CN101320843B - 缝隙天线装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种缝隙天线装置，可防止在缝隙天线装置中接地结构引起的放射动作不稳定。宽频带缝隙天线装置包含：接地导体(103)；在接地导体(103)中沿放射方向形成的单端开放缝隙111)；与缝隙(111)至少一部分交叉、向缝隙(111)供电高频信号的高频供电线路(113)；连接于外部电路的平衡供电线路(303a、303b)；和连接在高频供电线路(113)及平衡供电线路(303a、303b)之间、包含有源元件、并连接于接地导体(103)的高频信号处理电路(301)。接地导体(103)通过缝隙(111)且与平行于放射方向的轴对称地构成，在接地导体(103)的+X侧边，在接地导体(103)的对称轴上具备连接于外部电路的接地的接地端子(117G)，接地端子(117G)设置在接地导体(103)的对称轴上。

Description

缝隙天线装置

技术领域

本发明涉及一种发送、接收微波带或毫米波带等模拟高频信号、或数字信号的隙缝天线，尤其涉及防止接地结构引起的发射动作不稳定的缝隙天线装置。

背景技术

从两个理由出发，需要可在比以往更宽的频带中进行动作的无线装置。第1个理由是为了实现已被认可使用宽频带的、新的面向近距离无线的通信系统、即超宽频带(下面称为UWB)无线通信系统；第2个理由是为了由一台终端将使用不同频率而混杂的多个通信系统进行利用。

例如，在美国面向UWB已被认可的3.1GHz至10.6GHz的频带若换算成以动作频带的中心频率f0进行标准化的比频带，则相当于109.5％等表示宽频带的值。另一方面，已知为基本天线的接线天线或1/2的有效波长缝隙天线的动作频带不仅通过比频带换算，分别不足5％、不足10％，而且不能实现UWB的宽频带性。并且，以现今世界上使用于无线通信用的频带为例，为了用同一天线覆盖1.8GHz带至2.4GHz带，必须实现30％左右的比频带，并且，在同时覆盖800MHz带及2GHz带的情况下，同样必须实现90％左右的比频带。并且，为了同时覆盖800MHz带至2.4GHz带，就必须100％以上的比频带。在同一终端同时处理的系统数量增加，应覆盖的频带越宽，则期望实现越宽频带的小型天线。

另外，作为设计为高速通信系统用的天线的供电线路或用于高频装置电路的传输线路，正研究着采用耐噪声性良好、可低电压驱动的平衡线路。以前使用的不平衡线路由平面状的接地导体和1条带状的信号线路导体形成，相对应地，平衡线路由平面状的接地导体和2条平行带状的信号线路导体形成。在平衡线路中，为了作为设置在电介质基板上的同一平面内的2条信号线路间的电位差传输信号，就需要特有的输入输出端子的结构及电路。为了设计适于高速通信系统的高频装置，可在天线的供电线路或连接于供电线路而使用的天线开关或放大器等有源装置、带通滤波器等无源装置中采用平衡线路。

在图34A、图34B及图34C中表示模式图的单端开放1/4有效波长缝隙天线是最基本的平面天线之一(下面称为第1现有例)。图34A是表示一般的1/4有效波长缝隙天线的结构的俯视图(通过透视表示背面的接地导体103)，图34B是图34A的缝隙天线的剖视图，图34C是通过透视表示图34A的缝隙天线背面的结构的模式图。如图34A、图34B及图34C所示，电介质基板101的表面有供电线路113，从位于背面侧的无限接地导体103的外缘105a沿纵深方向109a形成具有宽度Ws及长度Ls的切口，该切口用作在开放端107开放前端的缝隙谐振器111。缝隙谐振器111是在接地导体103的一部分区域中沿厚度方向完全去除导体得到的电路要素，在有效波长的1/4相当于缝隙长度Ls时的频率fs附近谐振。在宽度方向109b形成的供电线路113与缝隙111一部分交叉，对缝隙111进行电磁激励。经输入端子与外部电路连接。另外，从供电线路113的前端开放终端点119至缝隙111的距离Lm为了谋求输入阻抗的匹配，通常设定为在频率fs下为1/4有效波长左右。另外，通常按照基板的厚度H及基板的介电常数来设计线路宽度W1，以便将供电线路113的特性阻抗设定为50Ω。

如图35A、图35B及图35C所示，在专利文献1中，公开了使第1现有例示出的1/4有效波长缝隙天线在多个谐振频率下动作的结构(以下称为第2现有例)。缝隙111具有缝隙长度Ls，并具备电容性电抗元件16，以便高频地连接距开放端距离Ls2的位置的点16a及16b。若在供电点15以多个谐振频率激振，则如图35B及图35C所示，能够以不同的缝隙长Ls、Ls2动作，并扩展频带。但是，在专利文献1内示出的频率特性中，无法得到当前期望的超宽频带特性。

在非专利文献1中，公开了使作为1/2有效波长缝隙天线的两端短路缝隙谐振器在宽频带中动作的方法(以下称为第3现有例)。图36是表示非专利文献1中记载的缝隙天线的结构的俯视图，在图36中，通过透视来表示基板背面的接地导体103及缝隙111。在接地导体103中形成具有规定宽度Ws和相当于1/2有效波长的长度Ls的缝隙111，缝隙111在从其中心仅偏移距离d的位置51a与供电线路113结合。作为现有的缝隙天线的输入阻抗匹配方法，采用在距供电线路113的前端开放终端点119为相对频率fs的1/4有效波长的位置，使供电线路113与缝隙谐振器111交叉、激振的方法。但是，如图36所示，在第3现有例中，将距供电线路113的前端开放终端点119距离Lind的区域替换成作为具有比50Ω更高的特性阻抗的传输线路的感性区域121，在得到的感性区域121的大致中央与缝隙111结合(即，图36中距离t1、t2大致相等)。这里，将感性区域121的宽度W2设定成比供电线路113的宽度还窄的规定宽度，将其长度Lind设定成动作频带的中心频率f0的1/4有效波长，感性区域121用作与缝隙谐振器不同的1/4波长谐振器。其结果，在通常的缝隙天线中，单一的等效电路结构内的谐振器数量增加成2个，且通过使以接近的频率谐振的谐振器彼此结合，得到复谐振动作。在非专利文献1中的图2(b)所示的例中，在比频带32％(4.1GHz附近至5.7GHz附近)中得到-10dB以下良好的反射阻抗特性。如在与非专利文献1内图4的频率相对应的反射特性的实测结果中进行比较那样，第3现有例的天线比频带是比在同一基板条件下制作的通常的缝隙天线的比频带9％更宽频带。

