周波電流の強度が強くないからである。しかし、分岐本数が２の場合、経路２５１と経路２５３が形成するループ配線のループ長は意図せず長くなってしまうのでループ配線の共振周波数の低下をまねき、本発明のスロットアンテナの動作帯域の上限周波数ｆＨの向上に制限が生じる。しかし、経路２５５を追加すれば、ループ配線が分割されることになり、上記制限の緩和に有効である。

ループ配線とスロットの配置関係としては、図５に示すように、ループ配線２０９を構成する第一の経路２０５と第二の経路２０７とが、共にスロット１４と接地導体１２との境界線、言い換えるとスロットのエッジ２３７、２３９の少なくともいずれかと交差することが好ましい。

ただし、図８に示すように、上面から見たとき、ループ配線２０９の全体がスロット１４に含まれてしまい、ループ配線２０９がスロットのエッジ２３７、２３９のいずれとも交差しない構成でも、本発明の効果を得ることができる。図８の構成では、第一の経路２０５と第二の経路２０７の経路差だけ、第一の経路２０５に沿って信号導体を流れる高周波電流に対応する接地導体側の電流２４１と、第二の経路２０７に沿って信号導体を流れる高周波電流に対応する接地導体側の電流２４３には位相差が生じ、入力整合条件をより広帯域に転じせしめる効果が発生するからである。

なお、逆に図９に示す別の形態のように、ループ配線２０９がスロット１４と全く交差していない場合でも、ループ配線２０９がスロット付近にある条件ならば、本発明の効果を得ることが可能である。ここで、「スロット付近」にループ配線２０９が配置されているという条件は、厳密には、ループ配線２０９の最も外側の点から、スロット１４と接地導体１２との間の境界線（スロット１４のエッジ２３７またはエッジ２３９）までの距離Ｌｄ１が給電線路２６１の配線幅の一倍未満であることを意味する。距離Ｌｄ１が給電線路２６１の配線幅よりも長くなった場合、信号導体の両端に流れる高周波電流の位相差にそれぞれ対応して接地導体側を流れる局所的な高周波電流２４１と、高周波電流２４３との間に生じていた位相差が解消されてしまう。その結果、ループ配線２０９とスロットアンテナの組み合わせによって得られる本発明特有の複合効果が得られなくなるからである。

ループ配線２０９は、図１０に示すように、スロット１４のエッジ２３７、２３９の両者とそれぞれ交差するよう設計されてよい。図１０のループ配線２０９は台形状に形成されている。このように、ループ配線２０９の形状について、特に制限はない。ループ配線２０９は複数形成されてよい。複数のループ配線２０９が設けられる場合、ループ配線２０９同士は直列に接続されてもよいし、図７に既に示すように、並列に接続されてもよい。また、二つのループ配線２０９は直接に相互接続されてもよいし、任意の形状の伝送線路を介して間接的に接続されてもよい。

図１１に示すように、スロット１４のエッジ２３７、２３９とそれぞれ個別に交差する二つのループ配線２０９ａ、２０９ｂが直列に配置されてもよい。更に、図１２に示すように、スロット１４のエッジ２３７とそれぞれ個別に交差する並列のループ配線２０９ｃ、２０９ｄとスロット１４のエッジ２３９とそれぞれ交差する並列のループ配線２０９ｅ、２０９ｆが直列に配置される構成でも構わない。

スロットアンテナを構成する有限の面積の接地導体が共振する周波数を、スロットアンテナの動作帯域と近接させ、更なる広帯域性を得ることも可能である。すなわち、接地導体自体がパッチアンテナのように共振し放射特性を得ることができる周波数を、本発明のスロットアンテナの共振帯域よりやや低い周波数に設定すれば、更なる入力整合帯域の拡大が実現できる。

ループ配線２０９の線路幅は、入力側または先端開放終端側に接続される給電線路２６１の特性インピーダンスと同一の条件、またはインピーダンスが高くなる条件が等価的に成立するように選択されることが好ましい。すなわち、給電線路２６１が二分岐される場合は、元の給電線路２６１の線路幅の半分以下の分岐配線でループ配線２０９が構成されることが好ましい。非特許文献１からも明らかなように、スロットアンテナ自体が高インピーダンス線路との結合により、入力端子の抵抗値５０Ωへの整合が取りやすくなる傾向があるため、ループ配線２０９の導入によりスロット１４付近での給電線路２６１の特性インピーダンスを等価的に高くすることが、更なる低反射特性の実現に効果的だからである。

本発明のスロットアンテナにおいて、スロットの形状は矩形である必要はなく、任意の曲線形状に置換可能である。特に、主スロットに多数の細かく短いスロットを並列接続することにより、回路的には主スロットに直列のインダクダンスを付加することができ、主スロットのスロット長が短縮でき実用上好ましい。また、主スロットのスロット幅を狭くして、ミアンダ形状などに折り曲げ小型化を図った条件でも、本発明のスロットアンテナの広帯域化の効果を変わりなく得ることができる。

（実施例）
図１３の上面透視模式図に示すようなスロットアンテナ（比較例１）と、図１４の上面透視模式図に示すようなスロットアンテナ（実施例１）を作製した。誘電体基板１０１として、総厚５００ミクロン、６０ｍｍ角（ａ＝ｂ＝６０ｍｍ）のＦＲ４基板を用いた。基板表面と裏面には、銅配線により厚さ２０ミクロンの信号導体パターンと接地導体パターンをそれぞれ形成した。各配線パターンはウェットエッチングにより一部領域の金属層を除去することによって形成し、表面は厚さ５ミクロンの金メッキを施した。導体接地導体１２の外縁部１２ａは、誘電体基板１０１の端面に最も近接した場合でも、１００ミクロン内側となるように設定した。図中、接地導体パターンは点線で示している。

入力端子部２０１にはＳＭＡコネクタを接続し、５０Ωの特性インピーダンスの給電線路２６１を介して、作製したアンテナと測定系を接続可能な状態にした。なお、実用上有用な反射強度の目安をマイナス１０ｄＢ以下とし、上記特性が満足できた周波数帯域を動作帯域と呼ぶこととした。給電線路２６１の線路幅Ｗ１は９２０ミクロンとした。比較例１では信号導体にはループ配線は使わず、スロット付近でも給電線路２６１の線路幅は９２０ミクロンとした。スロット幅Ｗｓは０．５ｍｍ、オフセット長Ｌｄ２を２．５ｍｍ、スロット長Ｌｓ＝１２ｍｍ、先端開放終端点２０からスロット中心の給電点までの距離ｔ３を１０ｍｍに固定した。比較例１の動作帯域は４．６３ＧＨｚから６．５３ＧＨｚであり、比帯域は３４．１％であった。反射強度特性の周波数依存性より、共振現象は単一周波数５．８７ＧＨｚでしか起こっていないことが確認された。

一方、図１４に示すように、実施例１ａでは、比較例１において直線形状であったスロット１４付近の信号導体を、凸部がスロットの開放端１３側に突き出た二等辺三角形状のループ配線２０９へと置換した。上記変更以外は、実施例１ａの構造パラメータは比較例１と同様の条件に固定した。ループ配線２０９の二等辺三角形の底辺の長さは１．５ｍｍとし、高さｈ１は２．５ｍｍとした。ループ配線の配線幅は５０オーム線路の配線幅Ｗ１の半分の４６０ミクロンとした。実施例１ａの動作帯域は４．０９ＧＨｚから７．０１ＧＨｚで、５２．６％の比帯域を得た。

また、実施例１ａは、４．７５ＧＨｚと６．３８ＧＨｚの二周波数で反射強度の極小値を示し、複共振動作を確認できた。

図１５に実施例１と比較例１の反射強度特性の周波数依存性を示している。図１５において、実線は実施例１ａの特性を示し、点線は比較例１の特性を示している。図１５から明らかなように、単共振特性の複共振特性への変化、動作帯域の拡大から、本発明の効果が証明された。

次に、実施例１ａのループ配線構造を変化させた実施例１ｂを作製した。実施例１ａでは、ループ配線の二等辺三角形の凸部分はスロット開放端１３側へ突き出ていたが、実施例１ｂではループ配線の配置方向を逆向きにし、二等辺三角形が突き出る方向をスロットの奥行き方向へ設定した。その他の構造パラメータは、実施例１ａと同様であった。

