JP6941832B2 - マルチバンド帯域通過フィルタ、及びその設計方法 - Google Patents

Description

本発明はマルチバンド帯域通過フィルタ、及びその設計方法に関する。

近年、スマートフォンの普及等に伴って、無線通信データ量が爆発的に増大している。このような状況下、複数の周波数帯域を同時に利用するキャリアアグリゲーション技術が注目されており、基本デバイスであるマルチバンド帯域通過フィルタの開発が進められている。

特許文献１には、発明者らによって開発されたデュアルバンド共振器を用いたマルチバンド帯域通過フィルタが開示されている。例えば、１本の入力側給電線に対し、当該デュアルバンド共振器とステップインピーダンス共振器を用いたシングルバンド共振器（基本モードを利用）とが配置されたトリバンド帯域通過フィルタや、当該デュアルバンド共振器とカスケード接続されたステップインピーダンス共振器を用いたデュアルバンド共振器（基本モードと２次モードを利用）とが配置されたクワッドバンド帯域通過フィルタが開示されている。

特開２０１４−３６２５８号公報

発明者は、１本の入力側給電線に対しデュアルバンド共振器と他の共振器とが配置されたマルチバンド帯域通過フィルタの開発に際し、様々な課題を見出した。
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態に係るマルチバンド帯域通過フィルタでは、分岐せずに第１の方向に延設された入力側給電線に沿って配置されたデュアルバンド共振器と他の共振器とが第１の方向に沿って並んで配置されている。

前記一実施の形態によれば、例えば無線通信機器に好適であって、良質なマルチバンド帯域通過フィルタを提供することができる。

実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。 図１のＩＩ−ＩＩ断面図である。 実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを構成するデュアルバンド共振器の拡大平面図である。 外部Ｑ値測定用のマルチバンド帯域通過フィルタの構成を示す図である。 入力側給電線ＦＬｉの長さｌによるデュアルバンド共振器ＤＢＲ１の２つの周波数帯域での外部Ｑ値の変化を示したグラフである。 外部Ｑ値測定用のマルチバンド帯域通過フィルタの構成を示す図である。 外部Ｑ値測定用のマルチバンド帯域通過フィルタの構成を示す図である。 入力側給電線ＦＬｉの幅ｗによるデュアルバンド共振器ＤＢＲ１の２つの周波数帯域での外部Ｑ値の変化を示したグラフである。 外部Ｑ値測定用のマルチバンド帯域通過フィルタの構成を示す図である。 シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔによるデュアルバンド共振器ＤＢＲ１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２の３つの周波数帯域での外部Ｑ値の変化を示したグラフである。 実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した８段トリバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。 ３つの周波数帯域に亘る通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦの奇モード共振（１．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 シングルバンド帯域通過フィルタＳＢＰＦ（２．０ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦの偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。 実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した３段ペンタバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。 ５つの周波数帯域に亘る通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 シングルバンド帯域通過フィルタＳＢＰＦ（１．７ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ２の奇モード共振（２．０ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ１の偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。 デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ２の偶モード共振（３．０ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。

以下、具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。ただし、以下の実施の形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜簡略化されている。

（実施の形態１）
＜マルチバンド帯域通過フィルタの構成＞
まず、図１〜３を参照して、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタの構成について説明する。図１は、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。図２は、図１のＩＩ−ＩＩ断面図である。図３は、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを構成するデュアルバンド共振器の拡大平面図である。
なお、図１に示した右手系ｘｙｚ直交座標は、構成要素の位置関係を説明するための便宜的なものである。通常、ｘｙ平面が水平面であって、ｚ軸正向きが鉛直上向きとなる。

図１に示すように、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタは、入力側給電線ＦＬｉ、出力側給電線ＦＬｏ、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、シングルバンド共振器ＳＢＲ２を備えている。ここで、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１及びスタブＳＴを備えている。
実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタは、１本の入力側給電線ＦＬｉに対しデュアルバンド共振器ＤＢＲ１と他の共振器であるシングルバンド共振器ＳＢＲ２とが配置されたトリバンド帯域通過フィルタである。

図１において、入力側給電線ＦＬｉ、出力側給電線ＦＬｏ、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、シングルバンド共振器ＳＢＲ２は、いずれもフォトリソグラフィ技術などによってパターニングされた導体膜からなるマイクロストリップラインである。図１に示した実線が、マイクロストリップラインを示しており、実線の太さがマイクロストリップラインの幅を模式的に示している。

図１のＩＩ−ＩＩ断面図である図２に示すように、入力側給電線ＦＬｉ、出力側給電線ＦＬｏ、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、シングルバンド共振器ＳＢＲ２（図２では図示せず）は、誘電体基板ＳＵＢの一方の主面（図２では上面）に形成されている。誘電体基板ＳＵＢの他方の主面（図２では下面）には、導体膜からなるグランド面ＧＰが全面に亘って形成されている。