另外，图37是表示非专利文献2中记载的手机用天线的测定方法的原理图(以下称为第4现有例)。在通过网络分析器1测定试验对象的手机2时，以前，经高频(RF)缆线等的高频的不平衡供电电路来将它们连接。但是，根据非专利文献2，其指出在为了天线动作而可确保的接地导体面积有限的小型通信终端上，若使用不平衡供电电路供电，则接地导体中产生的不平衡接地导体电流逆流至测定装置内的供电电路的接地导体，放射特性或阻抗特性的测定精度本身将受到影响。因此，如图37所示，在非专利文献2中，不进行基于高频不平衡供电电路的供电，在手机2内设置光电二极管(PD)2a及发光二极管(LD)2c，作为输入端子及输出端子，并且，还在网络分析器2侧设置发光二极管4及光电二极管5，并通过光纤(图37中由虚线表示)将它们连接。分别通过不同的光纤传递从网络分析器2输出的信号S1、和从天线3的供电点S3反射后输入网络分析器2的信号S2。对天线3的射入波和反射波由循环器2b进行分离。通过使用光纤，可在供电时使手机2内的接地导体与供电系统孤立，可实现避免小型天线的不平衡接地导体电流的不良影响的测定。

专利文献1：特开2004-336328号公报

非专利文献1：L.Zhu，et al.，“A Novel Broadband Microstrip-Fed Wide SlotAntenna With Double Rejection Zeros”，IEEE Antennas and Wireless PropagationLetters，Vol.2，pp.194-196，2003.

非专利文献2：深沢等，「使用光纤的便携终端用天线的阻抗测定」，2003年电子信息通信学会综合大会演讲论文集，B-1-206，206页，2003年。

如上所述，在现有的缝隙天线中宽频带化并不充分，且不仅此而已，假设既便可通过小型的形状实现宽频带性，也由于放射特性或输入阻抗特性取决于天线与外部的不平衡供电电路的连接状态而不稳定，所以难以把握将天线搭载于无线通信终端装置时的特性。

首先，如第1现有例那样，在其结构内仅具有单一谐振器的通常的单端开放缝隙天线的情况下，由于限制在谐振模式下动作的频带，所以将得到良好反射阻抗特性的频带限制在低于10％左右的比频带。

在第2现有例中，虽然通过向缝隙导入电容性电抗元件来实现宽频带动作，但是容易想到需要芯片电容器等追加部件，并且，因重新导入的追加部件的特性不均，天线的特性将不均。此外，如果根据专利文献1内的图14或图18公开的实例进行判断，则难以在超宽频带内实现低反射的输入阻抗匹配特性。

在第3现有例中，将比频带特性限制在35％左右。并且，若将作为1/2有效波长谐振器的两端短路缝隙谐振器的使用与用作1/4有效波长谐振器的单端开放缝隙谐振器的第1现有例或第2现有例的天线相比，则在小型化方面不利。

因此，既便在第1或第2现有例的1/4有效波长缝隙天线的设计中导入第3现有例的复谐振动作原理，也如非专利文献2中指出的那样，在天线动作时，不平衡接地导体电流会逆流到相对于天线连接的不平衡供电电路的接地导体。天线的放射特性或输入阻抗特性取决于流过不平衡接地导体电流的不平衡供电电路的形状，例如为了把握特性而会依据连接于天线的同轴缆线的长度发生变化。尤其是放射特性根据外部电路的状况，将戏剧性地发生特性变化。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，并提供一种将单端开放缝隙天线作为基本结构的小型宽频带缝隙天线装置，其能够执行比以前更宽的频带动作，且除去了接地结构(即与外部电路的连接)引起的放射动作不稳定的因素，并实现了稳定动作。

本发明方式的缝隙天线装置具备：

接地导体，具有包含面向放射方向的第1部分、和上述第1部分以外的第2部分的周边；

单端开放缝隙，在上述接地导体中沿上述放射方向形成，以将上述接地导体周边的第1部分的中央设为开放端；

第1供电线路，构成为具备邻近于上述接地导体的带状导体，通过与上述缝隙至少一部分交叉，向上述缝隙供电高频信号；

第2供电线路，构成为具备邻近于上述接地导体的带状导体，连接于外部电路；和

信号处理部件，连接于第1及第2供电线路之间，连接于上述接地导体，包含有源元件，对发送接收的高频信号进行规定处理，其特征在于，

上述接地导体通过上述缝隙且相对与上述放射方向平行的轴对称地构成，在上述接地导体周边的第2部分中，在上述接地导体的对称轴上，具备连接于上述外部电路的接地的接地端子；

上述接地端子通过设置在上述接地导体的对称轴上，具有比上述接地导体的不平衡模式的阻抗高的输入输出阻抗。

在上述缝隙天线装置中，其特征在于：

上述第1供电线路以开放端终端；

在上述第1供电线路中，从上述开放端起、跨跃动作频带的中心频率的1/4有效波长长度的区域被构成为具有比50Ω高的特性阻抗的感性区域；

在上述感性区域的大致中央，上述第1供电线路与上述缝隙交叉。

另外，在上述缝隙天线装置中，其特征在于：

上述第1供电线路在上述缝隙附近的第1地点中，被分支成包含至少2条分支线路的分支线路群，将上述分支线路群中的至少2条分支线路在与上述第1地点不同的上述缝隙附近的第2地点相互连接，在上述第1供电线路中至少形成1条环路布线；

将上述至少1条环路布线的各环路长度中的最大值设定为在动作频带的上限频率下不足1个有效波长的长度；

上述分支线路群中、未形成上述环路布线而以开放端终端的全部分支线路的分支长度在上述动作频带的上限频率下不足1/4有效波长。

并且，在上述缝隙天线装置中，其特征在于：上述各环路布线与上述缝隙和上述接地导体的交界线交叉，上述缝隙在上述交界线和上述环路布线交叉的地点、即分别距上述缝隙的开放端具有不同距离的2点以上的地点被激振。

并且，在上述缝隙天线装置中，上述接地导体构成为在上述接地导体周边的第1部分中，从上述缝隙的开放端至上述周边的第1部分的两端的距离分别为上述缝隙谐振频率的1/4有效波长以上的长度，由此，上述接地导体以比上述缝隙谐振频率低的频率动作。

发明效果

根据本发明的宽频带缝隙天线装置，不仅可得到在现有的缝隙天线中难以实现的宽频带动作，还可除去通过与连接于天线的外部不平衡供电电路的连接所产生的放射特性的不稳定性，稳定动作。

附图说明

图1是表示本发明第1实施方式的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图2是图1的II-II线的剖视图。