実施例１ｂの動作帯域は、４．４５ＧＨｚから６．８２ＧＨｚであり、４２．１％の比帯域を得た。実施例１ｂも、比較例１よりも広帯域動作を実現した。同様に、実施例１ａにおいて、スロットのギャップの中央部分に一致させていたループ配線の二等辺三角形の重心を、入力端子側へ０．２５ｍｍ移動させた実施例１ｃ、先端開放点２０側へ０．２５ｍｍ移動させた実施例１ｄを作製した。

実施例１ｃ、１ｄにおいて、二等辺三角形の重心の位置は、スロット１４と接地導体１２のエッジ２３７、２３９とそれぞれ対向する地点に設定した。実施例１ｃの動作帯域は４．７２ＧＨｚから７．０５ＧＨｚで、３９．６％の比帯域を得た。実施例１ｄの動作帯域は４．０４ＧＨｚから６．２８ＧＨｚで、４３．４％の比帯域を得た。実施例１ｃ、１ｄの特性より、入力端子側給電線路へのループ配線導入は帯域の高周波数側の広帯域化、先端開放点側給電線路へのループ配線導入は帯域の低域側の広帯域化に寄与することが分かった。そして実施例１ａから１ｄのいずれにおいても比較例１より広い比帯域で低反射動作が実現でき、本発明の有利な効果が証明された。実施例１ａから１ｄと比較例の特性比較を表２に示す。

次に、非特許文献１において開示された複共振特性の２分の１波長スロットアンテナを４分の１波長スロットアンテナとして模した構造の比較例２を作製した。図１６に比較例２の上面透視模式図を示す。

比較例１の給電線路２６１では、入力端子２０１から先端開放終端点２０まで、５０オームにインピーダンスが統一されていたが、比較例２では、給電線路２６１の先端開放終端点２０から（ｔ１＋ｔ２＋Ｗｓ）の距離だけ、高インピーダンス線路２６３によって置換した。具体的には、Ｗ２＝２５０ミクロン、Ｗｓを４ｍｍ、ｔ１＝３．５ｍｍ、ｔ２＝４ｍｍとした。

比較例２の動作帯域は、３．４６ＧＨｚから５．６７ＧＨｚであり、比帯域は４８．４％であった。また、３．７７ＧＨｚと５．２７ＧＨｚの２周波数において反射損失が極小値を示し、非特許文献１で開示された複共振動作の実現効果が得られた。

一方、比較例２の直線形状を有する高インピーダンス領域２６３に対して、ループ配線構造を導入した構成を有する実施例２ａを作製した。図１７は、実施例２ａの上面透視模式図を示している。実施例２ａでは、三角形状のループ配線２０９ａ、２０９ｂを直列にスロット１４付近に配置した。具体的には、スロットのエッジ２３７と対向する箇所にはループ配線２０９ａを、エッジ２３９と対向する箇所にはループ配線２０９ｂを配置した。ループ配線２０９ａと２０９ｂは、スロット１４のギャップ部分の中央の鏡面対称線２７１を通って基板に垂直となる平面を対称面として鏡面対称の関係を有している。ループ配線２０９ａ、２０９ｂは、それぞれ、二等辺三角形の形状を有し、その底辺が４ｍｍ、高さｈ１は２．５ｍｍ、配線幅は１２５ミクロンに設定した。

実施例２ａの動作帯域は、３．１３ＧＨｚから８．４８ＧＨｚであり、比帯域は９２．２％に達した。比較例２に比べ、実施例２ａでの比帯域拡大効果は１．９倍であった。

図１８に、比較例２と実施例２ａの反射強度特性の周波数依存性を示す。比較例２の特性を点線で示し、実施例２ａの特性を実線で示している。図１８より、複共振特性が既に実現されていた比較例２の広帯域特性を更に上回る超広帯域特性が、本実施例２ａにより、実現できることが証明された。

次に、図１９に上面透視模式図を示す実施例２ｂを作製した。実施例２ａにおいては２つのループ配線２０９ａ、２０９ｂの三角形状の凸部分がスロットの開放端側へ向いていたが、実施例２ｂではループ配線の向きを三角形状の凸部分がスロットの奥行き方向へ配向するよう逆向きに入れ替えた。ループ配線２０９ａ、２０９ｂの向き以外は、実施例２ａと実施例２ｂの構造パラメータは全て同一とした。

実施例２ｂの動作帯域は、３．３４ＧＨｚから６．２９ＧＨｚで、６１．３％の比帯域を得た。比較例２と比較すると、実施例２ｂでの比帯域拡大効果は１．２７倍であった。

図２０には、比較例２と実施例２ｂの反射強度特性の周波数依存性を示している。実施例２ｂでは、動作帯域が実施例２ａほどは広くなかったが、７ＧＨｚ〜９ＧＨｚの高周波帯域における反射特性を比較例２と比較すれば、４ｄＢ以上の改善が明らかに得られており、やはり本発明の構造採用により、従来構造のスロットアンテナの帯域特性を改善できることが証明された。

次に、実施例３を作製した。実施例２ａにおいて６０ｍｍだった接地導体１２の横幅ａを３５ｍｍに減じ実施例３とした。また、その他の構造パラメータを実施例２ａと同一としたが、反射特性に大きな影響を示さなかった接地導体１２の縦側の長さｂは２５ｍｍに減じた。横幅が減じられた接地導体１２が２．７ＧＨｚ付近で共振するアンテナとして機能し、実施例２ａでも比帯域９２．２％の動作帯域を得ていたスロットアンテナは更なる広帯域動作を示した。具体的には、図２１に反射特性の周波数依存性を示すように、動作帯域は２．５７ＧＨｚから９．２９ＧＨｚで、比帯域は１１３．３％に達した。比帯域１１３．３％とは、近距離無線通信で使用される帯域である３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの比帯域１０９．５％よりも広い値である。実施例２ａと実施例２ｂと実施例３と比較例２の特性比較を表３に示す。

図２２には、（ａ）２．６ＧＨｚ、（ｂ）４ＧＨｚ、（ｃ）６ＧＨｚ、（ｄ）９ＧＨｚの各周波数における、実施例３のスロットアンテナの誘電体基板に平行な面内での放射指向性の角度依存性を示す。図中、角度２７０度に相当する方向がスロットの奥側から見たスロット開放端側の方向に相当している。マイナス１０ｄＢ以下の低反射強度特性が得られた動作帯域の全ての周波数で、主ビームがこの方向を向き、利得は０ｄＢから４ｄＢとほぼ等しい値が得られた。

以上のように、本発明のスロットアンテナによれば、反射特性が超広帯域なだけでなく、超広帯域にわたり同様の傾向の放射指向性も得ることができた。

本発明のスロットアンテナは、回路占有面積および製造コストを増大させることなく、整合帯域を拡大させることが出来るので、従来複数のアンテナを搭載しなければ実現できなかった高機能端末を簡易な構成で実現することが可能となる。また、従来よりもはるかに広い周波数帯域を用いる近距離無線用の通信システムの実現にも貢献することが出来る。チップ部品を使用せず動作帯域が拡大できるため、製造時のばらつきに対する耐性の強いアンテナとしても有用である。同一スロット幅の条件で比較すると従来の広帯域スロットアンテナよりはるかに広帯域動作が可能となるため、広帯域スロットアンテナの小型化が実現できる。また、デジタル信号を無線で送受信するような、超広帯域な周波数特性を必要とするようなシステムにおいても小型アンテナとして使用され得る。

本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、またはデジタル信号を送信・受信するアンテナに関する。

二つの理由から、従来よりもはるかに広い帯域での動作を可能にする無線デバイスが必要となっている。第一の理由は、広大な周波数帯域の使用が認可された近距離無線向け通信システムに対応するためである。第二の理由は、異なる周波数を用いて乱立する複数の通信システムを、一台の端末で共用するためである。

