JPWO2005019851A1 - 磁気センサ - Google Patents

Abstract

パルス電流を通電するアモルファスワイヤからなる感磁体１１と感磁体１１の周囲に巻回した検出コイル１２とパルス電流の遮断時に検出コイル１２に誘起する電圧を検出するサンプルホールド回路とからなり、サンプルホールド回路は、電子スイッチＳ３１、コンデンサＣ３２、抵抗Ｒ３２、抵抗Ｒ３３及び高入力抵抗増幅器３１からなるサンプルホールド部Ｂ３１と、電子スイッチ３１の制御端子に接続された抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ３１による遅延回路とを有している。

Description

本発明は微小磁界を計測するための高精度な磁気センサに関するものである。

従来の磁気インピーダンス素子による磁気センサとしては、例えば、アモルファスワイヤの外周にコイルを巻回したものがある。このような磁気センサでは、例えば、アモルファスワイヤに立ち上がり時間５ｎｓのパルス電流を通電したときにコイルに誘起する振動波形の第１パルスを抽出することにより、外部磁界Ｈ_ｅｘに比例して高感度に変化する電圧を得ようとしている（例えば、特許文献１参照。）
また、特許文献１は、アモルファスワイヤに帰還コイルを巻回するとともに帰還回路を設け、その帰還コイルにセンサ出力電圧に比例した負帰還電流を常時流して負帰還を行なうことにより、直線性のよいヒステリシスのない高精度の磁界センサ特性を得ることができる旨を開示している。

特開２０００−２５８５１７号公報

しかしながら、前記従来の磁気センサでは、次のような問題があった。すなわち、前記従来の磁気センサでは、精度を向上するには、例えば、前記のような帰還回路等が必要となり回路構成が複雑となって大型化するおそれがある。また、例えば、前記のような帰還回路を省略すると、十分な精度が得られないおそれがあるという問題がある。
特に、例えば、携帯電話や携帯端末機器などに組み込む方位計測用の磁気センサとしては、シンプルな回路構成により高精度な方位計測が可能であることが強く求められており、前記従来の磁気センサでは、その要求に十分に対応できないおそれがあった。

本発明は、外部磁界の作用により電磁気特性が変化する感磁体と、該感磁体に通電電流を供給する駆動回路と、前記感磁体の周囲に巻回した検出コイルと、前記検出コイルに誘起する電圧の大きさである誘起電圧値を計測するサンプルホールド回路とを有してなり、
該サンプルホールド回路は、前記駆動回路による前記通電電流の遮断に同期して前記誘起電圧値を計測するように構成してあることを特徴とする磁気センサにある。

ここで、感磁体であるアモルファスワイヤに瞬間的に電流を流すとアモルファスワイヤに巻回した検出コイルに、アモルファスワイヤに作用する外部磁場の大きさに対応する電圧が誘起されることが知られている。

例えば、図１３Ａ及び図１３Ｂは、アモルファスワイヤの周囲に検出コイルを巻回した磁気検出部について、作用する外部磁界が−２ガウスのときの動作例を示すものである。
図１３Ａはアモルファスワイヤを駆動する電流波形の一例で、３５ｎｓ（ナノ秒）の通電時間を所定の周期で繰り返す。図１３Ｂは検出コイルに誘起する電圧を示す。例えば、図１３Ａのパルス電流が立ち上がるときには図１３Ｂに示す正の減衰振動電圧Ｑ１が検出コイルに現れ、パルス電流が立ち下がるときには逆に負の減衰振動電圧Ｑ２が現れる。この減衰振動電圧の大きさ及び正負の極性は、外部磁界の大きさおよび外部磁界の方向と、アモルファスワイヤの軸方向とがなす角との関係によりベクトル的に決まる。従って、この減衰振動電圧から外部磁界の大きさを測定することができる。

