CN101099267A - 隙缝天线 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种隙缝天线，包括：设置在电介质基板(101)背面侧的接地导体(12)、将接地导体(12)侧边缘作为开放点在内侧切出开口而形成的隙缝(14)和用于将高频信号馈电给隙缝(14)的馈电线路(261)。馈电线路(261)与隙缝(14)交叉。该馈电线路(261)在隙缝附近的第一地点分成至少包含两条分支线路的分支线路群，分支线路群内至少两条分支线路在隙缝附近的第二地点相互连接，形成至少一条环路配线(209)。将环路配线(209)的环路长最大值在工作频带的上限频率设定在不到一个实效波长的长度上。在分支线路群内不形成环路配线(209)，成为前端开放终端的全部分支线路群的分支长度在工作频带的上限频率不到1/4个实效波长。

Description

隙缝天线

技术领域

本发明涉及发送、接收微波频带和毫米波频带等的模拟高频信号或数字信号的天线。

背景技术

因为两个理由，需要能够在比现有宽得多的频带中工作的无线器件。第一个理由是为了与认可宽带使用的近距离无线定向通信系统对应。第二个理由是为了在1台终端中共用多个以不同频率的混乱分布的通信系统。

例如，在近距离无线定向高速通信系统用中认可的3.1GHz～10.6GHz的频带作为用频带内的中心频率f0规格化的比频带与109.5％那样的广大的值相当。另一方面，作为基本天线众所周知的补片天线的比频带特性不到5％，隙逢天线的比频带特性不到10％。用这种天线覆盖上述的整个宽频带显然是困难的。

作为第一阶段正在策划的上述通信系统的方法中，将认可的宽带分割成多个进行使用。其一个理由是用现在的技术实现覆盖整个超宽频带(UWB：Ultra Wide Band)的天线是困难的。

现在，若将世界上无线通信中使用的频带作为例子，则为了用同一天线覆盖1.8GHz频带～2.4GHz频带，需要实现约30％的比频带。此外，除了上述频带，当用同一天线覆盖800MHz频带、2GHz频带时，必须能够实现约90％的比频带。进一步，为了用同一天线覆盖从800MHz频带到2.4GHz频带，要求实现100％以上的比频带。这样，越是增加在同一终端中同时处理的系统数，加宽应该覆盖的频带，越是有望将实现宽频带的天线作为简易的终端构成的一个解。

图23中表示模式图的1/4波长隙逢天线是最基本的平面天线之一。图23(a)是来自上面侧的透视模式图，图23(b)是用直线AB切断的剖面模式图，图23(c)是从上面侧看的背面透视模式图。

在图示的隙逢天线中，在电介质基板101的上面具有馈电线路261，形成从在背面侧的接地导体12的边缘部分12a沿内侧方向(inward)延伸的切口14，作为一端13开放的隙逢(slot)14而起作用。隙逢14是在接地导体12的一部分区域中，能够在厚度方向完全除去导体的电路要素。隙逢14在隙逢长度Ls与1/4实效波长相当的频率附近共振。

馈电线路261一部分与隙缝14对置，使隙缝14激励振荡。馈电线路261经过输入端子201与外部电路连接。此外，为了实现输入匹配，一般将从馈电线路261的前端开放终端点20到隙缝14的中心的距离t3设定在频率f0上的1/4实效波长左右。

专利文献1揭示出用于使1/4波长隙缝天线在多个共振频率上工作的构造。在图24(a)中，表示出该构造模式图。在图24中，在与图23的天线中的各单元对应的要素上附加相同的参照标号。

在图24(a)的隙缝天线中，在馈电点15使1/4波长隙缝1 4激励振荡，进行通常的天线工作。通常，隙缝天线的共振频率由隙缝14的环路长规定。在图示的天线中，设定在点16a和点16b之间的电容元件16，以使频率比隙缝14本来的共振频率高的信号通过的方式进行设定。因此，可以与频率相应地改变隙缝14的共振器长度。即，在低频率，如图24(b)所示，隙缝14的共振器长度，通常是不变的，由切口构造的物理长度决定。与此相对，在高频率，如图24(c)所示，在与隙缝14的共振器长度比现实的物理共振器长度短的状态同样的状态中进行工作。在专利文献1中，记载有能够用根据上述构成的一个隙缝构造实现多共振工作的情形。

专利文献2揭示出用于使1/2波长隙缝天线在多个频率上共振的构造。图25是从背面接地导体侧的透视图。如图25所示，在专利文献2中，将具有对多个所要频率分别满足共振条件的尺寸的多个隙缝天线14a、14b、14c配置在接地导体12的构造内。而且，从馈电线路261的开放终端点20在各频率分别成为1/4实效波长的地点51a、51b、51c使各隙缝14a、14b、14c激励振荡，生成多共振。此外，图中实线所示的图案表示基板背面的导体图案，虚线所示的图案表示基板表面的导体图案。

非专利文献1揭示出用于使1/2波长隙缝天线在宽频带中工作的别的方法。如上所述，作为已有的隙缝天线的输入匹配方法，采用从馈电线路261的前端开放终端点20在成为频率f0的1/4实效波长的地点使隙缝共振器14激励振荡的方法。但是，在非专利文献1中，在图26中如上面透视模式图所示，使与离开馈电线路261的前端开放终端点20的频率f0的1/4实效波长的距离相当的区域的线路宽度变窄，形成高阻抗区域263。该高阻抗区域263的传输线路具有比通常的传输线路具有的特性阻抗(50Ω)高的特性阻抗，在其大致中央与隙缝14耦合。