例えば、近距離向け高速通信システム用に認可された３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域は、帯域内の中心周波数ｆ０で規格化した比帯域としては１０９．５％という広大な値に相当している。一方、基本的なアンテナとして知られるパッチアンテナの比帯域特性は５％未満、スロットアンテナの比帯域特性は１０％未満である。このようなアンテナによっては、上記の広大な周波数帯域の全体をカバーすることは著しく困難である。

第一段階として策定されつつある上記通信システムの仕様では、認可された周波数帯域が複数に分割して使用されることになっている。その理由の１つは、超広帯域（ＵＷＢ：Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）の全体をカバーするアンテナを現在の技術で実現することが困難なことにある。

現在、世界で無線通信用に使用されている周波数帯域を例にとると、１．８ＧＨｚ帯〜２．４ＧＨｚ帯を同一アンテナでカバーするためには、３０％程度の比帯域を実現する必要がある。また、上記帯域に加えて、８００ＭＨｚ帯、２ＧＨｚ帯を同一アンテナでカバーする場合には、９０％程度の比帯域を実現できなければならない。さらに、８００ＭＨｚ帯から２．４ＧＨｚ帯までを同一アンテナでカバーするためには、１００％以上の比帯域を実現することが要求されることになる。このように、同一端末で同時に扱うシステム数が増加し、カバーすべき周波数帯域が広がるほど、広帯域なアンテナの実現が簡易な端末構成の一つの解として望まれることになる。

図２３に模式図を示す４分の１波長スロットアンテナは、最も基本的な平面アンテナの一つである。図２３（ａ）は、上面側からの透視模式図、図２３（ｂ）は、直線ＡＢで切断した断面模式図、図２３（ｃ）は上面側からみた裏面透視模式図である。

図示されているスロットアンテナでは、誘電体基板１０１の上面に給電線路２６１があり、裏面側にある有限の接地導体１２の縁部１２ａから内側方向（ｉｎｗａｒｄ）に延びる切り欠き１４が形成され、一端１３が開放されたスロット（ｓｌｏｔ）１４として機能する。スロット１４は、接地導体１２の一部の領域において、導体を厚さ方向に完全に除去して得られる回路要素である。スロット１４は、スロット長Ｌｓが４分の１実効波長に相当する周波数付近で共振する。

給電線路２６１は、スロット１４と一部で対向し、スロット１４を励振する。給電線路２６１は、入力端子２０１を介して外部回路に接続される。なお、給電線路２６１の先端開放終端点２０からスロット１４の中心までの距離ｔ３は、入力整合を図るために、周波数ｆ０における４分の１実効波長程度に設定されることが一般的である。

特許文献１は、４分の１波長スロットアンテナを複数の共振周波数で動作させるための構造を開示している。図２４（ａ）に、その構造模式図を示す。図２４では、図２３のアンテナにおける各部と対応する要素に同一の参照符号を付している。

図２４（ａ）のスロットアンテナでは、４分の１波長スロット１４が給電点１５において励振され、通常のアンテナ動作が実行される。通常、スロットアンテナの共振周波数はスロット１４のループ長で規定される。図示されているアンテナでは、点１６ａと点１６ｂとの間に設定された容量素子１６が、スロット１４の本来の共振周波数よりも高い周波数の信号を通過させるよう設定されている。このため、スロット１４の共振器長を周波数に応じて変化させることが可能となる。すなわち、低い周波数では、図２４（ｂ）に示すようにスロット１４の共振器長は、通常と変わらずに、切り欠き構造の物理的な長さで決定される。これに対して、高い周波数では、図２４（ｃ）に示すように、スロット１４の共振器長が、現実の物理的な共振器長よりも短くなった状態と同様の状態で動作する。特許文献１には、上記の構成により一つのスロット構造で複共振動作を実現できると記載されている。

特許文献２は、２分の１波長スロットアンテナを複数の周波数で共振させるための構造を開示している。図２５は、裏面接地導体側からの透視図である。この図に示すように、特許文献２においては、複数の所望の周波数に対してそれぞれ共振条件を満足するサイズの複数のスロット１４ａ、１４ｂ、１４ｃを接地導体１２の構造内に配置している。そして、給電線路２６１の開放終端箇所２０から各周波数においてそれぞれ４分の１実効波長となる地点５１ａ、５１ｂ、５１ｃで各スロット１４ａ、１４ｂ、１４ｃを励振し、複共振を生じさせる。なお、図中実線で示したパターンは、基板裏面の導体パターンを示しており、点線で示したパターンは、基板表面の導体パターンを示している。

非特許文献１は、２分の１波長スロットアンテナを広帯域に動作させる別の方法を開示している。上述したように、従来のスロットアンテナの入力整合方法としては、給電線路２６１の先端開放終端点２０から周波数ｆ０における４分の１実効波長となる地点でスロット共振器１４を励振する方法が採用されてきた。しかし、非特許文献１においては、図２６に上面透視模式図を示すように、給電線路２６１の先端開放終端点２０から周波数ｆ０における４分の１実効波長の距離に相当する領域の線路幅を狭め、高インピーダンス領域２６３を形成している。この高インピーダンス領域２６３の伝送線路は、通常の伝送線路が有している特性インピーダンス（５０Ω）よりも高い特性インピーダンスを有しており、そのほぼ中央でスロット１４と結合している。

新たに導入された高インピーダンス領域２６３は、回路的には、スロット共振器とは別の共振器として機能する。非特許文献１によると、このような構成を採用すると、共振器数が二つに増えるため、互いの共振器を結合することにより、複共振動作が得られる。非特許文献１のＦｉｇ．２（ｂ）は、以下表１に示す条件の下で得られた反射強度特性の周波数依存性を示している。

非特許文献１によると、上記のオフセット距離の範囲では、比帯域３２％（４．１ＧＨｚ付近から５．７ＧＨｚ付近）でマイナス１０ｄＢ以下の良好な反射強度特性が得られている。この帯域特性は、非特許文献１のＦｉｇ．４に示される実測特性と比較されているように、同一基板条件で作製した通常のスロットアンテナの比帯域９％よりもはるかに優れている。
特開２００４−３３６３２８号公報 特開２００４−２３５０７号公報 "Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ−Ｆｅｄ Ｗｉｄｅ Ｓｌｏｔ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｔｈ Ｄｏｕｂｌｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｚｅｒｏｓ" ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｌｅｔｔｅｒｓ， ｖｏｌ．２， ２００３年， １９４〜１９６ページ

上述した従来のスロットアンテナには、広帯域性の確保という点において課題がある。

第一に、構造内に単一の共振器構造しか有さない通常のスロットアンテナの場合、共振現象の帯域によって動作帯域が制限される。その結果、良好な反射強度特性が得られる周波数帯域は、１０％弱程度の比帯域に限られている。

特許文献１のアンテナにおいては、スロットへの容量性リアクタンス素子の導入により広帯域動作を実現しているものの、具体的に容量性リアクタンス素子としてはチップコンデンサなどの追加部品が必要になるという問題がある。また、新たに導入された追加部品の特性ばらつきにより、アンテナの特性がばらつくという問題もある。更に、特許文献１に開示されている例によれば、帯域特性にも課題がある。例えば、１．１８ＧＨｚと２．０５ＧＨｚにおいて複共振動作が得られたことを示す実施例が特許文献１の図１４に示されているが、それぞれ、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）が２を下回る帯域はわずか数十ＭＨｚ程度でしかない。また、特許文献１の図１８では、１．７ＧＨｚから３．４５ＧＨｚという比帯域換算６６％にあたる帯域でＶＳＷＲが３を下回った実施例が示されているが、帯域はまだ十分でない上、ＶＳＷＲは３程度であり反射強度特性も良好とは言い難い。

このように、特許文献１の開示内容によれば、現在望まれている超広帯域な周波数帯域で低反射な入力整合特性を伴ったアンテナを提供することが困難である。

特許文献２の方法は、実現に著しい困難が予想される。すなわち、給電線路２６１は入力端子から先端開放終端点までの間に複数のスロットと交差することになるので、著しいインピーダンス不整合が発生することが予想される。各スロットが有する共振帯域が重なる周波数帯域では、隣接するスロット間の結合で良好なアンテナ動作が行えない可能性も考えられる。構造内に導入される複数のスロットが、それぞれの共振帯域に重なりを持たない場合は、分離した各周波数帯域でインピーダンス整合を実現することは不可能ではないが、現実には各スロットが１０％の帯域を有する上に、２倍波、３倍波というスプリアス帯域においても異なるモードのアンテナ動作が起きてしまうため、所望の反射強度特性と放射特性を両立できる周波数帯域は著しく限定されてしまう。いずれにせよ、数十％以上の比帯域を得るには困難な構造である。