マイクロストリップラインやグランド面ＧＰを構成する導体膜は、特に限定されないが、例えば超伝導材料や銅やアルミニウムなどの金属材料からなることが好ましい。特に、超伝導材料を用いることによって、急峻な遮断特性を得るために多段化しても、損失の上昇を抑制することができる。すなわち、帯域通過フィルタに要求される急峻な遮断特性と低損失とを両立させることができる。

図１に示すように、入力側給電線ＦＬｉは、分岐せずにｙ軸方向に延設されている。そして、入力端子ＩＮまで引き出すためにｙ軸負方向側端部からｘ軸負方向に延設されている。すなわち、入力側給電線ＦＬｉは、全体として平面視Ｌ字形状に形成されている。
同様に、出力側給電線ＦＬｏも、分岐せずにｙ軸方向に延設されている。そして、出力端子ＯＵＴまで引き出すためにｙ軸負方向側端部からｘ軸正方向に延設されている。すなわち、出力側給電線ＦＬｏも、全体として平面視Ｌ字形状に形成されている。
図１の例では、入力側給電線ＦＬｉと出力側給電線ＦＬｏとは、一点鎖線で示したｙ軸方向に延びた中心軸に対して線対称に配置されている。

図１に示すように、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１は、メアンダ（蛇行）ライン型のシングルバンド共振器ＳＢＲ１にスタブＳＴが装荷された共振器である。すなわち、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１は、スタブ装荷メアンダライン共振器である。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１は、ｙ軸に平行に延設された入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏの間において、両者に近接配置されている。ここで、近接配置とは、電磁結合により電力を伝送できる程度の距離に配置することをいう。また近接配置でなくとも、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１と入力側給電線ＦＬｉ又は出力側給電線ＦＬｏの間に、他の回路や線路を配置し、電力伝送を行えるような配置としてもよい。

また、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１は、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏの先端側（ｙ軸正方向側）に配置されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１において、スタブＳＴはシングルバンド共振器ＳＢＲ１においてｙ軸正方向側に形成されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏからデュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦが構成されている。
デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の詳細については、図３を参照して後述する。

シングルバンド共振器ＳＢＲ２は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１と同様の形状を有したメアンダライン共振器である。シングルバンド共振器ＳＢＲ２は、ｙ軸に平行に延設された入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏの間において、両者に近接配置されている。すなわち、シングルバンド共振器ＳＢＲ２は、入力側給電線ＦＬｉの長手方向に沿って、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１と並んで配置されている。ここで、シングルバンド共振器ＳＢＲ２は、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏの端子側（ｙ軸負方向側）に配置されている。また、図１に示すように、シングルバンド共振器ＳＢＲ１の開放端ＯＥ１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２の開放端ＯＥ２とが対向するように配置されている。シングルバンド共振器ＳＢＲ２、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏからシングルバンド帯域通過フィルタＳＢＰＦが構成されている。

次に、図３を参照して、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の構成について詳細に説明する。図３では、便宜的にシングルバンド共振器ＳＢＲ１とスタブＳＴとが分離して描かれている。図３に示すように、シングルバンド共振器ＳＢＲ１は、蛇行した１本のマイクロストリップラインから構成され、一点鎖線で示した中心軸に対して線対称な形状を有している。そのため、マルチバンド帯域通過フィルタ全体が一点鎖線で示した中心軸に対して線対称な形状を有している。

ここで、シングルバンド共振器ＳＢＲ１の形状は、一対の開放端ＯＥ１１、ＯＥ１２からｙ軸正方向に平行に延びた一対の直線部とヘアピンコーナーＣとから構成されるシンプルなヘアピン形状から派生した形状であると言える。すなわち、図３に示すように、シングルバンド共振器ＳＢＲ１は、破線で囲ったヘアピン部ＨＰとヘアピン部ＨＰから両方の外側（ｘ軸正方向側及びｘ軸負方向側）に張り出した蛇行部Ｍ１、Ｍ２を有している。ここで、蛇行部Ｍ１、Ｍ２は、Ｔ字の外周を描くように蛇行しつつ、ｙ軸方向に延設されている。

具体的には、図３に示すように、蛇行部Ｍ１は４つのヘアピンコーナーＣ１１〜Ｃ１４から構成されている。蛇行部Ｍ１の一端は、ヘアピンコーナーＣ１１において、ヘアピン部ＨＰの開放端ＯＥ１１からｙ軸正方向に延びた直線部の先端に接続されている。蛇行部Ｍ１の他端は、ヘアピンコーナーＣ１１と対向したヘアピンコーナーＣ１４において、ヘアピン部ＨＰのヘアピンコーナーＣからｙ軸負方向に延びた直線部の先端に接続されている。

すなわち、蛇行部Ｍ１は、ヘアピン部ＨＰからヘアピンコーナーＣ１１でｘ軸正方向に張り出してｙ軸負方向に延設され、ヘアピンコーナーＣ１２でｘ軸正方向に張り出してｙ軸正方向に延設されている。そして、ヘアピンコーナーＣ１３でｘ軸負方向に戻ってｙ軸負方向に延設され、ヘアピンコーナーＣ１４でｘ軸負方向に戻ってヘアピン部ＨＰに至る。