新导入的高阻抗区域263，在电路上，作为与隙缝共振器不同的共振器而起作用。当根据非专利文献1时，因为当采用这种构成时使共振器数量增加到2个，所以通过共振器的相互耦合，能够得到多共振工作。非专利文献1的图2(b)表示在下面表1所示的条件下得到的反射强度特性与频率的关系。

【表1】

基板介电常数	2.94
		基板厚度	0.75mm
隙缝长度(Ls)	24mm
		设计频率	5GHz
t1+t2+Ws	9.8mm
		线路宽度W	20.5mm
从馈电线路261到隙缝中心的偏离距离	9.8mm～10.2mm

当根据非专利文献1时，在上述偏离距离的范围中，在比频带32％(从4.1GHz附近到5.7GHz附近)得到负10dB以下的良好的反射强度特性。该频带特性，与非专利文献1的图4所示的实测特性比较，远比在同一基板条件下制作的通常的隙缝天线的比频带9％优越。

专利文献1：日本特开2004-336328号专利公报

专利文献2：日本特开2004-23507号专利公报

非专利文献1：“A Novel Broadband Microstrip-Fed Wide SlotAntenna With Double Rejection Zeros”IEEE Antennas and WirelessPropagation Letters，vol.2，2003年，194～196页

在上述现有的隙缝天线中，在确保宽频带性方面存在着要解决的课题。

首先，在构造内只有单一的共振器构造的通常的隙缝天线的情形中，工作频率受到共振现象的频带的限制。结果，能够得到良好反射强度特性的频带限于约10％弱的比频带。

在专利文献1的天线中，尽管通过导入到隙缝的电容性电抗元件实现宽频带工作，但是具体地存在着作为电容性电抗元件需要片状电容等的追加部件那样的问题。此外，也存在着由新导入的追加部件的特性零散引起的天线特性零散那样的问题。进一步，如果根据专利文献1揭示的例子，则在频带特性中也存在着需要解决的课题。例如，在专利文献1的图14中揭示出表示在1.18GHz和2.05GHz中得到多共振工作的实施例，但是分别地，VSWR(Voltage Standing Wave Ratio(电压驻波比))下降到2的频带只有微小的约数十MHz。此外，在专利文献1的图18中，表示出在从1.7GHz到3.45GHz的比频带换算66％的频带中VSWR下降到3的实施例，但是频带还是不足够，VSWR约为3很难说反射强度特性也是良好的。

这样，如果根据专利文献1揭示的内容，则要提供在现在希望的超宽频带的频带中伴随低反射的输入匹配特性的天线是困难的。

专利文献2的方法预想到现实中显著的困难。即，因为馈电线路261在从输入端子到前端开放终端点之间与多个隙缝交叉，所以预想到会发生显著的阻抗不匹配。也考虑到在各隙缝具有的共振频带重叠的频带中，由于邻接的隙缝间的结合不能够进行良好的天线工作的可能性。导入到构造内的多个隙缝，当在各个共振频带中不持有重叠时，在分离的各频带中实现阻抗匹配不是不可能的，但是为了除了现实中各隙缝具有10％的频带外，即便在称为2倍波、3倍波的寄生频带中也能够进行不同模式的天线工作，显著地限定了能够使所要的反射强度特性和辐射特性两立的频带。总之，要得到数十％以上的比频带在构造上是困难的。

此外，即便如非专利文献1的例子所示的那样，通过在构造内导入多个共振器，在共振器之间发生耦合改善频带特性，比频带特性也限于约35％，需要进一步改善。此外，模仿非专利文献1的图26的上面透视模式图，与非专利文献内的图1同样将隙缝的宽度Ws描绘得很狭窄，但是在得到上述宽频带特性的条件下，将Ws设定在与1/4波长区域9.8mm内一半以上的长度相当的5mm那样的值上。将小型化作为目的，如果需要将隙缝配置在有限的占有面积内，则只需要使直线形状的隙缝弯折等的对策，但是对于如果不增大Ws则不能够得到宽频带特性的构造要进行小型化是困难的。

发明内容

本发明是为了解决上述已有的课题提出的，在隙缝天线中，在容易实施的条件下可以进行比现有技术宽的宽频带工作，容易实现宽频带的通信系统和多个天线在简易终端中的共存。

本发明的隙缝天线，包括：电介质基板、设置在上述电介质基板的背面侧的有限面积的接地导体、将上述接地导体的侧边缘作为开放点在内侧切出开口地形成的隙缝、和作为用于将高频信号馈电给上述隙缝的馈电线路，其中，至少一部分与上述隙缝交叉的馈电线路，在上述隙缝附近的第一地点，将上述馈电线路分成至少包含两条分支线路的分支线路群，上述分支线路群内的至少两条分支线路，在与上述第一地点不同的上述隙缝附近的第二地点相互连接，在上述馈电线路中形成至少一条环路配线，分别将各环路配线的环路长的最大值，在工作频带的上限频率设定在不到一个实效波长的长度上，在上述分支线路群内，不形成环路配线，成为前端开放终端的全部上述分支线路群的分支长度在工作频带的上限频率不到1/4个实效波长。

在优先实施方式中，各环路配线，与上述隙缝的边缘交叉，在离开上述开放点不同距离的两点以上的馈电点中使上述隙缝激励振荡。

在优先实施方式中，在上述馈电线路中，从前端开放终端点，在工作频带的中心，频率1/4实效波长的长度的区域由比50Ω高的特性阻抗的传输线路构成，从上述前端开放终端点，在工作频带的中心频率在不到1/4实效波长的距离上，上述馈电线路和上述隙缝在至少一部分中交叉。