また、非特許文献１の例に示されるように、構造内への複数共振器導入により、共振器間の結合により帯域特性を改善しても、比帯域特性は３５％程度に限られており、更なる改善が必要である。また、非特許文献１を模した図２６の上面透視模式図は、非特許文献内のｆｉｇ．１と同様にスロット幅Ｗｓを狭く描いているが、上記広帯域特性が得られた条件では、４分の１波長領域９．８ｍｍの内半分以上の長さに相当する５ｍｍという値にＷｓが設定されている。小型化を目的とし、限られた占有面積内にスロットを配置する必要が出てくれば、直線形状のスロットを折り曲げる等の対策が必要なだけに、Ｗｓが大きくなければ広帯域特性を得られない構造は小型化が困難となる。

本発明は、上記従来の課題を解決し、スロットアンテナにおいて、実施容易な条件において従来よりも広帯域な動作を可能とし、広帯域な通信システムの実現や、簡易端末における複数システムの共存を容易とする。

本発明のスロットアンテナは、誘電体基板と、前記誘電体基板の裏面側に設けられた有限の面積の接地導体と、前記接地導体の側縁を開放点として内側に切り欠いて形成されたスロットと、前記スロットに高周波信号を給電するための給電線路であって、前記スロットと少なくとも一部が交差する給電線路とを備え、前記スロット付近の第一の地点において、前記給電線路が少なくとも２本の分岐線路を含む分岐線路群に分岐され、前記分岐線路群の内の少なくとも２本の分岐線路は、前記第一の地点とは異なる前記スロット付近の第二の地点において相互に接続され、前記給電線路に少なくとも１つのループ配線を形成しており、各ループ配線のループ長の最大値が、それぞれ、動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定され、前記分岐線路群の内、前記ループ配線を形成せずに先端開放終端される全ての前記分岐線路群の分岐長が動作帯域の上限周波数において４分の１実効波長未満である。

好ましい実施形態において、各ループ配線は、前記スロットのエッジと交差し、前記開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記スロットが励振される。

好ましい実施形態において、前記給電線路のうち、先端開放終端点から、動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長の長さの領域の領域が、５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成され、前記先端開放終端点から動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長未満の距離において、前記給電線路と前記スロットが少なくとも一部で交差する。

好ましい実施形態において、前記分岐線路群の配線幅の総和が、同一基板上での５０Ωの特性インピーダンスの伝送線路の配線幅以下に設定されている。

好ましい実施形態において、前記分岐線路群の配線幅の総和が、前記５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路の配線幅以下に設定されている。

好ましい実施形態において、前記接地導体が有する最低次の共振周波数は、前記スロットアンテナの動作帯域よりも低く設定されている。

本発明のスロットアンテナでは、ループ配線の導入により、従来のスロットアンテナにおいては実現困難だった複共振特性を容易に得ることができ、広帯域動作が可能となる。また、既に複共振動作していた従来のスロットアンテナにおいても、本発明の構造を採用することにより、更に動作帯域を飛躍的に拡大することができる。

以下、図面を参照しながら、本発明によるスロットアンテナの実施形態を説明する。

（実施形態）
まず、図１を参照する。図１は、本実施形態のスロットアンテナの構造を示す上面透視模式図である。

本実施形態のスロットアンテナは、誘電体基板１０１と、誘電体基板１０１の裏面に設けられた有限の面積の接地導体１２とを備えている。この接地導体１２には、接地導体１２の側縁１２ａから内側方向１０７に切り欠いて形成されたスロット１４が形成されている。スロット１４の一端は、接地導体１２の側縁１２ａにおいて開放されており、この部分が「開放点」として機能する。スロット１４のスロット幅Ｗｓがスロット長Ｌｓに比べて無視できるものと仮定した場合、スロット長Ｌｓは、動作帯域の中心周波数ｆ０付近における４分の１実効波長に設定される。上記仮定が成立しない場合は、スロット幅を考慮したスロット長（Ｌｓ×２＋Ｗｓ）を中心周波数ｆ０における２分の１実効波長に設定すればよい。

誘電体基板１０１の表面には、スロット１４と交差する給電線路２６１が形成されている。この給電線路２６１は、スロット１４に高周波信号を給電するための給電線路である。

次に、図２（ａ）を参照する。図２（ａ）は、図１の直線ＡＢで切断した断面図である。本実施形態では、誘電体基板１０１の最表面に給電線路２６１が配置され、誘電体基板１０１の最裏面に接地導体１２が配置されているが、本発明のスロットアンテナは、このような構成を有するものに限定されない。例えば、図２（ｂ）に示すように、多層基板の採用などにより、給電線路２６１および接地導体１２の少なくとも一方が誘電体基板１０１の内部に配置されていても構わない。

また、図２（ｃ）に示すように、給電線路２６１に対して接地導体１２として機能する導体配線面は構造内に一つに限定されず、給電線路２６１が形成された層を挟んで対向する接地導体１２が配置されていてもよい。すなわち、本発明のスロットアンテナは、マイクロストリップ線路構造だけでなく、ストリップ線路構造の回路構成であっても同様の効果を得ることができる。

なお、本明細書では、接地導体１２を構成している導体層が厚さ方向に完全に除去された開口部を「スロット」と定義している。すなわち、本明細書における「スロット」は、接地導体１２の表面が一部の領域で削られ、その厚さを減じただけの構造（非開口部）を含むものではない。

給電線路２６１は、スロット１４との対向箇所付近の第一の分岐地点２２３で２以上の本数の分岐配線２０５、２０７、２１３・・・に分岐される。そして第二の分岐地点２２１において、一対の分岐配線２０５、２０７は再度接続され、ループ配線２０９が形成される。

分岐配線２０５、２０７、２１３・・・のうち、ループ配線を形成せず短い開放スタブとなるものがあってもよい。本実施形態では、分岐配線２１３がループ配線を構成しておらず、開放スタブとして機能する。

ループ配線２０９のループ長は、動作帯域の上限周波数ｆＨにおける実効波長の１倍未満に設定される。また、構造内に含まれる開放スタブ２１３のスタブ長も、上限周波数ｆＨにおける実効波長の４分の１倍未満に設定される。

図１において、給電線路２６１の先端開放終端点２０からスロット１４の中心線までの距離ｔ３は、中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定され、中心周波数ｆ０を含む動作帯域で入力整合が得られる。給電線路２６１の特性インピーダンスは５０Ωに設定されることが好ましい。ここで、スロット１４の「中心線」とは、内側方向１０７に沿って延びるスロット１４の２つのエッジのうち、給電線路２６１の入力端子２０１に近い側のエッジ２３７と、給電線路２６１の先端開放終端点２０に近い側のエッジ２３９とに対して最短距離が等しい点の集合によって形成される線である。

本発明のスロットアンテナは、図３の上面透視模式図に示すような給電線路構造もとり得る。図３の例では、給電線路２６１の一部が５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成され、高インピーダンス領域２６３を形成している。この高インピーダンス領域２６３は、給電線路２６１のうち、先端開放終端点２０から入力端子２０１の側へ向かって（ｔ１＋Ｗｓ＋ｔ２）の距離の領域である。

入力端子２０１に接続される一般的な外部回路のインピーダンスＺｏと給電線路２６１の特性インピーダンスＺ２６１とは一致させることが好ましい。この値が５０Ωでない場合、高インピーダンス領域２６３の特性インピーダンスは更に高い値に設定される。

図３に示す形態では、高インピーダンス領域２６３の長さは中心周波数ｆ０における４分の１実効波長程度に設定される。スロット幅Ｗｓは、ｔ１とｔ２の和と同程度に設定されることが好ましい。

図１に示す構造は、スロット幅Ｗｓを狭く設定せざるをえない条件下で広帯域特性を得る場合に有効であり、図３に示す構造は、スロット幅Ｗｓの設定に制限がない条件で超広帯域特性を得たい場合に有効である。