しかし、検出コイルを巻回したアモルファスワイヤに作用する磁界を±３Ｇ（ガウス）の範囲で変化した際、パルス電流の立ち上がり時に検出コイルに誘起される減衰振動電圧の最大値であるｐ１の電圧は、図１４に示すごとく変化する。同図から知られるように、約８％の非直線性と約６％のヒステリシスの誤差を生じている。それ故、パルス電流の立ち上がり時に前記電圧ｐ１を計測する外部磁界の計測方法は、高精度が要求される方位計測には不都合である。

そこで、本発明者らは、アモルファスワイヤをパルス電流で駆動したときに、前記検出コイルに誘起する電圧と外部磁界の大きさとの関係（図１３Ａ及び図１３Ｂ参照。）について鋭意研究し、得られた知見から次の発明に至った。

本発明は、パルス電流を通電するアモルファスワイヤからなる感磁体と該感磁体の周囲に巻回した検出コイルと前記パルス電流の遮断に同期して前記コイルに誘起する電圧を検出するサンプルホールド回路からなることを特徴とする。図１３Ｂにおいて前記アモルファスワイヤに通電するパルス電流を遮断による立ち下がり時の電流変化によって検出コイルに誘起される減衰振動電圧Ｑ２をサンプルホールド回路により検出する。これにより、非直線性及びヒステリシスの特性が改善され、精度が良好となる。

本発明の磁気センサでは、例えば、前記のような帰還回路を省略しても十分な精度を確保することができる。それ故、この磁気センサでは、回路構成をシンプルにでき、小型化、薄型化等が可能である。さらに、常時通電が必要な前記帰還回路を省略すれば、電力消費を抑制することができる。

［図１］実施例１における、磁気センサの回路図である。
［図２］実施例１における、外部磁界対検出コイルの最大電圧値の特性図である。
［図３］実施例２における、磁気センサの回路図である。
［図４Ａ］実施例２における、パルス電流を流す時間対アモルファスワイヤの電流の特性図である。
［図４Ｂ］実施例２における、パルス電流を流す時間対検出コイルの電圧の特性図である。
［図５］実施例２における、外部磁界対検出コイルの最大電圧値の特性図である。
［図６Ａ］実施例３における、パルス電流の時間変化を示すグラフである
［図６Ｂ］実施例３における、パルス電流に対する検出コイルの電圧変化を示すグラフである。
［図７］実施例４における、磁気センサの回路図である。
［図８］実施例４における、パルス電流の変化を示すグラフである。
［図９］実施例５における、磁気インピーダンス素子の正面図である。
［図１０］実施例５における、磁気インピーダンス素子を示す図のＡ−Ａ’線に沿う断面概念図である。
［図１１］実施例５における、溝内の螺旋状の検出コイルの配設形態を示す斜視図である。
［図１２］実施例５における、外部磁界（Ｇ）に対する検出コイルの最大電圧値（Ｖ）の関係を示す特性図である。
［図１３Ａ］アモルファスワイヤの通電電流の時間変化を示すグラフである。
［図１３Ｂ］磁気検出部に作用する外部磁界が−２Ｇ（ガウス）のとき、検出コイルの電圧の時間変化を示すグラフである。
［図１４］外部磁界（Ｇ）に対して、パルス電流の立ち上がりに同期して計測した検出コイルの最大電圧値（Ｖ）の関係を示す特性図である。
［図１５］従来技術の磁気インピーダンス素子の一例を示す図である。

符号の説明

１０ 電極配線基板
１１ アモルファスワイヤ
１２、３０ 検出コイル
２ パルス発生器
２０ 感磁体
３１、３２ コイル部
４０ 絶縁物（樹脂）
９０ 溝

本発明においては、前記サンプルホールド回路は、前記通電電流の遮断による前記誘起電圧値の時間的変化である減衰振動波形において、時間的に最初のピーク値を計測するように構成してあることが好ましい。
前記サンプルホールド回路を用いて、前記誘起電圧の最初のピーク値を検出する場合には、図１３Ｂに示すごとく、前記の減衰振動電圧Ｑ２のピーク値ｐ２を検出でき、前記磁気センサの高感度化が可能となる。