在优先实施方式中，将上述分支线路群的配线宽度的总和设定在同一基板上的50Ω的特性阻抗的传输线路的配线宽度以下。

在优先实施方式中，将上述分支线路群的配线宽度的总和设定在比上述50Ω高的特性阻抗的传输线路的配线宽度以下。

在优先实施方式中，将具有上述接地导体的最低次的共振频率设定得比上述隙缝天线的工作频带低。

在本发明的隙缝天线中，通过导入环路配线，能够容易地得到在现有的隙缝天线中难以实现的多共振特性，可以进行宽频带工作。此外，即便在已经进行了多共振工作的现有的隙缝天线中，通过采用本发明的构造，也能够进一步飞跃地扩大工作频带。

附图说明

图1是本发明的隙缝天线的上面透视模式图。

图2(a)是图1的本发明的隙缝天线的剖面模式图，(b)是本发明的隙缝天线的其他实施方式的剖面模式图，(c)是本发明的隙缝天线的其他实施方式的剖面模式图。

图3是本发明的隙缝天线的上面透视模式图。

图4是在背面具有无限的接地导体构造的一般的高频电路构造中，在信号配线中具有分支单元的二电路的模式图，(a)是环路配线时的模式图，(b)是前端开放短截线配线时的模式图，(c)是环路配线时，特别是将第二路径设定得极短时的模式图。

图5是说明本发明的隙缝天线的一个方式中的接地导体中的高频电流路径的上面透视模式图。

图6是用于说明传输线路的接地导体中的高频电流集中处的剖面构造图，(a)是一般传输线路时的剖面构造图，(b)是分支的传输线路时的剖面构造图。

图7是本发明的隙缝天线的实施方式的上面透视模式图。

图8是本发明的隙缝天线的实施方式的上面透视模式图。

图9是本发明的隙缝天线的实施方式的上面透视模式图。

图10是本发明的隙缝天线的实施方式的上面透视模式图。

图11是本发明的隙缝天线的实施方式的上面透视模式图。

图12是本发明的隙缝天线的实施方式的上面透视模式图。

图13是比较例1的上面透视模式图。

图14是实施例1a的上面透视模式图。

图15是表示比较例1和实施例1a的反射强度特性与频率的关系的比较图。

图16是比较例2的上面透视模式图。

图17是实施例2a的上面透视模式图。

图18是表示比较例2和实施例2a的反射强度特性与频率的关系的比较图。

图19是实施例2b的上面透视模式图。

图20是表示比较例2和实施例2b的反射强度特性与频率的关系的比较图。

图21是实施例3的反射强度特性图。

图22是实施例3的隙缝天线的辐射强度的角度依赖特性图，(a)是2.6GHz时的角度依赖特性图，(b)是4GHz时的角度依赖特性图，(c)是6GHz时的角度依赖特性图，(d)是9GHz时的角度依赖特性图。

图23表示一般的1/4波长隙缝天线，(a)是上面透视模式图，(b)是剖面侧面模式图，(c)是从上面透视的背面模式图。

图24(a)是专利文献1的1/4波长隙缝天线的构造模式图，(b)是在低频带中工作时的隙缝天线的构造模式图，(c)是在高频带中工作时的隙缝天线的构造模式图。

图25是来自专利文献2的隙缝天线构造的背面的透视模式图。

图26是非专利文献1中记载的隙缝天线构造的上面透视模式图。

标号说明

101 电介质基板

107 内侧方向(隙缝的向里面的方向)

12  接地导体

12a 持有有限面积的接地导体的外边缘部分

14、14a、14b、14c、231隙缝

13  隙缝开放端

15  馈电单元

16   电容性电抗元件

16a、16b通过电容性电抗元件高频地连接的接地导体上的点

Ls   隙缝长度

Ls2  从电容性电抗元件连接点到隙缝开放端的距离

261  馈电线路

20   开放终端点

51a、51b、51c隙缝和馈电线路261的结合点

263馈电线路261的高阻抗区域

d从隙缝中心到与馈电线路261的结合点的偏移长度

Ld2从隙缝终端点到馈电线路261的偏移长度

t1、t2  构成高阻抗区域的各部位的线路长度

t3从隙缝的间隙部分中心到馈电前端开放终端点的距离

W2  高阻抗区域的馈电线路261的宽度

Ws  隙缝宽度

201、203  输入输出端子

205、507  第一、第二路径

Lp1、Lp2  第一、第二路径长度

Lp  环路长度

209、209a、209b、209c、209d、209e、209f  环路配线

221、223  第一、第二分支点

Lp3  开放短截线长度

211  传输线路

213  开放短截线

213b 开放短截线的前端开放终端点

213c 环路配线的任意一点

233、235  在接地导体中生成的高频电流的流动

237隙缝的输入端子侧边缘

239隙缝的前端开放终端点侧边缘

241、243  在伴随第一、第二的路径的接地导体中生成的高频电流的流动方向

a、b有限的接地导体区域的横向长度和纵向长度

271  隙缝的间隙部分的中央面

h1   环路配线的三角形状的等腰三角形的高度

401  信号导体

403、405  信号导体的端缘部分

407与信号导体的中央部分对置的接地导体上的区域

409、411分支的信号导体

413、415根据信号导体分支在接地导体上感应起高频电流的区域

f0 工作频带的中心频率

fH 工作频带的上限频率

251、253、255构成环路配线的路径

具体实施方式

下面，一面参照附图，一面说明根据本发明的隙缝天线的实施方式。

(实施方式)