图3是表示对图2的剖面结构的变形例结构的剖视图。

图4是图1的宽频带缝隙天线装置的高频信号处理电路301的框图。

图5是表示对图4的高频信号处理电路301的变形例的高频信号处理电路301a的框图。

图6是表示流入图1的宽频带缝隙天线装置的接地导体103的高频电流的模式图。

图7是表示平衡模式时的接地导体103的高频电流流向的模式图。

图8是表示不平衡模式时的接地导体103的高频电流流向的模式图。

图9是表示本发明第2实施方式的宽频带缝隙天线装置的结构的俯视图。

图10是在背面具有无限接地导体结构的一般高频电路结构中，具有通过环路布线分支信号布线的分支部的二电路模式图。

图11是在背面具有无限接地导体结构的一般高频电路结构中，具有通过前端开放短截线布线分支信号布线的分支部的二电路模式图。

图12是在背面具有无限接地导体结构的一般高频电路结构中，具有通过环路布线分支信号布线的分支部的二电路，尤其是第2路径极短地构成时的模式图。

图13是用于说明设置一般的传输线路时的接地导体的高频电流集中位置的剖面结构图。

图14是用于说明设置分支的传输线路时的接地导体的高频电流集中位置的剖面结构图。

图15是表示本发明第2实施方式的第1变形例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图16是表示本发明第2实施方式的第2变形例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图17是表示本发明第2实施方式的第3变形例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图18是表示本发明第2实施方式的第4变形例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图19是表示本发明第1实施例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图20是表示本发明第2实施例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图21是表示本发明第1及第2比较例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。

图22是表示在第1及第2实施例中，与Lc＝150mm时的频率相对应的反射损耗特性的曲线图。

图23是表示在第1及第2比较例中，与Lc＝150mm时的频率相对应的反射损耗特性的曲线图。

图24是在第2实施例中，在动作频率为3GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm时的放射特性图。

图25是在第2实施例中，在动作频率为3GHz的情况下、Lc＝0mm、150mm时的放射特性图。

图26是在第2实施例中，在动作频率为6GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm时的放射特性图。

图27是在第2实施例中，在动作频率为6GHz的情况下、Lc＝0mm、150mm时的放射特性图。

图28是在第2实施例中，在动作频率为9GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm时的放射特性图。

图29是在第2实施例中，在动作频率为9GHz的情况下、Lc＝0mm、150mm时的放射特性图。

图30是在第1比较例中，在动作频率为3GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm时的放射特性图。

图31是在第1比较例中，在动作频率为3GHz的情况下、Lc＝0mm、150mm时的放射特性图。

图32是在第1比较例中，在动作频率为6GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm时的放射特性图。

图33是在第1比较例中，在动作频率为6GHz的情况下、Lc＝0mm、150mm时的放射特性图。

图34A是表示一般的1/4有效波长缝隙天线(第1现有例)的结构的俯视图。

图34B是图34A的缝隙天线的剖视图。

图34C是通过透视对图34A的缝隙天线的背面的结构进行表示的模式图。

图35A是表示专利文献1中记载的1/4有效波长缝隙天线(第2现有例)结构的模式例。

图35B是表示在低频带下动作时的图34A的缝隙天线的模式图。

图35C是表示在高频带下动作时的图34A的缝隙天线的模式图。

图36是表示非专利文献1中记载的缝隙天线(第3现有例)的结构的俯视图。

图37是表示非专利文献2中记载的手机用天线的测定方法(第4现有例)的原理图。

符号说明

15供电点

101电介质基板

101a电介质层

103、103-1、103-2接地导体

105a1、105a2-X侧边

105b+X侧边

105c+Y侧边

105d-Y侧边

107开放端

111缝隙

113高频供电线路

117控制端子

117G接地端子

119开放终端点

121感性区域

123环路布线

125短路端

131、131a、131b、131c、131d接地导体中产生的高频电流的流动

135同轴缆线

135a内部导体

135b外部导体

141环路布线的最外侧点

201、203输入输出端子

205、207、209路径

213开放短截线

237、239接地导体和缝隙的交界线

301、301a高频信号处理电路

301G接地

302天线

303、303a、303b平衡供电线路

304控制线

305高频供电点

306高频开关IC

307带通滤波器

308、308a、308b平衡/不平衡变换电路

309接地电极

401带状导体

403、405带状导体的端部

407与带状导体的中央部对置的接地导体上的区域

413、415基于带状导体分支、接地导体中感应高频电流的区域

具体实施方式

下面，参照附图来说明本发明的实施方式。另外，在附图中，相同的符号表示相同的结构要素。

第1实施方式

图1是表示本发明第1实施方式的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图，图2是图1的II-II线的剖视图。在图1及其他俯视图中，通过透视(即以虚线)对基板101背面的结构进行表示。为了说明，参照各图示出的XYZ坐标。

本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置构成为，具备：具有包含面向放射方向(即-X方向)的第1部分、和除此以外的第2部分的周边的接地导体103；在接地导体103中沿放射方向形成以使接地导体103周边的第1部分的中央变成开放端107的单端开放缝隙111；构成为具备邻近于接地导体103的带状导体、与缝隙111至少一部分交叉后、向缝隙111供电高频信号的高频供电线路113；构成为具备邻近于接地导体103的带状导体、连接于外部电路的平衡供电线路303a、303b；和连接于高频供电线路113及平衡供电线路303a、303b之间、并连接于接地导体103、包含有源元件、对发送接收的高频信号进行规定处理的高频信号处理电路301。并且，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中，其特征在于，接地导体103穿过缝隙111且与放射方向相平行的轴对称地构成，在接地导体103周边的第2部分中，在接地导体103的对称轴上具备连接于外部电路的接地上的接地端子117G，接地端子117G通过被设置在接地导体103的对称轴上，具有比接地导体103的不平衡模式的阻抗高的输入输出阻抗，由此，可防止接地结构(即，连接至外部接地导体结构的接地端子位置)引起的放射动作不稳定。

参照图1，在电介质基板101的背面，形成具有有限面积和规定形状的接地导体103。接地导体103具备形成一端开放的缝隙111的1个边；和除此以外的其他多个边，实质上构成为多边形形状。在本实施方式的情况下，接地导体103是长方形，包含-X侧边105a1、105a2、+X侧边105b、+Y侧边105c、-Y侧边105d。在接地导体103的-X侧边的中点附近(即，-X侧边的第1部分105a1和第2部分105a2之间)，沿与上述边正交的方向(即，+X方向)将接地导体103切口，形成具有宽度Ws和长度Ls的矩形形状的缝隙111。因此，缝隙111的-X侧的端部构成为开放端107，+X侧的端部构成为短路端125。缝隙111用作具有1/4有效波长的单端开放的供电缝隙谐振器(缝隙天线模式)。在假定缝隙宽度Ws与缝隙长度Ls相比可忽视的情况下，缝隙111的谐振频率fs是有效波长的1/4相当于缝隙长度Ls时的频率。并且，在上述假设不成立的情况下，构成为考虑了缝隙宽度的缝隙长度(Ls×2+Ws)÷2相当于1/4有效波长。在本发明的各实施方式中，优选将缝隙111的谐振频率fs设定为动作频带(例如3.1GHz至10.6GHz)的中心频率f0左右。在电介质基板101的表面，形成沿与缝隙111实质上正交的方向(即Y轴方向)延伸、至少一部分与缝隙111上下交叉的高频供电线路113。高频供电线路113的一部分区域如后面详细描述的那样，构成为感性区域121。高频供电线路113构成为由接地导体103、电介质基板101表面的带状导体、和它们之间的电介质基板101构成的微波带线路，下面，在本说明书中，为了简化说明，仅将表面的带状导体称为高频供电线路113。由于来自缝隙111放射的主束方向是从缝隙111的短路端125指向面临开放端107的方向(即，-X方向)，所以在本说明书中将-X方向看作「前方」，将+X方向看作「后方」，并且，将Y轴方向称作宽频带缝隙天线装置的「宽度方向」。另外，在本说明书中，将沿厚度方向完全除去而构成接地导体103的导体层的结构定义为缝隙。即，不是在一部分区域削减接地导体103的表面，仅削减了厚度的结构。高频供电线路113连接于设置在电介质基板101表面的高频信号处理电路301，高频信号处理电路301如后面详细描述的那样，连接于宽频带缝隙天线装置的外部电路(未图示)。