また、前記サンプルホールド回路は、前記駆動回路による前記通電電流の遮断に対する所定のタイミングを記憶する時間記憶手段を有し、前記通電電流の遮断に対して前記所定のタイミングで同期して前記誘起電圧値を計測するように構成してあり、
前記所定のタイミングは、略ゼロの磁界強度の外部磁界中に保持した前記感磁体への前記通電電流を遮断する際、減衰振動する前記誘起電圧値が時間的に最初にゼロクロスするタイミングであることが好ましい。

ここで、前記ゼロクロスするとは、減衰振動する前記誘起電圧値が正値（負値）から負値（正値）へ正負反転することをいう。
作用する外部磁界が略ゼロであっても、前記感磁体への前記通電電流を遮断する際には、前記検出コイルに電圧が誘起される。この誘起電圧は、前記検出コイルと前記感磁体との間の電磁誘導等によるものであり、外部磁界とは無関係に発生する。
そして、減衰振動する前記誘起電圧値がゼロクロスするタイミングとは、外部磁界とは無関係に検出コイルに発生する誘起電圧値がゼロとなるタイミングである。

前記磁気センサでは、減衰振動する前記誘起電圧値が時間的に最初にゼロクロスするタイミングを前記所定のタイミングとして記憶しておき、この所定のタイミングで同期して前記サンプルホールド回路を動作させて外部磁界の計測を行う。そのため、前記検出コイルと前記感磁体との間の電磁誘導等により、外部磁界とは無関係に発生する電圧成分が、誤差成分として混入するおそれが少ない。それ故、前記磁気センサによれば、外部磁界の作用により発生する前記誘起電圧値を高精度に計測することができる。

なお、前記時間記憶手段としては、例えば、コイル、抵抗、コンデンサを適宜、選択的に組み合わせた遅延回路として構成することができる。あるいは、マイコンのタイマー機能等を利用して前記時間記憶手段を構成することもできる。

また、前記駆動回路は、前記磁気センサで検出する最小磁界強度の外部磁界が前記感磁体に作用したときに前記サンプルホールド回路が計測する前記誘起電圧値である最小電圧値を記憶する電圧記憶手段を有し、かつ、前記誘起電圧値が前記最小電圧値の５％以下の電圧範囲に収束した状態で前記通電電流を遮断するように構成してあることが好ましい。

前記誘起電圧値が前記の電圧範囲に収束した状態で、前記通電電流を遮断すれば、その後、前記サンプルホールド回路を用いて前記誘起電圧値を精度良く計測することができる。
なお、前記誘起電圧値が収束している状態とは、前記通電電流の立ち上がりにより前記検出コイルに誘起される減衰振動電圧が前記電圧範囲内に収まっている状態をいう。

さらになお、前記電圧記憶手段としては、例えば、ダイオードとＣＲ回路とを組み合わせた包絡線検波回路に前記誘起電圧値を入力し、この包絡線検波回路の出力電圧値としきい値とを比較することにより収束を調べるように構成することができる。あるいは、前記誘起電圧値のピーク値をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路を追加して、この第２のサンプルホールド回路が計測した電圧としきい値との比較を行うことにより収束を調べるように構成することもできる。

また、前記駆動回路は、前記通電電流としてパルス状の電流変化を前記感磁体に作用するように構成してあると共に、前記通電電流の大きさを所定電流値に高めるまでに要する立ち上がり時間が、該所定電流値の前記通電電流を遮断する遮断時間の３倍以上３０倍以内となるように構成してあることが好ましい。
この場合には、前記遮断時間の３倍以上の前記立ち上がり時間を設定することで、前記通電電流の遮断による前記誘起電圧値に比べて前記通電電流の立ち上がりによる誘起電圧値を抑制することができる。そして、立ち上がり時の誘起電圧値を抑制すれば、計測する誘起電圧値に対する相対的な影響を抑制でき、前記磁気センサによる計測精度を高めることができる。

なお、ここで、立ち上がり時間とは、通電電流が所定電流値の１０％から９０％に立ち上がるのに要する時間をいい、遮断時間とは、通電電流が前記所定電流値の９０％から１０％に立ち下がるのに要する時間をいう。なおここで、前記所定電流値とは、遮断する際の前記通電電流の大きさをいう。