首先，参照图1。图1是表示本实施方式的隙缝天线的构造的上面透视模式图。

本实施方式的隙缝天线备有电介质基板101和设置在电介质基板101背面的有限面积的接地导体12。在该接地导体12上，形成从接地导体12的侧边缘12a沿内侧方向107切开缺口形成的隙缝14。隙缝14的一端在接地导体12的侧边缘12a开放，该部分作为“开放点”起作用。当假定隙缝14的隙缝宽度Ws与隙缝长度Ls比较能够忽视时，将隙缝长度Ls设定在工作频带的中心频率f0附近的1/4实效波长上。当上述假定不成立时，可以将考虑到隙缝宽度的隙缝长度(Ls×2+Ws)设定在中心频率f0的1/2实效波长上。

在电介质基板101的表面上，形成与隙缝14交叉的馈电线路261。该馈电线路261是用于向隙缝14馈送高频信号的馈电线路。

下面，参照图2(a)。图2(a)是图1的用直线AB切断的剖面图。在本实施方式中，在电介质基板101的最表面上配置馈电线路261，在电介质基板101的最背面配置接地导体12，但是本发明的隙缝天线不限于具有这种构成。例如，如图2(b)所示，通过采用多层基板等，也可以将馈电线路261和接地导体12中的至少一方配置在电介质基板101的内部。

此外，如图2(c)所示，对馈电线路261作为接地导体12起作用的导体配线面在构造内不限定于一个，也可以配置夹着形成馈电线路261的层而对置的接地导体12。即，本发明的隙缝天线，不仅是微带(微波传输带：microstrip)线路构造，而且即便是带(strip)线路构造的电路构成也能够得到同样的效果。

此外，在本说明书中，将在厚度方向完全除去构成接地导体12的导体层的开口单元定义为“隙缝”。即，本说明书中的“隙缝”不包含只在一部分区域中削去接地导体12的表面，减少其厚度的构造(非开口单元)。

馈电线路261在与隙缝14对置的地方附近的第一分支地点223分支到两条以上的分支配线205、207、213.....。而且，在第二分支地点221，将一对分支配线205、207再次连接起来，形成环路配线209。

也可以在分支配线205、207、213.....中，不形成环路配线而成为短的开放短截线(stub)。在本实施方式中，分支配线213不构成环路配线，作为开放短截线而起作用。

将环路配线209的环路长度设定在工作频带的上限频率fH上的实效波长的1倍不到。此外，也将构造内包含的开放短截线213的短截线长度设定在上限频率fH上的实效波长的1/4倍不到。

在图1中，将从馈电线路261的前端开放终端点20到隙缝14的中心线的距离t3设定在中心频率f0上的1/4实效波长上，能够在包含中心频率f0的工作频带中得到输入匹配。将馈电线路261的特性阻抗设定在50Ω是优选的。这里，隙缝14的“中心线”是由对沿内侧方向107延伸的隙缝14的两个边缘中，在馈电线路261的输入端子201附近一侧的边缘237和在馈电线路261的前端开放终端点20附近一侧的边缘239最短距离相等的点的集合形成的线。

本发明的隙缝天线也可以采取如图3的上面透视模式图所示的那种馈电线路构造。在图3的例子中，馈电线路261的一部分由比50Ω高的特性阻抗的传输线路构成，形成高阻抗区域263。该高阻抗区域263是在馈电线路261中，从前端开放终端点20向输入端子201一侧距离为(t1+Ws+t2)的区域。

使与输入端子201连接的一般外部电路的阻抗Zo和馈电线路261的特性阻抗Z261一致是优选的。当该值不是50Ω时，将高阻抗区域263的特性阻抗设定在更高的值上。

在图3所示的方式中，将高阻抗区域263的长度设定在中心频率f0上的约1/4实效波长上。将隙缝宽度Ws设定在与t1和t2之和同等程度上是优选的。

在图1所示的构造中，对在不得不设定狭窄的隙缝宽度Ws的条件下得到宽频带特性的情形是有效的，图3所示的构造，对想要在对隙缝宽度Ws的设定没有限制的条件下得到超宽频带特性的情形是有效的。

本实施方式的隙缝天线中的环路配线209同时实施将隙缝共振器的激励振荡处增加到多个和调整输入匹配电路的电长度的两种功能，实现天线工作的超宽频带化。下面，我们详细说明环路配线正在实施的功能。

首先，我们说明在假定在电介质基板的背面具有无限面积的接地导体的一般的高频电路中，设置有环路配线构造时的高频特性。

在图4(a)中，表示出将由第一路径205和第二路径207构成的环路配线209连接在输入端子201和输出端子203之间的电路的模式图。在第一路径205的路径长度Lp1和第二路径207的路径长度Lp2之和对传输信号来说与实效波长的1倍相当的条件下环路配线形成共振条件。将这种环路配线用作链路共振器。但是，当路径长度Lp1、Lp2比传输信号的实效波长短时，因为环路配线209没有显示出急剧的频率响应，所以没有积极地在通常的高频电路中使用的理由。

在具有均匀的接地导体的一般的高频电路中，即便伴随着环路配线的导入在局域的高频电流分布中发生变动，也对两端子201、203之间的宏(macro)高频特性的变动进行平均化。即，非共振状态中的环路配线的高频特性，与通过对两条路径的特性进行平均化而置换到一条路径时的传输线路的高频特性没有大的差异。

另一方面，本发明的隙缝天线中导入环路配线209提供在上述的一般高频电路中不能得到的特有的效果。参照图5的上面透视模式图来说明这一点。在接地导体12中存在隙缝14的地方附近，如果将直线的馈电线路261置换成环路配线209，则可以改变隙缝14周边的局域的高频电流分布，使隙缝天线的共振特性发生变化。一方面将接地导体12中的高频电流沿由第一分支点滴221分支的第一路径205导入到箭头233的方向，另一方面也沿第二路径207导入到箭头235的方向。结果，在接地导体21中的高频电流的流动中，能够生成沿箭头233、235方向的不同的路径，能够在多个地方使隙缝天线激励振荡。