在本说明书中，主要说明如图2所示，在电介质基板101的表面(即最上面)配置高频供电线路113，在电介质基板101的背面(即最下面)配置接地导体103的结构，但也可采用图3示出的不同结构替代图2的结构。图3是表示对图2的剖面结构的变形例的结构的剖视图。图3示出的宽频带缝隙天线装置除图2的结构外，还具备设置在接地导体103下面的电介质层101a。这样，也可在本实施方式的宽频带缝隙天线装置中采用多层基板，这时，也可将高频供电线路113、接地导体103之一、或这两个配置在基板的内层面。并且，对于高频供电线路113用作接地导体103的导体布线面在结构内不必限定为一个，也可构成为设置夹持形成高频供电线路113的层并对置的2个接地导体。即，本发明实施方式的宽频缝隙天线装置不是只采用微波带线路构成，既便在至少一部分采用了带状线路结构的电路结构的电路结构中，也可得到同样效果。另外，共面(coplanar)线路、接地共面(coplanar)线路结构也分别一样。

用作偶极天线的接地导体103

下面，对接地导体103的宽度方向的尺寸所要求的条件进行说明。接地导体103如上所述，是有限区域的导体结构，尤其是构成为在-X侧边中，包含从开放端107沿+Y方向仅延伸长度Wg1的部分105a；和从开放端107沿-Y方向仅延伸长度Wg2的部分105b。这里，-Y侧边105a、105b的长度Wg1、Wg2取在缝隙111的谐振频率fs下相当于1/4有效波长的长度Lsw以上的值。该条件是为了稳定缝隙天线模式的天线放射特性所需要的条件。

本发明实施方式的接地导体103通过将电路面积限定成有限值，还用作利用接地导体结构整体的接地导体偶极天线模式。在该接地导体偶极天线模式的情况下、或在基于缝隙111的缝隙天线模式的情况下，共同之处在于在缝隙111的短路端125中高频电流集中流过。因此，两个天线可一边使用共同的电路基板，一边同时提供共同的偏波特性的放射特性。并且，不仅缝隙天线模式的放射，而且该接地导体偶极天线模式的放射的主束方向也指向-X方向。因此，若使接地导体偶极天线模式的谐振频率fd与缝隙111的谐振频率fs不同，且设定得比频率fs稍低，则本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置的动作频带与仅使用缝隙天线模式的情况相比，可实现在低频侧显著扩大的特性。由于接地导体103在大致中央部具有缝隙111，所以延长接地导体偶极天线模式的谐振器的有效长度。因此，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中，在-X侧边的部分105a、105的长度Wg1、Wg2构成为相当于1/4有效波长的长度Lsw以上的值时，接地导体偶极天线模式的谐振频率fd必然比缝隙111的谐振频率fs低，并保证宽频带动作。这时，频率fd变成宽频带缝隙天线装置的动作频带的下限频率fL(例如，如上所述为3.1GHz)。将-X侧边的部分105a、105的长度Wg1、Wg2构成为极大的值，以使频率fd取比频率fs明显低的值，就小型化的方面而言并不现实。即，如果将-X侧边的部分105a、105的长度Wg1、Wg2都构成为长度Lsw以上的所需最低限的值，则能够以小型天线方式使接地导体偶极天线模式的谐振频率fd邻近于缝隙天线模式的动作频率。

导入高频供电线路113的感性区域121

如图1所示，在高频供电线路113上，将从该前端开放终端点119起相当于规定长度Lind的区域构成为利用具有比高频供电线路113的特性阻抗(即50欧姆)高的特性阻抗的布线形成的感性区域121。长度Lind具有在缝隙111的谐振频率fs(即，如上所述，等于宽频带缝隙天线装置的动作频带的中心频率f0)相当于1/4有效波长左右的值。即，感性区域121形成1/4有效波长谐振器，与缝隙111形成的1/4有效波长谐振器结合，形成复谐振化，结果，使作为缝隙111的缝隙天线模式的天线动作频带有效地增大。在感性区域121的纵向方向(即Y轴方向)的大致中央，感性区域121和缝隙111交叉。

另外，既便在第1现有例中将接地导体限定为有限的面积，但若未限定缝隙天线模式的动作频带自身，则明显难以确保与接地导体偶极天线模式的频带的连续性，不能得到与本发明实施方式的效果相同的效果。如上所述，通过在低频侧扩大缝隙天线模式的动作频带，在与接地导体偶极天线模式的动作频带连续的宽大的动作频带中实现天线动作。

高频信号处理电路301和外部电路的连接

高频信号处理电路301设置成在电介质基板101的表面，高频供电线路113和设置在电介质基板101表面的其他至少1个供电线路(在图1时，分别由二条平行的带状信号线路导体构成的平衡供电线路303a及303b)相互连接。后者的供电线路经设置在电介质基板101外缘的规定位置的高频供电点305，连接至处理高频信号的外部电路(未图示)。在本实施方式中，高频供电点305设置在电介质基板101的-Y侧边105d的大致中央。通过该结构，高频信号处理电路301对从外部电路经平衡供电303a及303b输入的发送信号执行规定的信号转换后输出至高频供电线路113，同时，对经高频供电线路113输入的接收信号进行规定信号转换后输出至平衡供电线路303a及303b。并且，高频信号处理电路301经基于贯通电介质基板101的通孔导体的接地电极309后，连接至接地导体103。由于接地导体103如上述那样，是长方形形状，所以穿过缝隙111且构成为与平行于放射方向(X轴方向)的轴相对称，在+X侧边105b的大致中央(即上述对称的轴上)具有接地端子117G。接地端子117G经同轴缆线135的外部导体135b连接至外部电路的接地。并且，高频信号处理电路301还根据需要连接至设置在电介质基板101表面的控制线304，控制线304延伸至设定在电介质基板101外缘的规定位置的控制端子117，并经控制端子117连接至外部电路。在本实施方式中，使控制端子117接近接地端子117G来进行设置，经将接地导体103与外部电路接地进行连接的缆线相同的同轴缆线135的内部导体135a，将控制线304连接至外部电路。在本实施方式中，平衡供电线路303a、303b及控制线304与高频供电线路113同样，构成为微波带线路。