ここで、ヘアピンコーナーＣ１２は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１のｙ軸負方向側端部に位置する。他方、ヘアピンコーナーＣ１３は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１のｙ軸正方向側端部に位置する。そのため、ヘアピンコーナーＣ１２からヘアピンコーナーＣ１３に至る直線部は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１の最も外側（ｘ軸正方向側）において全長に亘って延設されている。当該直線部は、図１に示すように、出力側給電線ＦＬｏと平行に近接配置されている。

同様に、蛇行部Ｍ２は４つのヘアピンコーナーＣ２１〜Ｃ２４から構成されている。蛇行部Ｍ２の一端は、ヘアピンコーナーＣ２１において、ヘアピン部ＨＰの開放端ＯＥ１２からｙ軸正方向に延びた直線部の先端に接続されている。蛇行部Ｍ２の他端は、ヘアピンコーナーＣ２１と対向したヘアピンコーナーＣ２４において、ヘアピン部ＨＰのヘアピンコーナーＣからｙ軸負方向に延びた直線部の先端に接続されている。

すなわち、蛇行部Ｍ２は、ヘアピン部ＨＰからヘアピンコーナーＣ２１でｘ軸負方向に張り出してｙ軸負方向に延設され、ヘアピンコーナーＣ２２でｘ軸負方向に張り出してｙ軸正方向に延設されている。そして、ヘアピンコーナーＣ２３でｘ軸正方向に戻ってｙ軸負方向に延設され、ヘアピンコーナーＣ２４でｘ軸正方向に戻ってヘアピン部ＨＰに至る。

ここで、ヘアピンコーナーＣ２２は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１のｙ軸負方向側端部に位置する。他方、ヘアピンコーナーＣ２３は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１のｙ軸正方向側端部に位置する。そのため、ヘアピンコーナーＣ２２からヘアピンコーナーＣ２３に至る直線部は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１の最も外側（ｘ軸負方向側）において全長に亘って延設されている。当該直線部は、図１に示すように、入力側給電線ＦＬｉと平行に近接配置されている。

次に、図３に示すように、シングルバンド共振器ＳＢＲ１におけるヘアピン部ＨＰのヘアピンコーナーＣには、スタブＳＴが装荷されている。このような構成によって、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１では、一点鎖線で示した中心線を含むｙｚ平面が電気／磁気壁を構成し、奇モード共振と偶モード共振とによる異なる周波数での共振が可能となる。奇モード共振では、スタブＳＴの影響を無視することができ、シングルバンド共振器ＳＢＲ１のみが共振器として動作する。偶モード共振では、スタブＳＴ及びシングルバンド共振器ＳＢＲ１すなわちデュアルバンド共振器ＤＢＲ１全体が共振器として動作する。

＜効果の説明＞
例えば、特許文献１の図２０には、デュアルバンド共振器に給電する１本の入力側給電線に対し、ステップインピーダンス共振器を用いたシングルバンド共振器（基本モードを使用）を追加したトリバンド帯域通過フィルタが開示されている。また、特許文献１の図２２には、デュアルバンド共振器に給電する１本の入力側給電線に対し、カスケード接続されたステップインピーダンス共振器を用いたデュアルバンド共振器（基本モードと２次モードを使用）を追加したクワッドバンド帯域通過フィルタが開示されている。

特許文献１では、入力側給電線を分岐させてデュアルバンド共振器に給電している。そのため、追加したシングルバンド共振器の外部Ｑ値を調整することが難しかったり、追加したシングルバンド共振器の外部Ｑ値を調整した後、デュアルバンド共振器の外部Ｑ値を微調整することが難しかったりする問題があった。
また、追加したシングルバンド共振器の初段と最終段を給電線に対して平行に配置しなければならないため、多段化設計において、共振器の配置が難しいという問題があった。特に、デュアルバンド共振器を追加する場合の多段化設計は困難を極める。

これに対し、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタでは、分岐せずにｙ軸方向（第１の方向）に延設された入力側給電線ＦＬｉに近接配置されたデュアルバンド共振器ＤＢＲ１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２とが、ｙ軸方向に沿って並んで配置されている。

入力側給電線ＦＬｉが分岐していないため、追加したシングルバンド共振器ＳＢＲ２のｙ軸方向の位置のみを調整することによって、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の外部Ｑ値を容易に調整することができる。その上、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の外部Ｑ値を調整した後、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の外部Ｑ値を微調整することも容易になる。

また、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２とがｙ軸方向（第１の方向）に沿って並んで配置されている。そのため、詳細には後述する図１１に示すように、このｙ軸方向に並んだデュアルバンド共振器ＤＢＲ１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２とをｘ軸方向（第２の方向）に複数並べることによって、容易に多段化することができる。ここで、導体膜として超伝導膜を用いれば、多段化によって急峻な遮断特性を得つつ、損失の上昇を抑制することができる。すなわち、帯域通過フィルタに要求される急峻な遮断特性と低損失とを両立させることができる。