在隙缝近旁局域地改变在这种接地导体12中的高频电流分布，急剧地扩大隙缝天线的工作频带。

一般，信号传输时的高频电流分布在传输线路的信号导体侧和接地导体侧是不同的。参照图6，说明在信号导体侧和接地导体侧中的高频电流的强度分布如何与信号导体的分支有关地变动。

图6表示传输线路剖面构造的模式图。在图6(a)的传输线路中，信号导体不分支。因此，在信号导体401中发生高频电流集中的是信号导体401的端缘部分403、405，在接地导体12中发生高频电流集中的是与信号导体401的中央部分对置的区域407。因此，例如，在已有的隙缝天线中，即便增大馈电线路261的宽度，也不能够在接地导体12中的高频电流分布中引起较大的变化，要实现与本发明的隙缝天线同样的宽频带化是困难的。

但是，如图6(b)的例子那样，在使信号导体401分支成两条信号导体409、411的例子中，在与各个分支配线409、411对置的信号导体区域413、415中产生高频电流分布。这有助于实现宽频带化。

本发明的隙缝天线具有的环路配线，不仅起着使隙缝天线的激励振荡处为多个的作用，而且也具有调整馈电线路261的电长度的功能。由导入环路配线引起的馈电线路261的电长度的变动，使馈电线路261的共振条件转为多共振条件，即，因为共振条件在多个频带中成立，所以进一步提高了本发明的工作频带的扩大效果。

当更详细地进行说明时，在参照图23和图26说明的已有技术中，从馈电线路的前端开放终端点到与隙缝交叉的地方的距离t3或(t2+Ws÷2)与在中心频率f0上的实效波长具有紧密的关系。图1或图3所示的隙缝天线的馈电构造不仅继承了已有的隙缝天线(图23、图26)中的馈电线路的设计原理，而且扩大了其工作频带。

在图23所示的一般的隙缝天线中，为了使在隙缝的共振频率上输入匹配条件成立，使隙缝长度与工作的中心频率f0一致地进行设计，将长度t3设定在中心频率f0的1/4实效波长上。如果在这种馈电线路261的隙缝附近导入本发明的环路构造，则在构成环路配线的两条路径中，经过电长度短的路径时和经过电长度长的路径时的馈电线路261的共振频率分离，导致多共振工作。

此外，在图26所示的隙缝天线中，设定大的隙缝宽度Ws，并且将t1+t2+Ws设定在中心频率f0的1/4实效波长上。此外，将1/4实效波长的区域的传输线路的阻抗设定为高值，使其在t1t2的条件下工作。在该天线中，通过将与隙缝共振器耦合的共振器构造新导入到等效电路内，在两个共振频率上输入匹配成立，能够实现隙缝天线的宽频带工作。如果在这种馈电线路261的隙缝附近导入本发明的环路配线，则由于在构成环路配线的两条路径中，经过电长度短的路径时和经过电长度长的路径时的电长度不同，与隙缝共振器耦合的共振现象在两个以上的多个频率上发生，能够进一步使已经得到的宽频带的匹配条件宽频带化。

这样，在本发明中，通过隙缝自身具有的共振现象多共振化的第一功能和与隙缝耦合的馈电线路的共振现象多共振化的第二功能组合起来，可以在比已有的隙缝天线宽的频带中进行工作。

但是，本发明的隙缝天线，为了维持宽频带中的匹配特性，必须在环路配线不共振的条件下使用。当将图4(a)所示的环路配线209作为例子时，作为路径长度Lp1和路径长度Lp2之和的环路长度Lp，即便在工作频带的无论何种频率上也不与实效波长的1倍相当。当在本发明的隙缝天线内存在多条环路配线时，该条件必须对全部环路配线成立。所以，也必须将天线中包含的最大环路配线的环路长度设定得比工作频带的上限频率的实效波长短。

在用于一般的高频电路的构造中，具有图4(b)所示的开放短截线。在传输线路211中，如果分支地连接长度Lp3的开放短截线213，则在长度Lp3成为1/4实效波长的频率上共振条件成立。这时，对于输入端子201和输出端子203之间的信号传输，开放短截线213作为频带阻止滤波器起作用。

从本发明的隙缝天线的馈电线路分支出来的配线中，不构成环路配线的也可以是短截线。但是，该短截线的长度，即便最大时，也必须在工作频带的上限频率上设定为不到1/4实效波长。在馈电线路中，开放短截线共振，作为频带阻止滤波器进行工作是因为将隙缝天线的工作频带限定很狭窄的缘故。

在图4(c)中，表示出环路配线的极端例，说明环路配线与开放短截线比较的优点。在图4(c)的环路配线209中，当使长度Lp2极端地小时，环路配线在外观上无限地接近开放短截线构造。但是，长度Lp2接近0时的环路配线的共振频率为长度Lp1与实效波长相当的频率，开放短截线的共振频率为长度Lp3与1/4实效波长相当的频率。假定，当在长度Lp1的一半与长度Lp3相等的条件下比较这2种构造时，环路配线的共振频率成为短截线配线的共振频率的2倍。