高频信号处理电路301至少包含放大器或发送接收切换开关等有源元件。可经同轴缆线135及控制线304，由外部电路控制高频信号处理电路301内的有源元件。为了包含于高频信号处理电路301的有源元件正常动作，需要输入基准电位，因此，高频信号处理电路301经接地电极309、接地导体103及接地端子117G连接至外部电路的接地。因此，接地端子117G也可看作DC供电点。在本实施方式中，高频供电线路113为不平衡供电线路，由于连接于外部电路一侧的供电线路为平衡供电线路303a、303b，所以高频信号处理电路301还包含平衡/不平衡变换电路。并且，高频信号处理电路301除平衡/不平衡变换电路外，也可包含带通滤波器电路或频带阻止滤波器电路，并且，也可构成为包含有源元件、和以上所述的电路的一部分或全部的集成模块。

设置平衡供电线路303a、303b的高频供电点305的位置也可不必在电介质基板101的-Y侧边105d的中央，并且，设置控制端子117的位置也可不必在电介质基板101的+X侧边105b的中央。另一方面，设置接地端子117G的位置如以下说明的那样，必须在+X侧边105b的大致中央。

图4是图1的宽频带缝隙天线装置的高频信号处理电路301的框图。高频信号处理电路301具有图4内的以虚线包围的电路结构。并且，在图4内，所谓连接于高频供电线路113的「天线302」是概要显示在空间放射或接收高频信号的电路的最前端的符号。即，相当于图1的高频供电线路113的感性区域121。图4示出的高频信号处理电路301具有连接于1个天线302和2个系统的平衡供电线路303a、303b的结构，通过经控制线304由外部电路进行控制的高频开关IC306，将平衡供电线路303a、303b的任意一个连接至高频供电线路113。在高频信号处理电路301内，在平衡供电线路303a与高频开关IC306之间，设置平衡/不平衡变换电路308a，而另一方面，在平衡供电线路303b和高频开关IC306之间，串联地设置平衡/不平衡变换电路308b和带通滤波器307。高频信号处理电路301的接地301G，如上所述，经接地电极309连接至接地导体103。另外，图5是表示对图4的高频信号处理电路301的变形例的高频信号处理电路301a的框图。图5示出的高频信号处理电路301a具有连接于1个天线302和1个系统的平衡供电线路303的结构，在图5的结构中，在高频信号处理电路301a内，在高频供电线路113与平衡供电线路303之间，串联地设置带通滤波器307和平衡/不平衡变换电路308。图4示出的电路，例如可用于在经平衡供电线路303a传输发送信号的同时，经平衡供电线路303b传输接收信号，通过高频开关IC306将天线302共用于发送接受用的情况，并且图5示出的电路可用于将天线302使用于接收专用的情况。在图4及图5的任一情况下，由于高频信号的供电通过平衡供电线路303a、303b或303和外部电路的平衡线路(未图示)的连接来进行，并在高频供电点305中可设定为接地导体103与外部电路不连接，所以可避免后述的不平衡电流流出至外部电路，并可实现理想的高频信号的供电。

另外，设置在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置的高频信号处理电路不限定于图4及图5的例。图4的结构趋向时分多址方式(将发送和接收信号划分成小段时间后交互传输的方式)，但也可使用频分多址方式(划分发送和接收信号的频带后传输的方式)中利用的作为频率滤波器的双工器(duplexer)、或为了在多个通信方式下共用天线而使用的同向双工器(diplexer)，替代使用高频开关IC306。另外，可在高频信号处理电路内安装阻抗匹配电路。

在通过高频供电线路113激励缝隙111产生的缝隙天线模式中，在缝隙111的短路端125中共同产生高频电流。图6是表示流入图1的宽频缝隙天线装置的接地导体103的高频电流的模式图。如图6的箭头所示，产生的高频电流沿缝隙111和接地导体103的交界线流过，若到达开放端107，则沿接地导体103的外缘流过。这里，若将其他导体连接至接地导体103的外缘，则由于该连接的导体阻抗极低，所以很难防止高频电流流入连接的导体。但是，如上所述，在对称性高的位置配置接地端子117G，就是对以该不平衡模式流经接地导体103的高频电流(其具有不平衡模式的阻抗)实现极高的输入输出阻抗。另外，由于在将平衡供电线路303a、303b连接至外部电路的高频供电点305中，可设计成接地导体103与外部电路不连接，所以可避免高频供电点305的非平衡接地导体电流流出至外部电路。

图1示出的宽频缝隙天线装置结构内的接地导体103可看作将对称性高的有限接地导体对103-1、103-2在缝隙111的短路端125组合而成的导体结构。图7是表示平衡模式时的接地导体103的高频电流的流向的模式图，图8是表示不平衡模式时的接地导体103的高频电流的流向的模式图。在图7及图8中，将接地导体103中的高频电流的流向作为与各模式的供电结构的关系分别示意地进行了表示。在平衡模式中，等于向成对的接地导体103-1、103-2以反相供电从供电点15沿箭头方向流动的高频电流131a、131b，结果，等于在接地导体对的连接点、即缝隙111的短路端125中流过最强的同相高频电流。另外，在不平衡模式中，等于向成对的接地导体103-1、103-2以同相供电从供电点15(看作经规定阻抗R接地)沿箭头方向流动的高频电流131a、131b，结果，在接地导体对的连接点、即天线供电点15中，可使高频电流抵消。这意味着接地导体对103-1、103-2的结构的对称性越高，越将接地端子117G设置在接地导体103的对称点上，从接地端子117G至接地导体103的不平衡模式的输入输出阻抗越高。因此，根据本发明实施方式的接地端子117G的配置条件，既便将外部电路连接至接地导体103，也可避免不平衡接地导体电流逆流至外部电路。

另外，在第3现有例的1/2有效波长的缝隙天线中，在缝隙谐振器两端的短路点产生的高频电流只是沿缝隙外缘流过，而不会产生沿接地导体103外缘流过的电流。因此，沿接地导体103的外缘流过的不平衡接地导体电流产生的问题是在采用有利于小型化、宽频带化的单端开放缝隙谐振器进行不平衡供电时特有的问题。

另外，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中，缝隙111的形状不必是矩形，可置换成任意形状。尤其是，由于可通过将多个细且短的缝隙并联连接于主缝隙，可在电路上将串联的电感附加在主缝隙上，并可缩短主缝隙的缝隙长度，所以利于实用。另外，既便是在将主缝隙的缝隙宽度缩窄，弯曲成弯曲(meander)形状等谋求小型化的条件下，也可不改变本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置的宽频带化的效果。

另外，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中，高频供电点305和高频信号处理电路301之间的供电线路不限定于平衡供电线路，也可以是不平衡供电线路。既便是这种情况，也可通过将接地端子117G设置在接地导体103的+X侧边105b的大致中央，得到本发明实施方式的有利效果。

第2实施方式

下面，说明本发明第2实施方式的宽频带缝隙天线装置。图9是表示本发明第2实施方式的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。在第2实施方式中，其特征在于将图1的高频供电线路113的至少一部分区域(优选感性区域121)置换成环路布线123，由此，实现比第1实施方式的宽频缝隙天线装置更宽的宽频带化特性。