＜マルチバンド帯域通過フィルタの設計方法＞
次に、図４〜図１０を参照して、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタの設計方法について説明する。図４、図６、図７、図９は、外部Ｑ値測定用のマルチバンド帯域通過フィルタの構成を示す図である。図５は、入力側給電線ＦＬｉの長さｌによるデュアルバンド共振器ＤＢＲ１の２つの周波数帯域での外部Ｑ値の変化を示したグラフである。図８は、入力側給電線ＦＬｉの幅ｗによるデュアルバンド共振器ＤＢＲ１の２つの周波数帯域での外部Ｑ値の変化を示したグラフである。図１０は、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔによるデュアルバンド共振器ＤＢＲ１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２の３つの周波数帯域での外部Ｑ値の変化を示したグラフである。

図１に示すように、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタは、１本の入力側給電線ＦＬｉに対しデュアルバンド共振器ＤＢＲ１と他の共振器であるシングルバンド共振器ＳＢＲ２とが配置されたトリバンド帯域通過フィルタである。そのため、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタは、３つの周波数帯域における外部Ｑ値をそれぞれ設計値に一致させるように設計される。

図示した例では、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振の周波数帯域を１．５ＧＨｚ、偶モード共振の周波数帯域を２．５ＧＨｚ、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の周波数帯域を２．０ＧＨｚとし、いずれの周波数帯域においても外部Ｑ値の設計値を４７とした。当然のことながら、これら各周波数帯域や外部Ｑ値、さらに以下に示す各種パラメータの具体的な数値はあくまで一例である。

図４に示すように、入力側給電線ＦＬｉの長手方向（ｙ軸方向）に沿って、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２とが配置されている。
この状態から、まず、入力側給電線ＦＬｉの長さを変化させることによって、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）と偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値を一致させるように調節する。図４の例では、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１のｙ軸負方向側端部を基準として、入力側給電線ＦＬｉの先端（ｙ軸正方向側端部）までの長さ（以下、簡略化のため単に「入力側給電線ＦＬｉの長さ」という）ｌを変化させた。

なお、図４に示すように、外部Ｑ値測定用のマルチバンド帯域通過フィルタでは、図１に示した出力端子ＯＵＴに代えて、３つの周波数帯域における外部Ｑ値を測定するための３つの専用の出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２、ＯＵＴ３が設けられている。そのため、出力側給電線ＦＬｏは設けられていない。

図４に示すように、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の偶モード共振の外部Ｑ値を測定するための出力端子ＯＵＴ１は、スタブＳＴ近傍に接続されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振の外部Ｑ値を測定するための出力端子ＯＵＴ２は、シングルバンド共振器ＳＢＲ１のｙ軸負方向側端部近傍に接続されている。シングルバンド共振器ＳＢＲ２の外部Ｑ値を測定するための出力端子ＯＵＴ３は、シングルバンド共振器ＳＢＲ２のｙ軸正方向側端部近傍に接続されている。

図５に示すように、入力側給電線ＦＬｉの長さｌが大きくなるにつれて、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）と偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値はいずれも単調に減少する。入力側給電線ＦＬｉの長さｌが小さい場合、偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値は、奇モード共振（１．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値よりも大きい。他方、偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値は、奇モード共振（１．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値よりも、入力側給電線ＦＬｉの長さｌの増加に伴う減少率が大きい。そのため、図５の例では、両者は入力側給電線ＦＬｉの長さｌ＝１３ｍｍで一致している。そのため、入力側給電線ＦＬｉの長さｌを１３ｍｍとする。このように、偶モード共振と奇モード共振での外部Ｑ値が一致するように、入力側給電線ＦＬｉの長さｌを設定する。

ここで、図６に示すように、入力側給電線ＦＬｉの長さｌがスタブＳＴの先端までの長さｌ１を超えた場合、例えばその超えた長さｌ２だけ入力側給電線ＦＬｉをｘ軸負方向に折り曲げてもよい。このように、入力側給電線ＦＬｉを折り曲げることによって、外部Ｑ値に影響を与えることなく、スペースの増大を抑制することができる。

次に、図７に示すように、入力側給電線ＦＬｉの幅ｗを変化させることによって、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）と偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値を設計値に近付けて一致させる。図７の例では、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１のｙ軸負方向側端部を基準として、入力側給電線ＦＬｉの先端（ｙ軸正方向側端部）までの幅（以下、簡略化のため単に「入力側給電線ＦＬｉの幅」という）ｗを変化させた。なお、上記基準の位置は適宜変化させることができ、入力側給電線ＦＬｉ全体の幅を変化させてもよい。

図８に示すように、入力側給電線ＦＬｉの幅ｗが大きくなるにつれて、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）と偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値は一致したまま単調に上昇する。

図８の例では、入力側給電線ＦＬｉの幅ｗ＝０．４６ｍｍで外部Ｑ値が設計値の４７になる。そのため、入力側給電線ＦＬｉの幅ｗを０．４６ｍｍとする。このように、入力側給電線ＦＬｉの長さｌを偶モード共振と奇モード共振での外部Ｑ値が一致する値に設定しておくことによって、入力側給電線ＦＬｉの幅ｗを変化させた場合に、偶モード共振と奇モード共振での外部Ｑ値を一致させたまま設計値に近付けることができる。