如从以上说明可以看到的那样，作为在宽工作频带内避免多余的共振现象的馈电线路的构造，环路配线与开放短截线比较，在换算到频带方面是2倍有效的。

此外，因为图4(b)的开放短截线213的开放终端点213b在电路上是开放的，所以没有高频电流流动。结果，即便假定将开放终端点213b配置在隙缝附近，也难以得到与隙逢的电磁耦合。另一方面，因为图4(c)的环路配线209的一点213c在电路上决定不开放，所以必然流动着高频电流。结果，如果配置在隙缝附近，则容易得到与隙逢的电磁耦合。从这点出发，为了得到本发明的效果，采用环路配线也比采用开放短截线有利。

这样，在本发明的隙缝天线中，没有线路宽度粗的线路或开放短截线，通过将“环路配线”导入到馈电线路261中，能够很好地避免对工作频带的限制，有效地实现宽频带化。

图7是当馈电线路261的分支线路部分的分支条数为3时的实施方式的上面透视模式图。也可以将分支馈电线路261的分支线路的条数设定在3条以上的值，但是与分支成两条时的特性比较不能期望工作频带飞跃地扩大。在分支成多条的分支线路群中高频电流的分布强度高是因为只是通过最接近隙缝的开放端侧的地方的路径251和相反地通过离开隙缝的开放端侧最远的地方的路径253，而配线在两者之间的路径255中流动的高频电流的强度不高的缘故。但是，当分支条数为2时，因为无意地加长了路径251和路径253形成的环路配线的环路长度，所以导致环路配线的共振频率降低，对提高本发明的隙缝天线的工作频带的上限频率fH产生限制。但是，如果追加路径255，则分割环路配线，对缓和上述限制是有效的。

作为环路配线和隙缝的配置关系，如图5所示，构成环路配线209的第一路径205和第二路径207都与隙缝14和接地导体12的境界线，换句话说，隙缝的边缘237、239中的至少某一个交叉是优选的。

但是，如图8所示，即便在当从上面看时，整个环路配线209都包含在隙缝14中，环路配线209不与隙缝的边缘237、239中的任何一个交叉的构成中，也能够得到本发明的效果。这是因为在图8的构成中，只由于第一路径205和第二路径207的路径差，在与沿第一路径205流过信号导体的高频电流对应的接地导体侧的电流241和与沿第二路径207流过信号导体的高频电流对应的接地导体侧的电流243中生成相位差，发生将输入匹配条件转到更宽频带的效果。

此外，相反地，如图9所示的其他方式那样，即便在环路配线209完全不与隙缝14交叉的情形中，如果形成环路配线209在隙缝附近的条件，则也可以得到本发明的效果。这里，所谓的将环路配线209配置在“隙缝附近”的条件，严格地意味着从环路配线209的最外侧的点到隙缝14和接地导体12之间的境界线(隙缝14的边缘237或边缘239)的距离Ld1不到馈电线路261的配线宽度的一倍。当距离Ld1比馈电线路261的配线宽度长时，消除了在分别与在信号导体的两端流动的高频电流的相位差对应地流过接地导体侧的局域高频电流241和高频电流243之间生成的相位差。这是因为结果不能够通过环路配线209和隙缝天线的组合得到的本发明特有的复合效果。

如图10所示，可以使隙缝14的边缘237、239两者分别交叉地设计环路配线209。图10的环路配线209形成台形状。这样，关于环路配线209的形状没有特别的限制。可以形成多个环路配线209。当设置多个环路配线209时，也可以将环路配线209串联连接起来，如图7已经表示的那样，也可以并联连接。此外，既可以直接将两条环路配线209相互连接起来，也可以经过任意形状的传输线路间接地连接起来。

如图11所示，也可以串联地配置分别个别地与隙缝14的边缘237、239交叉的两条环路配线209a、209b。而且，如图12所示，也可以形成串联地配置分别个别地与隙缝14的边缘237交叉的并联的环路配线209c、209d和分别与隙缝14的边缘239交叉的并联的环路配线209e、209f的构成。

可以使构成隙缝天线的有限面积的接地导体发生共振的频率接近隙缝天线的工作频带，得到更宽的频带性。即，如果将接地导体自身如补片天线那样共振能够得到辐射特性的频率设定在比本发明的隙缝天线的共振频带稍低的频率上，则能够实现输入匹配频带的进一步扩大。

以与输入侧或前端开放终端侧连接的馈电线路261的特性阻抗相同的条件或阻抗增高的条件等效地成立的方式选择环路配线209的线路宽度是优选的。即，当使馈电线路261分支为两条时，用原来的馈电线路261的线路宽度一半以下的分支配线构成环路配线209是优选的。如从非专利文献1看到的那样，这是因为具有通过隙缝天线自身与高阻抗线路的耦合，容易取得与输入端子的电阻值50Ω匹配的倾向，所以通过导入环路配线209等效地提高在隙缝14附近的馈电线路261的特性阻抗能够有效地实现更低的反射特性。

在本发明的隙缝天线中，隙缝的形状不需要是矩形的，可以置换成任意的曲线形状。特别是，通过在主隙缝中并联连接许多细且短的隙缝，电路上能够附加与主隙缝串联的阻抗，能够缩短主隙缝的隙缝长度在实用上是优选的。此外，即便在通过使主隙缝的隙缝宽度变窄，弯曲成蛇形状等达到小型化的条件下，也能够不变地得到本发明的隙缝天线的宽频带化的效果。

(实施例)

制作出如图13的上面透视模式图所示的隙缝天线(比较例1)和如图14的上面透视模式图所示的隙缝天线(实施例1)。作为电介质基板101，用了总厚度500微米、60mm角(a＝b＝60mm)的FR4基板。在基板表面和背面上，分别形成由铜导线构成的厚度20微米的信号导体图案和接地导体图案。通过用湿刻蚀除去一部分区域的金属层形成各配线图案，对表面施加厚度为5微米的金镀层。即便在最接近电介质基板101的端面的情形中，也以成为100微米内侧的方式设定接地导体12的外边缘部分12a。图中，以虚线来表示接地导体图案。