高频供电线路113在缝隙111附近的第1地点分支成包含至少2条分支线路的分支线路群，将这些分支线路群中的至少2条分支线路在与第1地点不同的缝隙111附近的第2地点相互连接，在高频供电线路113中形成至少1个环路布线。

如图9所示，在本实施方式的宽频带缝隙天线装置中，高频供电线路113的感性区域121在与缝隙111交叉的位置附近被置换成环路布线123。因此，环路布线123与沿缝隙111的纵向方向(即X轴方向)的缝隙111及接地导体103间的+Y侧的交界线237和-Y侧的交界线239的至少一方交叉。构成为环路布线123的环路长度L1o在宽频带缝隙天线装置的动作频带的上限频率fH(例如，如上述，为10.6GHz)下不足有效波长的1倍。即，将环路布线123的谐振频率f1o设定得比频率fH高。并且，不仅构成为高频供电线路113包含环路布线123，也可构成为分支高频供电线路113的一部分，形成开放短截线，这时，该短截线构成为长度相当于动作频带的上限频率fH时不足1/4有效波长的长度。即，将开放短截线的谐振频率fst设定得比频率fH高。这样，在第2实施方式中，通过在感性区域121中从高频供电线路113分支布线，虽将戏剧性地改善宽频带缝隙天线装置的频带特性，但该特性改善没有积极地利用分支后的布线单独的谐振现象，而是利用了通过将缝隙111与环路布线123的组合而首次发现的现象。

本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置上的环路布线123同时完成使缝隙111的激励位置增大到多个、和调整输入阻抗匹配电路的电长度的两个功能，实现天线动作的超宽频带化。下面，详细说明环路布线123实现的功能。

这里，首先，参照图10，对在背面假定了无限面积接地导体的一般的高频电路中使用环路布线结构时的高频特性进行说明。图10表示将由具有路径长度Lp1的第1路径205和具有路径长度Lp2的第2路径207构成的环路布线123连接在输入端子201及输出端子203之间的电路模式图。在路径长度Lp1及路径长度Lp2的和对于传输信号而言相当于有效波长的1倍的条件下，环路布线123变成谐振状态，在该条件下，环路布线123用作环形谐振器。但是，由于在路径长度Lp1及Lp2的和比传输信号的有效波长短时未表示出急剧的频率响应，所以在通常的高频电路中不必积极地使用环路布线123。这是因为在具有无限面积的均匀接地导体的一般高频电路中，在非谐振频带中，伴随环路布线123的导入的局部高频电流分布变动作为宏观的高频特性被平均化。

另外，如图9所示，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中导入环路布线123将提供在上述通常的高频电路中未得到的特有效果。环路布线123与缝隙111和接地导体103的交界线237、239交叉，缝隙111处在交界线237、239和环路布线123交叉的地点、即在距缝隙111的开放端107分别具有不同距离的2点以上的地点被激振。详细地说，接地导体103上的高频电流沿环路布线123的第1路径205导向131c的方向，沿环路布线123的第2路径207导向131d侧。作为结果，可在接地导体103上的高频电流的流向中产生131c和131d等不同的路径，并可在多个位置激振缝隙111。在接地导体103中使高频电流分布在缝隙111附近局布地变化，就是调制缝隙天线模式的谐振特性，并戏剧性地扩大同一模式下的天线动作频带。

若在图13及图14中示意地表示说明传输线路剖面结构，则在图13的一般的传输线路中，高频电流集中分布的部位在带状导体(即供电线路)401侧是布线端部403、405，在接地导体103侧是与带状导体401中央部对置的区域407。因此，仅在缝隙111附近增大高频供电线路113的带状导体的宽度，而不在接地导体103侧的高频电流分布中引起大的变化。如图14所示，可通过将带状导体分支成二条路径205、207之后，才在分别与各路径205、207对置的不同的接地导体区域413、415中，使高频电流分离分布。

另外，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中重新导入后的环路布线123不仅实现将缝隙111的激振位置增至多个的功能，还具有调整高频供电线路113的电长度的功能。导入环路布线123引起的高频供电线路113的电长度的变动使高频供电线路113的谐振状态再转变成复谐振状态，进一步提高了本发明实施方式的动作频带的扩大效果。即，通过将环路布线123导入缝隙111附近，构成环路布线123的二条路径205、207中通过电长度短的路径时和通过电长度长的路径时的电长度差异是在2个以上数量的多个频率下引起缝隙111和感性区域121结合后得到的谐振现象，并将已经得到的宽频带阻抗匹配条件进一步宽频带化。

如上所述，利用复谐振化缝隙111自身所具有的谐振现象的第1功能、与复谐振化在缝隙111中结合的高频供电线路113的谐振现象的第2功能的组合，本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置可在比现有的缝隙天线装置更宽的频带内动作。

在本实施方式中，就接地导体103上的高频供电点305、控制端子117及接地端子117G的配置而言，与第1实施方式的宽频带缝隙天线装置相同。

但是，关于环路布线123，为了维持宽频带的阻抗匹配特性，环路布线123将产生在单独不谐振的条件下使用的制约。若以图10示出的环路布线123为例，则构成为作为路径长度Lp1与Lp2之和的环路长度Lp在动作频带的上限频率fH下不足有效波长的1倍。在结构内存在多个环路布线的情况下，在内部不包含其他小环路的环路布线中，最大的环路布线需要满足上述条件。

另一方面，与环路布线相比，作为更一般的高频电路，具有图11示出的开放短截线。图15是表示本发明第2实施方式的第1变形例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。如图15所示，从本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置的高频供电线路113分支的布线中，有几个采用开放短截线213的结构即可。但是，出于本发明的目的，从宽频带特性的观点出发，使用环路布线比使用开放短截线更有利。由于开放短截线213是1/4有效波长谐振器，所以构成为既便短截线长度Lp为最长时，也相当于频率fH时不足1/4有效波长的长度。图12示出环路布线123的极端例，并说明与开放短截线213相比较的环路布线123的优点。若在环路布线123中将一方的路径长度Lp2极端缩小，则环路布线123在外观上无限接近于开放短截线213。但是，在路径长度Lp2接近于0时的环路布线123的谐振频率是有效波长相当于另一方的路径长度Lp1时的频率，开放短截线213的谐振频率是有效波长的1/4相当于开放短截线213的路径长度Lp3时的频率。假设若在环路布线123的路径长度Lp1的一半与开放短截线213的路径长度Lp3相等的条件下比较两个结构，则环路布线123最低程度的谐振频率相当于短截线布线213的最低程度的谐振频率的2倍。如上所述，作为在宽动作频带内用于避免无用的谐振现象的供电线路结构，若换算成频带，则环路布线123为开放短截线213的2倍有效。并且，由于在图11的开放短截线213的开放终端点119，在电路上开放，所以不流过高频电流，因此，既便假设在缝隙111的附近配置开放终端点119，与缝隙111的电磁结合也难以产生。另外，如图12所示，环路布线123的一点213c在电路上绝对不开放，一定流过高频电流，如果配置至缝隙111附近，则容易电磁结合到缝隙111。从该点出发，本发明的目的中，采用环路布线比采用开放短截线更有利。