最後に、図９に示すように、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔを変化させることによって、シングルバンド共振器ＳＢＲ２（２．０ＧＨｚ）での外部Ｑ値を設計値に近付けて一致させる。図９の例では、入力側給電線ＦＬｉのｙ軸負方向側端部を基準として、シングルバンド共振器ＳＢＲ２のｙ軸負方向側端部までの距離（以下、簡略化のため単に「シングルバンド共振器ＳＢＲ１の位置」という）ｔを変化させた。

図１０に示すように、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔが大きくなるにつれて、すなわち、シングルバンド共振器ＳＢＲ２とデュアルバンド共振器ＤＢＲ１との距離が短くなるにつれて、シングルバンド共振器ＳＢＲ２（２．０ＧＨｚ）での外部Ｑ値は単調に上昇する。この際、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）と偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値は略設計値に維持される。

図１０の例では、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔ＝１．８ｍｍで、シングルバンド共振器ＳＢＲ２（２．０ＧＨｚ）での外部Ｑ値が設計値の４７になる。そのため、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔを１．８ｍｍとする。このように、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の位置ｔを変化させることによって、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）と偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での外部Ｑ値に影響を与えることなく、シングルバンド共振器ＳＢＲ２（２．０ＧＨｚ）での外部Ｑ値を設計値に近付けることができる。

以上に説明した実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタの設計方法では、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１の外部Ｑ値を調整した後、追加したシングルバンド共振器ＳＢＲ２の外部Ｑ値を調整する。その際、シングルバンド共振器ＳＢＲ２のｙ軸方向の位置のみを変化させる。そのため、調整済みのデュアルバンド共振器ＤＢＲ１の外部Ｑ値を維持しつつ、シングルバンド共振器ＳＢＲ２の外部Ｑ値を容易に調整することができる。

＜多段マルチバンド帯域通過フィルタの構成及び周波数特性＞
次に、図１１を参照して、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した多段マルチバンド帯域通過フィルタの構成について説明する。図１１は、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した８段トリバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。

図１１に示すように、実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した８段トリバンド帯域通過フィルタは、入力側給電線ＦＬｉと出力側給電線ＦＬｏとの間に、８個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１８、８個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２８を備えている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１８は、それぞれスタブＳＴが装荷されたシングルバンド共振器ＳＢＲ１１〜ＳＢＲ１８から構成されている。８個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１８は、入力側給電線ＦＬｉ側から出力側給電線ＦＬｏ側に向かって並べて配置されている。同様に、８個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２８は、入力側給電線ＦＬｉ側から出力側給電線ＦＬｏ側に向かって並べて配置されている。

図１１に示した８段トリバンド帯域通過フィルタは、一点鎖線で示した中心軸に対して線対称な形状を有している。中心軸よりもｘ軸負方向側に配置された４個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１４及び４個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２４の配置関係と、中心軸よりもｘ軸正方向側に配置された４個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１５〜ＤＢＲ１８及び４個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２５〜ＳＢＲ２８の配置関係とは、中心軸に対して線対称である。従って、ｘ軸負方向側に配置された４個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１４及び４個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２４の配置関係について説明する。

デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２１の形状及び配置関係は、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２３の形状及び配置関係と同様である。そして、それらの形状及び配置関係は、図１に示したデュアルバンド共振器ＤＢＲ１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２の形状及び配置関係と同様であるため、詳細な説明は省略する。

デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２及びデュアルバンド共振器ＤＢＲ１４は、いずれも図１１においてデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１及びデュアルバンド共振器ＤＢＲ１３を上下反転させて配置されている。すなわち、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１及びデュアルバンド共振器ＤＢＲ１３では、スタブＳＴがｙ軸正方向側に配置されているのに対し、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２及びデュアルバンド共振器ＤＢＲ１４では、スタブＳＴがｙ軸負方向側に配置されている。

ここで、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１のシングルバンド共振器ＳＢＲ１１と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１のシングルバンド共振器ＳＢＲ１１と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２とは、Ｓ字導波路ＳＷによって結合されている。

同様に、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のシングルバンド共振器ＳＢＲ１３とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のシングルバンド共振器ＳＢＲ１３とは、Ｓ字導波路ＳＷによって結合されている。

同様に、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１４のシングルバンド共振器ＳＢＲ１４とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のシングルバンド共振器ＳＢＲ１３と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１４のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のシングルバンド共振器ＳＢＲ１３と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１４のシングルバンド共振器ＳＢＲ１４とは、Ｓ字導波路ＳＷによって結合されている。

シングルバンド共振器ＳＢＲ２２及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２４は、いずれも図１１においてシングルバンド共振器ＳＢＲ２１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２３を上下反転させて配置されている。すなわち、シングルバンド共振器ＳＢＲ２１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２３では、開放端がｙ軸正方向側に配置されているのに対し、シングルバンド共振器ＳＢＲ２２及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２４では、開放端がｙ軸負方向側に配置されている。
シングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２４において隣接するシングルバンド共振器同士はＨ字導波路ＨＷによって結合されている。