使SMA连接器与输入端子单元201连接，经过50Ω的特性阻抗的馈电线路261，形成可以连接制作的天线和测定系统的状态。此外，实用上令有用的反射强度的目标在负10dB以下，将能够满足上述特性的频带称为工作频带。令馈电线路261的线路宽度W1为920微米。在比较例1中，在信号导体上不使用环路配线，即便在隙缝附近也令馈电线路261的线路宽度为920微米。将隙缝宽度Ws固定在0.5mm，偏移长度Ld2固定在2.5mm，隙缝长度Ls固定在12mm，从前端开放终端点20到隙缝中心的馈电点的距离t3固定在10mm。比较例1的工作频带从4.63GHz到6.53GHz，比频带为34.1％。从反射强度特性的频率依赖性，确认出只在单一频率5.87GHz上发生共振现象。

另一方面，如图14所示，在实施例1a中，将比较例1中具有直线形状的隙缝14附近的信号导体置换成凸部在缝隙的开放端13侧突出的等腰三角形状的环路配线209。除上述变更以外，在与比较例1同样的条件下固定实施例1a的构造图案。令环路配线209的等腰三角形的底边长度为1.5mm，高度h1为2.5mm。令环路配线的配线宽度为50Ω线路的配线宽度W1一半的460微米。实施例1a的工作频带从4.09GHz到7.01GHz，得到52.6％的比频带。

此外，实施例1a在4.75GHz和6.38GHz的两个频率上表示出反射强度的极小值，能够确认多共振工作。

在图15中表示出实施例1和比较例1的反射强度特性与频率的关系。在图15中，实线表示实施例1a的特性，虚线表示比较例1的特性。如从图15看到的那样，从单共振特性到多共振特性的变化、工作频带的扩大，证明了本发明的效果。

下面，制作改变实施例1a的环路配线构造的实施例1b。在实施例1a中，环路配线的等腰三角形的凸部分突出到隙缝开放端13侧，但是，在实施例1b中，使环路配线的配置方向反向，将等腰三角形突出方向设定在向隙缝深处的方向。其它的构造图案与实施例1a相同。

实施例1b的工作频带从4.45GHz到6.82GHz，得到42.1％的比频带。实施例1b也实现了比比较例1宽的宽频带工作。同样，制作出使在实施例1a中，与隙缝间隔的中央部分一致的环路配线的等腰三角形的重心向输入端子侧移动0.25mm的实施例1c、向前端开放点20侧移动0.25mm的实施例1d。

在实施例1c、1d中，将等腰三角形的重心位置设定在分别与隙缝14和接地导体12的边缘237、239对置的地点上。实施例1c的工作频带从4.72GHz到7.05GHz，得到39.6％的比频带。实施例1d的工作频带从4.04GHz到6.28GHz，得到43.4％的比频带。根据实施例1c、1d的特性，看到将环路配线导入到输入端子侧馈电线路有助于频带的高频侧的宽频带化，将环路配线导入到前端开放点侧馈电线路有助于频带的低频侧的宽频带化。而且，在实施例1a到1d的任何一个中都能够在比比较例1宽的比频带中实现低反射工作，证明了本发明的有利效果。表2表示实施例1a到1d与比较例的特性比较。

【表2】

	工作频带
				低频端(GHz)	高频端(GHz)	比频带(％)
	实施例1a	4.09	7.01				52.6
实施例1b				4.45	6.82	42.1
	实施例1c	4.72	7.05				39.6
实施例1d				4.04	6.28	43.4
	比较实施例1	4.63	6.53				34.1

下面，制作出将在非专利文献1中揭示的多共振特性的1/2波长隙缝天线作为1/4波长隙缝天线模仿的构造的比较例2。在图16中表示出比较例2的上面透视模式图。

在比较例1的馈电线路261中，从输入端子201到前端开放点20，将阻抗统一在50Ω，但是，在比较例2中，只在从馈电线路261的前端开放点20离开(t1+t2+Ws)的距离上，由高阻抗线路263进行置换。具体地说，令W2＝250微米、Ws＝4mm、t1＝3.5mm、t2＝4mm。

比较例2的工作频带从3.46GHz到5.67GHz，比频带为48.4％。此外，在3.77GHz和5.27GHz的2个频率上反射损失表示出极小值，得到了实现非专利文献1中揭示的多共振特性的效果。

另一方面，制作出对于具有比较例2的直线形状的高阻抗区域263，具有导入环路配线构造的构成的实施例2a。图17表示实施例2a的上面透视模式图。在实施例2a中，将三角形状的环路配线209a、209b串联地配置在隙缝14附近。具体地说，在与隙缝的边缘237对置的地方配置环路配线209a，在与边缘239对置的地方配置了环路配线209b。环路配线209a和209b将通过隙缝14的间隔部分中央的镜面对称线271与基板垂直的平面作为对称面具有镜面对称的关系。环路配线209a、209b，分别，具有等腰三角形的形状，将它的底边设定在4mm，高度h1设定在2.5mm，配线宽度设定在125微米。

实施例2a的工作频带从3.13GHz到8.48GHz，比频带达到92.2％。与比较例2比较，实施例2a中的比频带扩大效果为比较例2的1.9倍。

在图18中表示出比较例2和实施例2a的反射强度特性与频率的关系。用虚线表示比较例2的特性。用实线表示实施例2a的特性。从图18，证明根据本实施例2a能够实现进一步提高已经实现了多共振特性的比较例2的宽频带特性的超宽频带特性。