通过上述说明，说明为了宽频带化本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置，不采用线路宽度宽的线路、或开放短截线，导入环路布线是最有效的。

图16是表示本发明第2实施方式的第2变形例的宽频带缝隙天线装置的结构的俯视图。图12的变形例表示高频供电线路113的分支线路部的分支条数是3的情况。如果将路径209插入路径205、207的中间，则形成由路径205及209构成的环路布线和由路径207及209构成的环路布线，替代由原来的路径205及207构成的环路布线。构成为这些环路布线的各环路长度中的最大值在宽频带缝隙天线装置的动作频带的上限频率下不足1个有效波长的长度。根据本变形例的结构，由于与图9相比，环路布线的路径长度被缩短，可提高环路布线的谐振频率，所以从动作频带扩大的方面出发是有效的。

虽然分支高频供电线路113的分支线路的条数为3条以上的值也无妨，但与分支成二条时的特性相比，不能期望动作频带显著地扩大。这是因为在分支成多个的分支线路群中，仅两端路径205、207的高频电流的分布强度高，流入布线在两者间的路径209的高频电流的强度不强。但是，由于通过在路径205、207中间插入路径209，可提高由路径205、207构成的环路布线的谐振频率，所以就动作频带扩大的方面而言是有效的。

图17是表示本发明第2实施方式的第3变形例的宽频带缝隙天线装置的结构的俯视图，图18是表示本发明第2实施方式的第4变形例的宽频带缝隙天线装置的结构的俯视图。参照图17及图18，说明环路布线123和缝隙111的位置关系。

作为环路布线123和缝隙111的配置关系，如果是环路布线123处于缝隙111附近的条件，则可得到本发明实施方式的效果。最好如图9所示，环路布线123的路径205、207与沿缝隙111的纵向方向的+Y侧的交界线237和-Y侧的交界线239的至少一个交叉。但是，如图17及图18的变形例所示，既便构成为环路布线123不与缝隙111和接地导体103的交界线237、239之一交叉，也可得到本发明实施方式的效果。这是因为在激振缝隙111的高频电流中，仅第1路径205与第2路径207的路径差产生相位差，并产生使输入阻抗匹配条件转到更宽频带的效果。严格地说，只要是环路布线123最外侧(即+Y侧)的点141与交界线237(或239)之间的间隔不足高频供电线路113的布线宽度的一倍的状态即可。这是因为如果构成为上述间隔比高频供电线路113的布线宽度还短，则对应于流入带状导体两端的高频电流的相位差，在流入接地导体103侧的局部的高频电流间产生的相位差不会消失。

在感性区域121内形成环路布线123。优选构成为环路布线123的布线宽度与感性区域121的高频供电线路113的布线宽度相同或更细。也可形成多个环路布线。既可将设置的多个环路布线彼此串联连接，也可并联连接。既可将二个环路布线直接连接，也可经任意形状的传输线路间接地连接。

另外，在本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置中，接地端子117G的接地导体103和外部电路的连接不限定仅在电介质基板101的背面进行。即，也可在电介质基板101的表面，在+X侧边的大致中央设置接地端子，通过由从电介质基板101的表面贯通至背面的通孔导体将接地端子连接至接地导体103，从电介质基板101表面的接地端子连接至外部电路。既便在上述的结构中，本发明的有利效果也不会消失。倒是，由于在电介质基板101的表面可连接高频信号导体、接地导体，所以还可将本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置表面安装到外部安装基板。

实施例

为了明确本发明的各实施方式的效果，通过市场上出售的电磁场解析模拟装置解析了本发明实施例的缝隙天线装置及比较例的缝隙天线装置的输入阻抗特性、放射特性。图19是表示本发明第1实施例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图，图20是表示本发明第2实施例的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。图21是表示本发明第1及第2比较例(如后述那样，图19内的距离Lm不同)的宽频带缝隙天线装置结构的俯视图。表1表示本发明第1及第2实施例中共同的电路基板的设定参数。另外，表2表示第1及第2比较例中共同的电路基板的设定参数。

[表1]

电介质基板101的材料	FR4
		电介质基板101的厚度H	0.5mm
电介质基板101的纵深D	12mm
		电介质基板101的宽度W	30mm
布线的厚度t	0.04mm
		缝隙长度Ls	9mm
缝隙宽度Ws	2.4m
		-X侧的边的部分105a1、105a2的长度Wg1、Wg2	13.8mm
高频供电线路113的宽度W1	0.95mm
		感性区域121的宽度W2	0.4mm

平衡供电线路303的线路宽度W4	0.9mm
		平衡供电线路303的线路间隔d3	1.2mm
高频供电线路113距开放端107的距离d2	6mm
		感性区域121的长度Lind	9mm
无供电缝隙谐振器的宽度Was	0.5mm
		无供电缝隙谐振器的开放端距-X侧的边的距离Das	3mm

[表2]

电介质基板101的材料	FR4
		电介质基板101的厚度H	0.5mm
电介质基板101的纵深D	12mm
		电介质基板101的宽度W	30mm
布线厚度t	0.04mm
		缝隙长度Ls	9mm
缝隙宽度Ws	2.4mm
		-X侧的边的部分105a1、105a2的长度Wg1、Wg2	13.8mm
高频供电线路113的宽度W1	0.95mm
		平衡供电线路303的线路宽度W4	0.9mm
平衡供电线路303的线路间隔d3	1.2mm
		高频供电线路113距开放端107的距离d2	6mm

在第2实施例中，环路布线的宽度W3是0.25mm，环路布线123的路径间的距离doff是1.4mm。并且，在第1比较例中，距高频供电线路113的前端开放终端点119的缝隙111的偏移距离Lm是4.5mm，在第2比较例中距离Lm是9mm。分别在实施例及比较例中，假定作为将接地导体103的连接端子117G与外部电路的接地进行连接的同轴缆线135的外部导体135b，将规定长度Lc的铜线(下面称为铜线135)连接至连接端子117G，使铜线135的长度Lc变化成0mm、50mm及150mm后进行解析。在将铜线135的长度Lc设定为50mm、及150mm时，假定由铜线135的前端进行理想的DC供电(接地)，由此，对包含了作为不平衡供电电路连接的长度Lc的铜线135对特性造成的影响的缝隙天线装置的动作稳定性、宽频带性进行分析。并且，在将铜线135的长度Lc设定为零时，进行了假定在接地端子117G进行理想的DC供电(接地)的分析。