上述の通り、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１４及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２４と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１５及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２５とは、中心線に対して線対称に隣接配置されている。ここで、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１４のシングルバンド共振器ＳＢＲ１４と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１５のシングルバンド共振器ＳＢＲ１４とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１４及びデュアルバンド共振器ＤＢＲ１５のスタブＳＴ同士も、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、シングルバンド共振器ＳＢＲ２４とシングルバンド共振器ＳＢＲ２５とは、Ｈ字導波路ＨＷによって結合されている。

実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタでは、分岐せずにｙ軸方向に延設された入力側給電線ＦＬｉに近接配置されたデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２１とがｙ軸方向に沿って並んで配置されている。そのため、ｙ軸方向に並んだデュアルバンド共振器とシングルバンド共振器とをｘ軸方向に並べることによって、容易に多段化することができる。特に、導体膜として超伝導膜を用いれば、多段化によって急峻な遮断特性を得つつ、損失の上昇を抑制することができる。すなわち、帯域通過フィルタに要求される急峻な遮断特性と低損失とを両立させることができる。

図１２〜図１５に、図１１に示した８段トリバンド帯域通過フィルタの周波数特性のシミュレーション結果を示す。シミュレーションでは、誘電体基板としてサファイア基板、導体膜としてＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｙ膜を想定した。

図１２は、３つの周波数帯域に亘る通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図１３は、デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦの奇モード共振（１．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図１４は、シングルバンド帯域通過フィルタＳＢＰＦ（２．０ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図１５は、デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦの偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。

図１２〜図１５に示すように、図１１に示した８段トリバンド帯域通過フィルタは、優れた周波数特性を有している。

（実施の形態２）
＜マルチバンド帯域通過フィルタの構成＞
次に、図１６を参照して、実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタの構成について説明する。図１６は、実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。
図１６に示すように、実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタは、入力側給電線ＦＬｉ、出力側給電線ＦＬｏ、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２を備えている。すなわち、図１に示した実施の形態１に係るマルチバンド帯域通過フィルタが備えるシングルバンド共振器ＳＢＲ２に代えて、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２を備えている。
実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタは、１本の入力側給電線ＦＬｉに対しデュアルバンド共振器ＤＢＲ１と他の共振器であるデュアルバンド共振器ＤＢＲ２とが配置されたクワッドバンド帯域通過フィルタである。

図１６に示すように、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２は、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１と同様に、メアンダライン型のシングルバンド共振器ＳＢＲ３にスタブＳＴが装荷されたスタブ装荷メアンダライン共振器である。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２は、ｙ軸に平行に延設された入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏの間において、両者に近接配置されている。

また、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２は、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏの端子側に配置されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２において、スタブＳＴはシングルバンド共振器ＳＢＲ３のｙ軸正方向側に形成されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏからデュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ２が構成されている。
なお、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏからデュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ１が構成されている。

ここで、図１６に示すように、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２は、図１に示したシングルバンド共振器ＳＢＲ２に比べ、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１から離間して配置されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２の外部Ｑ値を設計値に一致させるためである。

ここで、詳細には後述する図１７に示すように、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、ＤＢＲ２の間に図１に示したシングルバンド共振器ＳＢＲ２を挿入すれば、ペンタバンド帯域通過フィルタを構成することもできる。

また、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、ＤＢＲ２の間で、例えば入力側給電線ＦＬｉ及び出力側給電線ＦＬｏを互いに内側に張り出すように屈曲させてもよい。これにより、外部Ｑ値にほとんど影響を与えることなく、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１、ＤＢＲ２を接近させ、省スペース化を図ることができる。

実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタでは、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１とデュアルバンド共振器ＤＢＲ２とがｙ軸方向に沿って並んで配置されている。そのため、詳細には後述する図１７に示すように、このｙ軸方向に並んだデュアルバンド共振器ＤＢＲ１とデュアルバンド共振器ＤＢＲ２とをｘ軸方向に並べることによって、容易に多段化することができる。ここで、導体膜として超伝導膜を用いれば、多段化によって急峻な遮断特性を得つつ、損失の上昇を抑制することができる。すなわち、帯域通過フィルタに要求される急峻な遮断特性と低損失とを両立させることができる。

＜多段マルチバンド帯域通過フィルタの構成及び周波数特性＞
次に、図１７を参照して、実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した多段マルチバンド帯域通過フィルタの構成について説明する。図１７は、実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した３段ペンタバンド帯域通過フィルタを示す模式的平面図である。

図１７に示すように、実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタを適用した３段ペンタバンド帯域通過フィルタは、入力側給電線ＦＬｉと出力側給電線ＦＬｏとの間に、３個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１３、３個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２３、３個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ２１〜ＤＢＲ２３を備えている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１３は、それぞれスタブＳＴが装荷されたシングルバンド共振器ＳＢＲ１１〜ＳＢＲ１３から構成されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２１〜ＤＢＲ２３は、それぞれスタブＳＴが装荷されたシングルバンド共振器ＳＢＲ３１〜ＳＢＲ３３から構成されている。