本実施形態のスロットアンテナにおけるループ配線２０９は、スロット共振器の励振箇所の複数個への増大と、入力整合回路の電気長調整の、二つの機能を同時に果たし、アンテナ動作の超広帯域化を実現している。以下、ループ配線が果たしている機能について詳しく説明する。

まず、誘電体基板の裏面に無限の面積の接地導体を有すると仮定した一般的な高周波回路において、ループ配線構造が設けられた場合の高周波特性を説明する。

図４（ａ）には、第一の経路２０５及び第二の経路２０７からなるループ配線２０９が入力端子２０１と出力端子２０３との間に接続された回路の模式図が示されている。第一の経路２０５の経路長Ｌｐ１と第二の経路２０７の経路長Ｌｐ２との和が伝送信号にとって実効波長の１倍に相当する条件でループ配線は共振条件となる。このようなループ配線は、リング共振器として用いられることがある。しかし、経路長Ｌｐ１、Ｌｐ２が伝送信号の実効波長より短い場合、ループ配線２０９は急峻な周波数応答を示さないため、通常の高周波回路に積極的に使用される理由はなかった。

均一な接地導体を有する一般的な高周波回路では、ループ配線の導入に伴って局所的な高周波電流の分布に変動が生じても、二端子２０１、２０３間のマクロな高周波特性の変動は平均化されてしまう。すなわち、非共振状態でのループ配線の高周波特性は、２本の経路の特性を平均化して一本の経路へ置換した場合の伝送線路の高周波特性と大した差異がない。

一方、本発明のスロットアンテナでのループ配線２０９の導入は、上述した一般的な高周波回路では得られなかった特有の効果を提供する。図５の上面透視模式図を参照してこの点を説明する。接地導体１２にスロット１４が存在する箇所近傍で、直線的な給電線路２６１をループ配線２０９に置換すれば、スロット１４周辺での局所的な高周波電流分布を変動させ、スロットアンテナの共振特性を変化させることが可能となる。接地導体１２での高周波電流は、第一の分岐点２２１により分岐した第一の経路２０５に沿って矢印２３３の方向へと導かれる一方で、第二の経路２０７に沿って矢印２３５の方向にも導かれる。結果として、接地導体２１での高周波電流の流れに矢印２３３、２３５の方向に沿った異なる経路を生じさせることができ、スロットアンテナを複数箇所で励振することができる。

このような接地導体１２における高周波電流分布をスロット近傍で局所的に変化させることが、スロットアンテナの動作帯域を劇的に拡大することになる。

一般に、信号伝送時の高周波電流分布は、伝送線路の信号導体側と接地導体側とで異なっている。図６を参照して、信号導体側及び接地導体側における高周波電流の強度分布が信号導体の分岐によって如何に変動するかを説明する。

図６は、伝送線路断面構造の模式図を示している。図６（ａ）の伝送線路では、信号導体は分岐されていない。このため、信号導体４０１で高周波電流の集中が生じるのは信号導体４０１の端縁部４０３、４０５であり、接地導体１２で高周波電流の集中が起こるのは信号導体４０１の中央部に対向する領域４０７である。よって、例えば、従来のスロットアンテナにおいて給電線路２６１の幅を大きくしても、接地導体１２における高周波電流の分布に大きな変化を起こすことはできず、本発明のスロットアンテナと同様の広帯域化を実現することは困難である。

しかし、図６（ｂ）の例のように、信号導体４０１が２本の信号導体４０９、４１１に分岐されている例では、各分岐配線４０９、４１１のそれぞれに対向する接地導体領域４１３、４１５に高周波電流の分布が生じる。このことが広帯域化の実現に寄与する。

本発明のスロットアンテナが有するループ配線は、スロットアンテナの励振箇所を複数個にする機能を果たすだけでなく、給電線路２６１の電気長を調整する機能をも有している。ループ配線導入による給電線路２６１の電気長の変動は、給電線路２６１の共振条件を複共振条件に転じさせ、すなわち、共振条件が複数の周波数帯域で成立しているため、本発明の動作帯域の拡大効果を更に高めている。

より詳しく説明すると、図２３や図２６を参照して説明した従来技術においては、給電線路の先端開放終端点からスロットと交差する箇所までの距離ｔ３、または（ｔ２＋Ｗｓ÷２）は、中心周波数ｆ０における実効波長と密接な関係があった。図１または図３に示すスロットアンテナの給電構造は、従来のスロットアンテナ（図２３、図２６）における給電線路の設計原理を、継承するだけでなく、その動作帯域を拡大する。

図２３に示す一般的なスロットアンテナでは、スロットの共振周波数において入力整合条件を成立させるため、スロット長を動作の中心周波数ｆ０に合わせて設計し、長さｔ３を中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定する。このような給電線路２６のスロット付近に本発明のループ構造を導入すれば、ループ配線を構成する２本の経路のうち電気長が短い経路を介した場合と電気長が長い経路を介した場合の給電線路２６１の共振周波数が分離し、複共振動作が導かれることになる。

また、図２６に示すスロットアンテナでは、スロット幅Ｗｓを大きく設定するとともに、ｔ１＋ｔ２＋Ｗｓを中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定している。また、４分の１実効波長の領域の伝送線路のインピーダンスを高い値に設定し、ｔ１≒ｔ２の条件で動作させる。このアンテナでは、スロット共振器に結合する共振器構造を等価回路内に新たに導入することにより、２つの共振周波数で入力整合が成立し、スロットアンテナの広帯域動作を実現できる。このような給電線路２６１のスロット付近に本発明のループ配線を導入すれば、ループ配線を構成する２本の経路のうち、電気長が短い経路を介した場合と電気長が長い経路を介した場合の電気長の違いにより、スロット共振器と結合する共振現象が２以上の数の複数の周波数で生じ、既に得られていた広帯域な整合条件を更に広帯域化することになる。

このように本発明では、スロット自体が有する共振現象を複共振化する第一の機能と、スロットに結合する給電線路の共振現象を複共振化する第二の機能の組み合わせにより、従来のスロットアンテナよりも広い帯域で動作することが可能となる。

ただし、本発明のスロットアンテナは、広帯域での整合特性を維持するため、ループ配線が共振しない条件で用いられなければならない。図４（ａ）に示すループ配線２０９を例にとると、経路長Ｌｐ１と経路長Ｌｐ２の和であるループ長Ｌｐが、動作帯域の如何なる周波数においても実効波長の１倍に相当してはならない。この条件は、本発明のスロットアンテナ内に複数のループ配線が存在する場合、全てのループ配線について成立しなければならない。したがって、アンテナに含まれる最も大きなループ配線のループ長も、動作帯域の上限周波数の実効波長よりも短く設定されなければならない。

一般の高周波回路に用いられる構造には、図４（ｂ）に示す開放スタブがある。伝送線路２１１に、長さＬｐ３の開放スタブ２１３が分岐して接続されれば、長さＬｐ３が４分の１実効波長となる周波数で共振条件が成立する。その場合、入力端子２０１と出力端子２０３との間の信号伝送に対して、開放スタブ２１３が帯域阻止フィルタとして機能してしまう。

本発明のスロットアンテナの給電線路から分岐される配線のうち、ループ配線を構成しないものは、スタブであってもよい。しかし、そのスタブ長は、最大の場合でも、動作帯域の上限周波数で４分の１実効波長未満に設定されなければならない。給電線路において、開放スタブが共振し、帯域阻止フィルタとして動作することは、スロットアンテナの動作帯域を狭く限定するからである。

図４（ｃ）に、ループ配線の極端な例を示し、開放スタブと比較したループ配線の優位点を説明する。図４（ｃ）のループ配線２０９において、長さＬｐ２を極端に小さくすると、ループ配線は見かけ上開放スタブ構造に限りなく近づく。しかし、長さＬｐ２が０に近づいた場合のループ配線の共振周波数は、長さＬｐ１が実効波長に相当する周波数であり、開放スタブの共振周波数は長さＬｐ３が４分の１実効波長に相当する周波数である。仮に、長さＬｐ１の半分が長さＬｐ３と等しい条件で二つの構造を比較すると、ループ配線の共振周波数はスタブ配線の共振周波数の２倍ということになる。