下面，制作在图19中表示上面透视模式图的实施例2b。在实施例2a中，两个环路配线209a、209b的三角形状的凸部分向着隙缝的开放端侧，但是，在实施例2b中，将环路配线的方向切换到三角形状的凸部分定向在向隙缝深处的方向的反方向。除了环路配线209a、209b的方向以外，实施例2a和实施例2b的构造图案完全相同。

实施例2b的工作频带从3.34GHz到6.29GHz，得到61.3％的比频带。当与比较例2比较时，实施例2b中的比频带扩大效果为比较例2的1.27倍。

在图20中表示出比较例2和实施例2b的反射强度特性与频率的关系。在实施例2b中，工作频带不像实施例2a那样宽，但是如果将7GHz～9GHz的高频带中的反射特性与比较例2比较，则明确地得到4dB以上的改善，通过采用本发明的构造，仍然证明能够改善已有构造的隙缝天线的频带特性。

下面，制作实施例3。将在实施例2a中60mm的接地导体12的横宽度a减少到35mm作为实施例3。此外，其它的构造图案与实施例2a相同，但是将对反射特性没有表示出大影响的接地导体12的纵侧长度b减少到25mm。横宽度减少的接地导体12作为在2.7HGz附近共振的天线起作用，在实施例2a中得到比频带92.2％的工作频带的隙缝天线也表示出更宽的频带工作。具体地说，如在图21中表示出反射特性与频率的关系那样，工作频带从2.57GHz到9.29GHz，比频带达到113.3％。比频带113.3％是比作为在近距离无线通信中使用的频带的从3.1GHz到10.6GHz的比频带109.5％宽的值。在表3中表示出实施例2a、实施例2b、实施例3和比较例2的特性比较。

【表3】

	工作频带
				低频端(GHz)	高频端(GHz)	比频带(％)
	实施例2a	3.3 1	8.48				92.2
实施例2b				3.34	6.29	61.3
	实施例3	2.57	9.29				113.3
比较实施例2				3.46	5.67	48.4

在图22中表示出在(a)2.6GHz、(b)4GHz、(c)6GHz、(d)9GHz的各频率上，与实施例3的隙缝天线的电介质基板平行的面内的辐射定向性与角度的关系。图中，与角度270度相当的方向与从隙缝深处侧看的隙缝开放端侧的方向相当。在得到负10dB以下的低反射强度特性的工作频带的全部频率上，主束向着该方向，增益得到从0dB到4dB大致相等的值。

如以上那样，如果根据本发明的隙缝天线，则不仅能够得到反射特性为超宽频带而且也能够得到在整个超宽频带中同样倾向的辐射定向性。

本发明的隙缝天线，因为能够不增大电路占有面积和制造成本地扩大匹配频带，所以可以用简易的构成实现如果不搭载已有的多个天线就不能够实现的高功能终端。此外，也能够对实现用比已有技术远宽得多的频带的近距离无线用的通信系统作出贡献。因为能够不使用芯片部件地扩大工作频带，所以即便作为对制造时的零散的忍耐性强的天线也是有用的。因为当在同一隙缝宽度的条件下进行比较时可以进行比已有的宽频带隙缝天线远宽得多的宽频带工作，所以能够实现宽频带隙缝天线的小型化。此外，即便在用无线发送接收数字信号那样的，需要超宽频带的频率特性的系统中也能够作为小型天线使用。

Claims (6)

1.一种隙缝天线，其特征在于，包括：

电介质基板；

设置在所述电介质基板的背面侧的有限面积的接地导体；

将所述接地导体的侧边缘作为开放点在内侧切出开口而形成的隙缝；和

作为用于将高频信号馈电给所述隙缝的馈电线路，至少一部分与所述隙缝交叉的馈电线路，其中，

在所述隙缝附近的第一地点，将所述馈电线路分成至少包含两条分支线路的分支线路群，所述分支线路群内的至少两条分支线路，在与所述第一地点不同的所述隙缝附近的第二地点相互连接，在所述馈电线路中形成至少一条环路配线，

分别将各环路配线的环路长的最大值，在工作频带的上限频率设定为不到一个实效波长的长度，

在所述分支线路群内，不形成环路配线，成为前端开放终端的全部所述分支线路群的分支长度在工作频带的上限频率不到1/4个实效波长。

2.根据权利要求1所述的隙缝天线，其特征在于：

各环路配线，与所述隙缝的边缘交叉，在离开所述开放点不同距离的两点以上的馈电点中使所述隙缝激励振荡。

3.根据权利要求1所述的隙缝天线，其特征在于：

在所述馈电线路中，从前端开放终端点起，在工作频带的中心频率，1/4实效波长的长度的区域由比50Ω高的特性阻抗的传输线路构成，

从所述前端开放终端点起，在工作频带的中心频率，在不到1/4实效波长的距离上，所述馈电线路和所述隙缝在至少一部分中交叉。

4.根据权利要求1所述的隙缝天线，其特征在于：

将所述分支线路群的配线宽度的总和设定在同一基板上的50Ω的特性阻抗的传输线路的配线宽度以下。

5.根据权利要求3所述的隙缝天线，其特征在于：

将所述分支线路群的配线宽度的总和设定在比所述50Ω高的特性阻抗的传输线路的配线宽度以下。

6.根据权利要求1所述的隙缝天线，其特征在于：

将具有所述接地导体的最低次的共振频率设定得比所述隙缝天线的工作频带低。

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