３個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１３は、入力側給電線ＦＬｉ側から出力側給電線ＦＬｏ側に向かって並べて配置されている。同様に、３個のシングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２３は、入力側給電線ＦＬｉ側から出力側給電線ＦＬｏ側に向かって並べて配置されている。同様に、３個のデュアルバンド共振器ＤＢＲ２１〜ＤＢＲ２３は、入力側給電線ＦＬｉ側から出力側給電線ＦＬｏ側に向かって並べて配置されている。

図１７に示した３段トリバンド帯域通過フィルタは、一点鎖線で示した中心軸に対して線対称な形状を有している。当該中心線は、ｘ軸方向中央部に位置するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１２、ＤＢＲ２２及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２２の中心線でもある。そのため、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１、ＤＢＲ２１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２１の形状及び配置関係は、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３、ＤＢＲ２３及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２３の形状及び配置関係と同様である。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１、ＤＢＲ２１及びシングルバンド共振器ＳＢＲ２１の形状及び配置関係は、図１６に示したデュアルバンド共振器ＤＢＲ１、ＤＢＲ２の間に図１に示したシングルバンド共振器ＳＢＲ２が挿入されたものである。

ｘ軸方向中央部に位置するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１２は、図１７においてデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１を上下反転させて配置されている。すなわち、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１では、スタブＳＴがｙ軸正方向側に配置されているのに対し、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２では、スタブＳＴがｙ軸負方向側に配置されている。

ここで、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１のシングルバンド共振器ＳＢＲ１１と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１１のシングルバンド共振器ＳＢＲ１１と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２とは、Ｈ字導波路ＨＷによって結合されている。

同様に、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のシングルバンド共振器ＳＢＲ１３とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１２のシングルバンド共振器ＳＢＲ１２と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ１３のシングルバンド共振器ＳＢＲ１３とは、Ｈ字導波路ＨＷによって結合されている。

シングルバンド共振器ＳＢＲ２２は、図１７においてシングルバンド共振器ＳＢＲ２１を上下反転させて配置されている。すなわち、シングルバンド共振器ＳＢＲ２１では、開放端がｙ軸正方向側に配置されているのに対し、シングルバンド共振器ＳＢＲ２２では、開放端がｙ軸負方向側に配置されている。
シングルバンド共振器ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２３において隣接するシングルバンド共振器同士はＨ字導波路ＨＷによって結合されている。

ｘ軸方向中央部に位置するデュアルバンド共振器ＤＢＲ２２は、図１７においてデュアルバンド共振器ＤＢＲ２１を上下反転させて配置されている。すなわち、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２１では、スタブＳＴがｙ軸正方向側に配置されているのに対し、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２２では、スタブＳＴがｙ軸負方向側に配置されている。

ここで、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ２１のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２２のシングルバンド共振器ＳＢＲ３２とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２１のシングルバンド共振器ＳＢＲ３１と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２２のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２１のシングルバンド共振器ＳＢＲ３１と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２２のシングルバンド共振器ＳＢＲ３２とは、Ｈ字導波路ＨＷによって結合されている。

同様に、隣接するデュアルバンド共振器ＤＢＲ２２のスタブＳＴと、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２３のシングルバンド共振器ＳＢＲ３３とは、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。デュアルバンド共振器ＤＢＲ２２のシングルバンド共振器ＳＢＲ３２と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２３のスタブＳＴも、Ｕ字導波路ＵＷによって結合されている。そして、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２２のシングルバンド共振器ＳＢＲ３２と、デュアルバンド共振器ＤＢＲ２３のシングルバンド共振器ＳＢＲ３３とは、Ｈ字導波路ＨＷによって結合されている。

実施の形態２に係るマルチバンド帯域通過フィルタでは、分岐せずにｙ軸方向に延設された入力側給電線ＦＬｉに近接配置された２つのデュアルバンド共振器ＤＢＲ１１、ＤＢＲ２１とシングルバンド共振器ＳＢＲ２１とがｙ軸方向に沿って並んで配置されている。そのため、このｙ軸方向に並んだ２つのデュアルバンド共振器とシングルバンド共振器とをｘ軸方向に並べることによって、容易に多段化することができる。特に、導体膜として超伝導膜を用いれば、多段化によって急峻な遮断特性を得つつ、損失の上昇を抑制することができる。すなわち、帯域通過フィルタに要求される急峻な遮断特性と低損失とを両立させることができる。

図１８〜図２３に、図１７に示した３段ペンタバンド帯域通過フィルタの周波数特性のシミュレーション結果を示す。シミュレーションでは、誘電体基板としてサファイア基板、導体膜としてＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｙ膜を想定した。

図１８は、５つの周波数帯域に亘る通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図１９は、デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ１の奇モード共振（１．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図２０は、シングルバンド帯域通過フィルタＳＢＰＦ（１．７ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図２１は、デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ２の奇モード共振（２．０ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図２２は、デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ１の偶モード共振（２．５ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。
図２３は、デュアルバンド帯域通過フィルタＤＢＰＦ２の偶モード共振（３．０ＧＨｚ）での反射特性Ｓ１１及び通過特性Ｓ２１を示すグラフである。