以上の説明からわかるように、広い動作帯域内で余計な共振現象を回避する給電線路の構造としては、ループ配線が開放スタブよりも、周波数帯域に換算して２倍有効である。

また、図４（ｂ）の開放スタブ２１３の開放終端点２１３ｂは回路的に開放されているため、高周波電流が流れない。その結果、仮にスロット付近に開放終端点２１３ｂが配置されても、スロットとの電磁的結合が得にくい。一方、図４（ｃ）のループ配線２０９の一点２１３ｃは、回路的には決して開放されていないため、高周波電流が必ず流れる。その結果、スロット付近に配置されれば、スロットとの電磁的結合が得やすくなる。この点からも、本発明の効果を得るためには、ループ配線の採用が開放スタブの採用よりも有利である。

このように、本発明のスロットアンテナでは、線路幅が太い線路または開放スタブではなく、「ループ配線」を給電線路２６１に導入することにより、動作帯域の制限をうまく回避し、広帯域化を効果的に実現することができる。

図７は、給電線路２６１の分岐線路部の分岐本数が３の場合の実施形態の上面透視模式図である。給電線路２６１を分岐する分岐線路の本数は、３本以上の値に設定しても構わないが、２本に分岐した場合の特性と比べて動作帯域の飛躍的な拡大は望めない。複数に分岐された分岐線路群の中で高周波電流の分布強度が高いのは、スロットの開放端側に最も近い箇所を通る経路２５１と、逆にスロットの開放端側に最も遠い箇所を通る経路２５３のみであり、両者の間に配線される経路２５５に流れる高周波電流の強度が強くないからである。しかし、分岐本数が２の場合、経路２５１と経路２５３が形成するループ配線のループ長は意図せず長くなってしまうのでループ配線の共振周波数の低下をまねき、本発明のスロットアンテナの動作帯域の上限周波数ｆＨの向上に制限が生じる。しかし、経路２５５を追加すれば、ループ配線が分割されることになり、上記制限の緩和に有効である。

ループ配線とスロットの配置関係としては、図５に示すように、ループ配線２０９を構成する第一の経路２０５と第二の経路２０７とが、共にスロット１４と接地導体１２との境界線、言い換えるとスロットのエッジ２３７、２３９の少なくともいずれかと交差することが好ましい。

ただし、図８に示すように、上面から見たとき、ループ配線２０９の全体がスロット１４に含まれてしまい、ループ配線２０９がスロットのエッジ２３７、２３９のいずれとも交差しない構成でも、本発明の効果を得ることができる。図８の構成では、第一の経路２０５と第二の経路２０７の経路差だけ、第一の経路２０５に沿って信号導体を流れる高周波電流に対応する接地導体側の電流２４１と、第二の経路２０７に沿って信号導体を流れる高周波電流に対応する接地導体側の電流２４３には位相差が生じ、入力整合条件をより広帯域に転じせしめる効果が発生するからである。

なお、逆に図９に示す別の形態のように、ループ配線２０９がスロット１４と全く交差していない場合でも、ループ配線２０９がスロット付近にある条件ならば、本発明の効果を得ることが可能である。ここで、「スロット付近」にループ配線２０９が配置されているという条件は、厳密には、ループ配線２０９の最も外側の点から、スロット１４と接地導体１２との間の境界線（スロット１４のエッジ２３７またはエッジ２３９）までの距離Ｌｄ１が給電線路２６１の配線幅の一倍未満であることを意味する。距離Ｌｄ１が給電線路２６１の配線幅よりも長くなった場合、信号導体の両端に流れる高周波電流の位相差にそれぞれ対応して接地導体側を流れる局所的な高周波電流２４１と、高周波電流２４３との間に生じていた位相差が解消されてしまう。その結果、ループ配線２０９とスロットアンテナの組み合わせによって得られる本発明特有の複合効果が得られなくなるからである。

ループ配線２０９は、図１０に示すように、スロット１４のエッジ２３７、２３９の両者とそれぞれ交差するよう設計されてよい。図１０のループ配線２０９は台形状に形成されている。このように、ループ配線２０９の形状について、特に制限はない。ループ配線２０９は複数形成されてよい。複数のループ配線２０９が設けられる場合、ループ配線２０９同士は直列に接続されてもよいし、図７に既に示すように、並列に接続されてもよい。また、二つのループ配線２０９は直接に相互接続されてもよいし、任意の形状の伝送線路を介して間接的に接続されてもよい。

図１１に示すように、スロット１４のエッジ２３７、２３９とそれぞれ個別に交差する二つのループ配線２０９ａ、２０９ｂが直列に配置されてもよい。更に、図１２に示すように、スロット１４のエッジ２３７とそれぞれ個別に交差する並列のループ配線２０９ｃ、２０９ｄとスロット１４のエッジ２３９とそれぞれ交差する並列のループ配線２０９ｅ、２０９ｆが直列に配置される構成でも構わない。

スロットアンテナを構成する有限の面積の接地導体が共振する周波数を、スロットアンテナの動作帯域と近接させ、更なる広帯域性を得ることも可能である。すなわち、接地導体自体がパッチアンテナのように共振し放射特性を得ることができる周波数を、本発明のスロットアンテナの共振帯域よりやや低い周波数に設定すれば、更なる入力整合帯域の拡大が実現できる。

ループ配線２０９の線路幅は、入力側または先端開放終端側に接続される給電線路２６１の特性インピーダンスと同一の条件、またはインピーダンスが高くなる条件が等価的に成立するように選択されることが好ましい。すなわち、給電線路２６１が二分岐される場合は、元の給電線路２６１の線路幅の半分以下の分岐配線でループ配線２０９が構成されることが好ましい。非特許文献１からも明らかなように、スロットアンテナ自体が高インピーダンス線路との結合により、入力端子の抵抗値５０Ωへの整合が取りやすくなる傾向があるため、ループ配線２０９の導入によりスロット１４付近での給電線路２６１の特性インピーダンスを等価的に高くすることが、更なる低反射特性の実現に効果的だからである。

本発明のスロットアンテナにおいて、スロットの形状は矩形である必要はなく、任意の曲線形状に置換可能である。特に、主スロットに多数の細かく短いスロットを並列接続することにより、回路的には主スロットに直列のインダクダンスを付加することができ、主スロットのスロット長が短縮でき実用上好ましい。また、主スロットのスロット幅を狭くして、ミアンダ形状などに折り曲げ小型化を図った条件でも、本発明のスロットアンテナの広帯域化の効果を変わりなく得ることができる。

（実施例）
図１３の上面透視模式図に示すようなスロットアンテナ（比較例１）と、図１４の上面透視模式図に示すようなスロットアンテナ（実施例１）を作製した。誘電体基板１０１として、総厚５００ミクロン、６０ｍｍ角（ａ＝ｂ＝６０ｍｍ）のＦＲ４基板を用いた。基板表面と裏面には、銅配線により厚さ２０ミクロンの信号導体パターンと接地導体パターンをそれぞれ形成した。各配線パターンはウェットエッチングにより一部領域の金属層を除去することによって形成し、表面は厚さ５ミクロンの金メッキを施した。導体接地導体１２の外縁部１２ａは、誘電体基板１０１の端面に最も近接した場合でも、１００ミクロン内側となるように設定した。図中、接地導体パターンは点線で示している。

入力端子部２０１にはＳＭＡコネクタを接続し、５０Ωの特性インピーダンスの給電線路２６１を介して、作製したアンテナと測定系を接続可能な状態にした。なお、実用上有用な反射強度の目安をマイナス１０ｄＢ以下とし、上記特性が満足できた周波数帯域を動作帯域と呼ぶこととした。給電線路２６１の線路幅Ｗ１は９２０ミクロンとした。比較例１では信号導体にはループ配線は使わず、スロット付近でも給電線路２６１の線路幅は９２０ミクロンとした。スロット幅Ｗｓは０．５ｍｍ、オフセット長Ｌｄ２を２．５ｍｍ、スロット長Ｌｓ＝１２ｍｍ、先端開放終端点２０からスロット中心の給電点までの距離ｔ３を１０ｍｍに固定した。比較例１の動作帯域は４．６３ＧＨｚから６．５３ＧＨｚであり、比帯域は３４．１％であった。反射強度特性の周波数依存性より、共振現象は単一周波数５．８７ＧＨｚでしか起こっていないことが確認された。