在全部的缝隙天线装置中，以在相同尺寸的电路基板上的制作为前提，设定了条件。导体图案为假定厚度40微米的铜布线，并考虑为可由湿式蚀刻形成的精度范围。

图中，在示出为高频供电点305的部位，假定了向平衡供电线路303进行以微分模式的输入阻抗100欧姆的差动供电的设定。在图19及图20示出的实施例中，由于将接地导体103的接地端子117G设置在+X侧边的大致中央，所以铜线135的定位方向为X轴方向，另外，在图21示出的比较例中，由于将接地端子117G配置在电介质基板101的-Y侧边，所以铜线135的定位方向为Y轴方向。另外，高频信号处理电路301包含作为无源电路的平衡/不平衡变换电路，并按每个频率假定了理想的电路特性。高频信号处理电路301的大小和电极图案按照面向近距离超宽频带无线通信进行市场出售的平衡/不平衡变换电路的产品规格，设计了包含基于通孔导体的接地电极309。

图22是表示在第1及第2实施例中，对Lc＝150mm时的频率的反射损耗特性的曲线图，图23是表示在第1及第2比较例中，对Lc＝150mm时的频率的反射损耗特性的曲线图。若参照图22，则第1实施例在从3.2GHz至11GHz以上，维持了-7.5dB以下的低反射特性。并且，第2实施例示出在3.1GHz至11GHz以上的全频带中，反射损耗为-10dB以下的宽频带的低反射特性。另外，若参照图23，则在第1比较例中，在3.04GHz至3.73GHz的20％比频带范围内，反射损耗低于-10dB，在2.9GHz至4.3GHz，反射损耗低于-7.5dB，但在6.3GHz，反射损耗达到-4.9dB从而未能得到宽频带特性。在第2比较例中，在2.5GHz至8GHz，反射损耗为-3dB至-4dB左右从而未能得到低反射特性。如果将图22示出的本发明的实施例与图23示出的比较例进行比较则可知，无论第1及第2实施例都实现了动作频带的宽频带化。另外，铜线135的长度Lc的改变对输入阻抗产生的影响，无论在实施例还是比较例中都几乎消失。

图24至图29表示第2实施例的放射特性图。图24及图25是在动作频率为3GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm、150mm时的放射特性图。图26及图27是在动作频率为6GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm、150mm时的放射特性图。图28及图29是在动作频率为9GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm、150mm时的放射特性图。在图24至图29中以细线示出的数据是用于比较而示出的铜线135的长度Lc为零时的放射特性。根据图24至图29，在第2实施例中实现了几乎不取决于铜线135的长度Lc的稳定的放射特性，并确认到实现了本发明的目的。与第1实施例相同，得到不取决于铜线135长度Lc的稳定的放射特性。并且，在第1及第2实施例中，在动作全频带中，就包含XZ面上的放射特性的全部放射特性而言，可得到同样的效果。

下面，图30至图33示出第1比较例的放射特性图。图30及图31是在动作频率为3GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm、150mm时的放射特性图。图32及图33是在动作频率为6GHz的情况下、Lc＝0mm、50mm、150mm时的放射特性图。图30至图33中以细线示出的数据是用于比较而示出的铜线135的长度Lc为零时的放射特性。从图30至图33可知，在比较例中，认识到在全部的频率中、放射特性很大程度上取决于外部电路铜线135的长度Lc的倾向。若可避免作为本发明的目的的不平衡接地导体电流的不良影响，则3个放射特性本应一致，但依据铜线135长度Lc，却得到完全不同的特性。

如上所述，根据本发明实施方式的宽频带缝隙天线装置，可防止接地结构引起的放射动作不稳定。

产业上的可利用性

本发明的宽频带缝隙天线装置可不使电路占有面积、制造成本增大地使阻抗匹配频带扩大，所以能够以简易的结构实现以往若不搭载多个天线则不能实现的高功能终端。并且，可对利用比现有更大的宽频带的UWB系统的实现作出贡献。并且，由于可不使用芯片部件来扩大动作频带，所以也可用作对制造时的误差耐性强的天线。并且，在比缝隙天线模式的频带更低的频域中，由于以与缝隙天线模式时相同的偏波特性、即接地导体偶极天线模式动作，所以可用作小型宽频带缝隙天线装置。并且，即便在通过无线发送接收数字信号等、需要超宽频带的频率特性的系统中也可用作小型天线。无论在任何时候，均可提供当安装于终端时、既便将不平衡供电电路连接至该缝隙天线装置也可维持稳定的放射动作的良好特性。

Claims (5)

1.一种缝隙天线装置，具备：

接地导体，其具有包含面向放射方向的第1部分、和所述第1部分以外的第2部分的周边；

单端开放缝隙，其在所述接地导体中沿所述放射方向形成，以使所述接地导体周边的第1部分的中央成为开放端；

第1供电线路，其构成为具备邻近于所述接地导体的带状导体，通过与所述缝隙至少一部分交叉，并向所述缝隙供电高频信号；

第2供电线路，其构成为具备邻近于所述接地导体的带状导体，并连接于外部电路；和

信号处理部件，其连接于第1及第2供电线路之间，并连接于所述接地导体，包含有源元件，对发送接收的高频信号进行规定处理，

所述接地导体穿过所述缝隙且构成为与平行于所述放射方向的轴相对称，在所述接地导体周边的第2部分中，在所述接地导体的对称轴上，具备连接于所述外部电路的接地的接地端子；

所述接地端子通过设置在所述接地导体的对称轴上，具有比所述接地导体的不平衡模式的阻抗高的输入输出阻抗，

所述缝隙构成为：当所述缝隙长度设为Ls、且所述缝隙宽度设为Ws时，(Ls×2+Ws)÷2相当于1/4有效波长。

2.根据权利要求1所述的缝隙天线装置，其特征在于：

所述第1供电线路以开放端终结；

在所述第1供电线路中，从所述开放端起、在动作频带的中心频率的1/4有效波长整个长度的区域被构成为具有比50Ω高的特性阻抗的感性区域；

在所述感性区域的大致中央，所述第1供电线路与所述缝隙交叉。

3.根据权利要求1或2所述的缝隙天线装置，其特征在于：

所述第1供电线路在所述缝隙附近的第1地点，被分支成包含至少2条分支线路的分支线路群，并将所述分支线路群中的至少2条分支线路在与所述第1地点不同的所述缝隙附近的第2地点相互连接，在所述第1供电线路中至少形成1条环路布线；

将所述至少1条环路布线的各环路长度中的最大值设定为在动作频带的上限频率下不足1个有效波长的长度；

所述分支线路群中，未形成所述环路布线而以开放端终结的全部分支线路的分支长度在所述动作频带的上限频率下不足1/4有效波长。

4.根据权利要求3所述的缝隙天线装置，其特征在于：

所述各环路布线与所述缝隙和所述接地导体的交界线交叉，所述缝隙处在所述交界线和所述环路布线交叉的地点，在距所述缝隙的开放端分别具有不同距离的2点以上的地点被激振。

5.根据权利要求1所述的缝隙天线装置，其特征在于：

所述接地导体构成为在所述接地导体周边的第1部分中，从所述缝隙的开放端至所述周边的第1部分的两端的距离分别为在所述缝隙谐振频率下的1/4有效波长以上的长度，由此，所述接地导体以比所述缝隙谐振频率低的频率动作。

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