図１８〜図２３に示すように、図１７に示した３段ペンタバンド帯域通過フィルタは、優れた周波数特性を有している。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

Ｃ、Ｃ１１〜Ｃ１４、Ｃ２１〜Ｃ２４ ヘアピンコーナー
ＤＢＰＦ、ＤＢＰＦ１、ＤＢＰＦ２ デュアルバンド帯域通過フィルタ
ＤＢＲ１、ＤＢＲ１１〜ＤＢＲ１８ デュアルバンド共振器
ＤＢＲ２、ＤＢＲ２１〜ＤＢＲ２３ デュアルバンド共振器
ＦＬｉ 入力側給電線
ＦＬｏ 出力側給電線
ＧＰ グランド面
ＨＰ ヘアピン部
ＨＷ Ｈ字導波路
ＩＮ 入力端子
Ｍ１、Ｍ２ 蛇行部
ＯＥ１、ＯＥ１１、ＯＥ１２、ＯＥ２ 開放端
ＯＵＴ、ＯＵＴ１〜ＯＵＴ３ 出力端子
ＳＢＰＦ シングルバンド帯域通過フィルタ
ＳＢＲ１、ＳＢＲ１１〜ＳＢＲ１８ シングルバンド共振器
ＳＢＲ２、ＳＢＲ２１〜ＳＢＲ２８ シングルバンド共振器
ＳＢＲ３、ＳＢＲ３１〜ＳＢＲ３３ シングルバンド共振器
ＳＴ スタブ
ＳＵＢ 誘電体基板
ＳＷ Ｓ字導波路
ＵＷ Ｕ字導波路

Claims (10)

1. 一端が入力端子に接続されると共に他端が開放され、分岐せずに第１の方向に延設された入力側給電線と、
   一端が出力端子に接続されると共に他端が開放され、分岐せずに前記入力側給電線と平行に延設された出力側給電線と、
   前記入力側給電線と前記出力側給電線との間において、前記入力側給電線に沿って配置されたデュアルバンド共振器と、
   前記入力側給電線と前記出力側給電線との間において、前記入力側給電線に沿って配置されると共に、前記第１の方向に沿って前記デュアルバンド共振器と並んで配置された共振器と、を備え、
   前記入力端子に接続された前記入力側給電線の一端と、前記出力端子に接続された前記出力側給電線の一端とが、前記第１の方向の同じ側に位置し、
   前記デュアルバンド共振器及び前記共振器は、いずれも、
   一対の開放端から前記第１の方向に平行に延びると共に、互いに対向する一対の直線部を有する開回路である、
   マルチバンド帯域通過フィルタ。
2. 前記第１の方向に沿って並んで配置された前記デュアルバンド共振器と前記共振器とが、前記入力側給電線と前記出力側給電線との間において、前記第１の方向と異なる第２の方向に複数並んで配置され、多段化されている、
   請求項１に記載のマルチバンド帯域通過フィルタ。
3. 前記デュアルバンド共振器と前記共振器とは、超伝導膜から構成されている、
   請求項２に記載のマルチバンド帯域通過フィルタ。
4. 前記デュアルバンド共振器は、メアンダライン型のシングルバンド共振器にスタブが装荷された共振器である、
   請求項１に記載のマルチバンド帯域通過フィルタ。
5. 前記共振器は、シングルバンド共振器である、
   請求項１に記載のマルチバンド帯域通過フィルタ。
6. 前記デュアルバンド共振器は、第１のデュアルバンド共振器であり、
   前記共振器は、第２のデュアルバンド共振器である、
   請求項１に記載のマルチバンド帯域通過フィルタ。
7. 前記第１及び第２のデュアルバンド共振器の間に、シングルバンド共振器が設けられている、
   請求項６に記載のマルチバンド帯域通過フィルタ。
8. 分岐せずに第１の方向に延設された入力側給電線に、デュアルバンド共振器と共振器とを第１の方向に沿って並べて配置する、マルチバンド帯域通過フィルタの設計方法であって、
   前記デュアルバンド共振器の外部Ｑ値を調整した後、
   前記第１の方向に沿って前記共振器の位置を変化させ、前記共振器の外部Ｑ値を調整する、
   マルチバンド帯域通過フィルタの設計方法。
9. 前記デュアルバンド共振器の外部Ｑ値を調整する際、
   前記入力側給電線の長さを変化させ、前記デュアルバンド共振器の２つの共振モードにおける外部Ｑ値を一致させる、
   請求項８に記載のマルチバンド帯域通過フィルタの設計方法。
10. 前記デュアルバンド共振器の外部Ｑ値を調整する際、
    一致させた前記デュアルバンド共振器の２つの共振モードにおける外部Ｑ値を、前記入力側給電線の幅を変化させることによって設計値に近付ける、
    請求項９に記載のマルチバンド帯域通過フィルタの設計方法。

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