一方、図１４に示すように、実施例１ａでは、比較例１において直線形状であったスロット１４付近の信号導体を、凸部がスロットの開放端１３側に突き出た二等辺三角形状のループ配線２０９へと置換した。上記変更以外は、実施例１ａの構造パラメータは比較例１と同様の条件に固定した。ループ配線２０９の二等辺三角形の底辺の長さは１．５ｍｍとし、高さｈ１は２．５ｍｍとした。ループ配線の配線幅は５０オーム線路の配線幅Ｗ１の半分の４６０ミクロンとした。実施例１ａの動作帯域は４．０９ＧＨｚから７．０１ＧＨｚで、５２．６％の比帯域を得た。

また、実施例１ａは、４．７５ＧＨｚと６．３８ＧＨｚの二周波数で反射強度の極小値を示し、複共振動作を確認できた。

図１５に実施例１と比較例１の反射強度特性の周波数依存性を示している。図１５において、実線は実施例１ａの特性を示し、点線は比較例１の特性を示している。図１５から明らかなように、単共振特性の複共振特性への変化、動作帯域の拡大から、本発明の効果が証明された。

次に、実施例１ａのループ配線構造を変化させた実施例１ｂを作製した。実施例１ａでは、ループ配線の二等辺三角形の凸部分はスロット開放端１３側へ突き出ていたが、実施例１ｂではループ配線の配置方向を逆向きにし、二等辺三角形が突き出る方向をスロットの奥行き方向へ設定した。その他の構造パラメータは、実施例１ａと同様であった。

実施例１ｂの動作帯域は、４．４５ＧＨｚから６．８２ＧＨｚであり、４２．１％の比帯域を得た。実施例１ｂも、比較例１よりも広帯域動作を実現した。同様に、実施例１ａにおいて、スロットのギャップの中央部分に一致させていたループ配線の二等辺三角形の重心を、入力端子側へ０．２５ｍｍ移動させた実施例１ｃ、先端開放点２０側へ０．２５ｍｍ移動させた実施例１ｄを作製した。

実施例１ｃ、１ｄにおいて、二等辺三角形の重心の位置は、スロット１４と接地導体１２のエッジ２３７、２３９とそれぞれ対向する地点に設定した。実施例１ｃの動作帯域は４．７２ＧＨｚから７．０５ＧＨｚで、３９．６％の比帯域を得た。実施例１ｄの動作帯域は４．０４ＧＨｚから６．２８ＧＨｚで、４３．４％の比帯域を得た。実施例１ｃ、１ｄの特性より、入力端子側給電線路へのループ配線導入は帯域の高周波数側の広帯域化、先端開放点側給電線路へのループ配線導入は帯域の低域側の広帯域化に寄与することが分かった。そして実施例１ａから１ｄのいずれにおいても比較例１より広い比帯域で低反射動作が実現でき、本発明の有利な効果が証明された。実施例１ａから１ｄと比較例の特性比較を表２に示す。

次に、非特許文献１において開示された複共振特性の２分の１波長スロットアンテナを４分の１波長スロットアンテナとして模した構造の比較例２を作製した。図１６に比較例２の上面透視模式図を示す。

比較例１の給電線路２６１では、入力端子２０１から先端開放終端点２０まで、５０オームにインピーダンスが統一されていたが、比較例２では、給電線路２６１の先端開放終端点２０から（ｔ１＋ｔ２＋Ｗｓ）の距離だけ、高インピーダンス線路２６３によって置換した。具体的には、Ｗ２＝２５０ミクロン、Ｗｓを４ｍｍ、ｔ１＝３．５ｍｍ、ｔ２＝４ｍｍとした。

比較例２の動作帯域は、３．４６ＧＨｚから５．６７ＧＨｚであり、比帯域は４８．４％であった。また、３．７７ＧＨｚと５．２７ＧＨｚの２周波数において反射損失が極小値を示し、非特許文献１で開示された複共振動作の実現効果が得られた。

一方、比較例２の直線形状を有する高インピーダンス領域２６３に対して、ループ配線構造を導入した構成を有する実施例２ａを作製した。図１７は、実施例２ａの上面透視模式図を示している。実施例２ａでは、三角形状のループ配線２０９ａ、２０９ｂを直列にスロット１４付近に配置した。具体的には、スロットのエッジ２３７と対向する箇所にはループ配線２０９ａを、エッジ２３９と対向する箇所にはループ配線２０９ｂを配置した。ループ配線２０９ａと２０９ｂは、スロット１４のギャップ部分の中央の鏡面対称線２７１を通って基板に垂直となる平面を対称面として鏡面対称の関係を有している。ループ配線２０９ａ、２０９ｂは、それぞれ、二等辺三角形の形状を有し、その底辺が４ｍｍ、高さｈ１は２．５ｍｍ、配線幅は１２５ミクロンに設定した。

実施例２ａの動作帯域は、３．１３ＧＨｚから８．４８ＧＨｚであり、比帯域は９２．２％に達した。比較例２に比べ、実施例２ａでの比帯域拡大効果は１．９倍であった。

図１８に、比較例２と実施例２ａの反射強度特性の周波数依存性を示す。比較例２の特性を点線で示し、実施例２ａの特性を実線で示している。図１８より、複共振特性が既に実現されていた比較例２の広帯域特性を更に上回る超広帯域特性が、本実施例２ａにより、実現できることが証明された。

次に、図１９に上面透視模式図を示す実施例２ｂを作製した。実施例２ａにおいては２つのループ配線２０９ａ、２０９ｂの三角形状の凸部分がスロットの開放端側へ向いていたが、実施例２ｂではループ配線の向きを三角形状の凸部分がスロットの奥行き方向へ配向するよう逆向きに入れ替えた。ループ配線２０９ａ、２０９ｂの向き以外は、実施例２ａと実施例２ｂの構造パラメータは全て同一とした。

実施例２ｂの動作帯域は、３．３４ＧＨｚから６．２９ＧＨｚで、６１．３％の比帯域を得た。比較例２と比較すると、実施例２ｂでの比帯域拡大効果は１．２７倍であった。

図２０には、比較例２と実施例２ｂの反射強度特性の周波数依存性を示している。実施例２ｂでは、動作帯域が実施例２ａほどは広くなかったが、７ＧＨｚ〜９ＧＨｚの高周波帯域における反射特性を比較例２と比較すれば、４ｄＢ以上の改善が明らかに得られており、やはり本発明の構造採用により、従来構造のスロットアンテナの帯域特性を改善できることが証明された。

次に、実施例３を作製した。実施例２ａにおいて６０ｍｍだった接地導体１２の横幅ａを３５ｍｍに減じ実施例３とした。また、その他の構造パラメータを実施例２ａと同一としたが、反射特性に大きな影響を示さなかった接地導体１２の縦側の長さｂは２５ｍｍに減じた。横幅が減じられた接地導体１２が２．７ＧＨｚ付近で共振するアンテナとして機能し、実施例２ａでも比帯域９２．２％の動作帯域を得ていたスロットアンテナは更なる広帯域動作を示した。具体的には、図２１に反射特性の周波数依存性を示すように、動作帯域は２．５７ＧＨｚから９．２９ＧＨｚで、比帯域は１１３．３％に達した。比帯域１１３．３％とは、近距離無線通信で使用される帯域である３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの比帯域１０９．５％よりも広い値である。実施例２ａと実施例２ｂと実施例３と比較例２の特性比較を表３に示す。

図２２には、（ａ）２．６ＧＨｚ、（ｂ）４ＧＨｚ、（ｃ）６ＧＨｚ、（ｄ）９ＧＨｚの各周波数における、実施例３のスロットアンテナの誘電体基板に平行な面内での放射指向性の角度依存性を示す。図中、角度２７０度に相当する方向がスロットの奥側から見たスロット開放端側の方向に相当している。マイナス１０ｄＢ以下の低反射強度特性が得られた動作帯域の全ての周波数で、主ビームがこの方向を向き、利得は０ｄＢから４ｄＢとほぼ等しい値が得られた。

以上のように、本発明のスロットアンテナによれば、反射特性が超広帯域なだけでなく、超広帯域にわたり同様の傾向の放射指向性も得ることができた。

本発明のスロットアンテナは、回路占有面積および製造コストを増大させることなく、整合帯域を拡大させることが出来るので、従来複数のアンテナを搭載しなければ実現できなかった高機能端末を簡易な構成で実現することが可能となる。また、従来よりもはるかに広い周波数帯域を用いる近距離無線用の通信システムの実現にも貢献することが出来る。チップ部品を使用せず動作帯域が拡大できるため、製造時のばらつきに対する耐性の強いアンテナとしても有用である。同一スロット幅の条件で比較すると従来の広帯域スロットアンテナよりはるかに広帯域動作が可能となるため、広帯域スロットアンテナの小型化が実現できる。また、デジタル信号を無線で送受信するような、超広帯域な周波数特性を必要とするようなシステムにおいても小型アンテナとして使用され得る。

本発明のスロットアンテナの上面透視模式図 （ａ）は図１の本発明のスロットアンテナの断面模式図、（ｂ）は本発明のスロットアンテナの別の実施形態の断面模式図、（ｃ）は本発明のスロットアンテナの別の実施形態の断面模式図 本発明のスロットアンテナの上面透視模式図 無限の接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信号配線に分岐部を有する二回路の模式図であって、（ａ）はループ配線の場合の模式図、（ｂ）は先端開放スタブ配線の場合の模式図、（ｃ）はループ配線の場合で、特に第二の経路が極端に短く設定された場合の模式図 本発明のスロットアンテナの一形態における接地導体での高周波電流の経路を説明する上面透視模式図 伝送線路の接地導体での高周波電流の集中箇所を説明するための断面構造図であって、（ａ）は一般的な伝送線路の場合の断面構造図、（ｂ）は分岐された伝送線路の場合の断面構造図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 本発明のスロットアンテナの実施形態の上面透視模式図 比較例１の上面透視模式図 実施例１ａの上面透視模式図 比較例１と実施例１ａの反射強度特性の周波数依存性を示す比較図 比較例２の上面透視模式図 実施例２ａの上面透視模式図 比較例２と実施例２ａの反射強度特性の周波数依存性の比較図 実施例２ｂの上面透視模式図 比較例２と実施例２ｂの反射強度特性の周波数依存性の比較図 実施例３の反射強度特性図 実施例３のスロットアンテナの放射強度の角度依存特性図であって、（ａ）は２．６ＧＨｚの場合の角度依存特性図、（ｂ）は４ＧＨｚの場合の角度依存特性図、（ｃ）は６ＧＨｚの場合の角度依存特性図、（ｄ）は９ＧＨｚの場合の角度依存特性図 一般的な４分の１波長スロットアンテナを示し、（ａ）は上面透視模式図、（ｂ）は断面側面模式図、（ｃ）は上面から透視した裏面模式図 （ａ）は特許文献１の４分の１波長スロットアンテナの構造模式図、（ｂ）は低周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図、（ｃ）は高周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図 特許文献２のスロットアンテナ構造の裏面からの透視模式図 非特許文献１に記載のスロットアンテナ構造の上面透視模式図

符号の説明

１０１ 誘電体基板
１０７ 内側方向（スロットの奥行き方向）
１２ 接地導体
１２ａ 有限の面積を持つ接地導体の外縁部
１４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、２３１ スロット
１３ スロット開放端
１５ 給電部
１６ 容量性リアクタンス素子
１６ａ、１６ｂ 容量性リアクタンス素子により高周波的に接続される接地導体上の点
Ｌｓ スロット長
Ｌｓ２ 容量性リアクタンス素子接続点からスロット開放端までの距離
２６１ 給電線路
２０ 開放終端点
５１ａ、５１ｂ、５１ｃ スロットと給電線路２６１の結合点
２６３ 給電線路２６１の高インピーダンス領域
ｄ スロット中心から給電線路２６１との結合点までのオフセット長
Ｌｄ２ スロット終端点から給電線路２６１までのオフセット長
ｔ１、ｔ２ 高インピーダンス領域を構成する各部位の線路長
ｔ３ スロットのギャップ部分中心から給電先端開放終端点までの距離
Ｗ２ 高インピーダンス領域の給電線路２６１幅
Ｗｓ スロット幅
２０１、２０３ 入出力端子
２０５、２０７ 第一、第二の経路
Ｌｐ１、Ｌｐ２ 第一、第二の経路長
Ｌｐ ループ長
２０９、２０９ａ、２０９ｂ、２０９ｃ、２０９ｄ、２０９ｅ、２０９ｆ ループ配線
２２１、２２３ 第一、第二の分岐点
Ｌｐ３ 開放スタブ長
２１１ 伝送線路
２１３ 開放スタブ
２１３ｂ 開放スタブの先端開放終端点
２１３ｃ ループ配線の任意の一点
２３３、２３５ 接地導体に生じる高周波電流の流れ
２３７ スロットの入力端子側エッジ
２３９ スロットの先端開放終端点側エッジ
２４１、２４３ 第一、第二の経路に伴い接地導体に生じる高周波電流の流れ方向
ａ、ｂ 有限の接地導体領域の横の長さと縦の長さ
２７１ スロットのギャップ部分の中央面
ｈ１ ループ配線の三角形状の二等辺三角形の高さ
４０１ 信号導体
４０３、４０５ 信号導体の端縁部
４０７ 信号導体の中央部に対向する接地導体上の領域
４０９、４１１ 分岐された信号導体
４１３、４１５ 信号導体分岐に基づき接地導体に高周波電流が誘起される領域
ｆ０ 動作帯域の中心周波数
ｆＨ 動作帯域の上限周波数
２５１、２５３、２５５ ループ配線を構成する経路

好ましい実施態様において、各ループ配線は前記スロットのエッジと交差し、前記スロットのエッジと前記ループ配線とが交差する箇所であって、前記スロットの開放点から互いに異なる距離の二点以上の箇所において前記スロットが励振される。

Claims (6)

1. 誘電体基板と、
   前記誘電体基板の裏面側に設けられた有限の面積の接地導体と、
   前記接地導体の側縁を開放点として内側に切り欠いて形成されたスロットと、
   前記スロットに高周波信号を給電するための給電線路であって、前記スロットと少なくとも一部が交差する給電線路と、
   を備え、
   前記スロット付近の第一の地点において、前記給電線路が少なくとも２本の分岐線路を含む分岐線路群に分岐され、前記分岐線路群の内の少なくとも２本の分岐線路は、前記第一の地点とは異なる前記スロット付近の第二の地点において相互に接続され、前記給電線路に少なくとも１つのループ配線を形成しており、
   各ループ配線のループ長の最大値が、それぞれ、動作帯域の上限周波数において１実効波長未満の長さに設定され、
   前記分岐線路群の内、前記ループ配線を形成せずに先端開放終端される全ての前記分岐線路群の分岐長が動作帯域の上限周波数において４分の１実効波長未満であるスロットアンテナ。
2. 各ループ配線は、前記スロットのエッジと交差し、前記開放点から異なる距離の二点以上の給電点において前記スロットが励振される請求項１に記載のスロットアンテナ。
3. 前記給電線路のうち、先端開放終端点から、動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長の長さの領域の領域が、５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路により構成され、
   前記先端開放終端点から動作帯域の中心周波数において４分の１実効波長未満の距離において、前記給電線路と前記スロットが少なくとも一部で交差する請求項１に記載のスロットアンテナ。
4. 前記分岐線路群の配線幅の総和が、同一基板上での５０Ωの特性インピーダンスの伝送線路の配線幅以下に設定されている請求項１に記載のスロットアンテナ。
5. 前記分岐線路群の配線幅の総和が、前記５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路の配線幅以下に設定されている請求項３に記載のスロットアンテナ。
6. 前記接地導体が有する最低次の共振周波数は、前記スロットアンテナの動作帯域よりも低く設定されている請求項１に記載のスロットアンテナ。

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