また、前記駆動回路は、前記通電電流の供給源である電気エネルギーを蓄えるコンデンサと、該コンデンサと前記感磁体との間の電気的な経路に配置した電子スイッチとを含み、かつ、
前記コンデンサから前記感磁体に向けて供給する前記通電電流を、前記電子スイッチを用いて遮断するように構成してあることが好ましい。
この場合には、コンデンサと電子スイッチとからなる駆動回路を用いることにより、前記の感磁体のパルス電流を遮断するときの電流変化率を大きくでき、前記磁気センサの検出感度を一層、高めることが可能となる。

また、該磁気センサは、一方向に延在する溝を形成した電極配線基板を有し、該溝が、電気的な絶縁性を備えた絶縁体を充填されるように構成されており、
前記感磁体は、前記溝の溝方向に沿って前記絶縁体を貫通するように配置したアモルファスワイヤであり、
前記検出コイルは、前記溝の内周面である溝面に配設した一方のコイル部と、前記溝の上面に当たる前記絶縁体の外表面である溝上面に配設した他方のコイル部とを組み合わせて螺旋状の電気的な経路を形成したものであることが好ましい。

この場合には、前記溝の内周面に形成した一方のコイル部及び、溝の上面に形成した他方のコイル部を組み合わせた前記検出コイルと、前記溝内の絶縁体を貫通する前記アモルファスワイヤとを組み合わせて構成することで、前記磁気センサの小型化が可能になる。
例えば、小型電子機器である携帯電話や携帯端末機器では、方位計測用の磁気センサの小型化、薄型化が強く求められている。これに対し、前記磁気センサによれば、小型化、薄型化等のサイズ的な要求仕様に十分、対応することができる。

また、前記感磁体は、直径１μｍ以上３０μｍ以下のアモルファスワイヤであり、
前記検出コイルは、捲線内径２００μｍ以下のものであることが好ましい。
この場合には、前記検出コイルの捲線内径が２００μｍ以下とすることにより、アモルファスワイヤ表皮と検出コイルとの間隙を小さくすることができる。そして、この間隙を小さくすれば、アモルファスワイヤよりなる感磁体の表皮効果励磁を効率良く利用できる。そのため、前記検出コイルの前記誘起電圧値を大きく確保でき、前記磁気センサの高感度化が可能となる。

［実施例１］
本発明の実施例１を図１、図２、図１３Ａ及び図１３Ｂを用いて説明する。
図１は、本例の磁気センサの回路図である。図１において、磁気検出部１は、感磁体としての長さ２．５ｍｍ、直径３０μｍのＣｏＦｅＳｉＢ系合金の零磁歪アモルファスワイヤ１１と、該アモルファスワイヤ１１の周囲に４０回巻回した検出コイル１２と、電流制御用抵抗Ｒ１１とからなる。アモルファスワイヤ１１は、パルス通電を行なうべく前記抵抗Ｒ１１を介してパルス発生器２の出力端子Ｐ２に接続されている。

他方、検出コイル１２は、パルス電流が遮断されたときに外部磁界に対応して発生する誘起電圧に基づく電圧を出力するべくサンプルホールド回路３の電子スイッチの入力端子Ｐ３に接続されている。

パルス発生器２は、ＣＭＯＳインバータ素子Ｌ２１及びＬ２２、抵抗Ｒ２１並びにコンデンサＣ２１からなるマルチバイブレータと、コンデンサＣ２２及び抵抗Ｒ２２からなる微分回路を含むＣＭＯＳインバータ素子Ｌ２３からなる波形成型回路とからなる。

この波形成型回路には、前記マルチバイブレータを電気的に接続してある。前記波形成型回路は、マルチバイブレータが１ＭＨｚの周波数の矩形波を発生したとき、ロジックレベルが“１”の期間が３５ｎｓ（ナノ秒）であるパルス電圧を、繰り返し周波数１ＭＨｚで発生させ、このパルス電圧を出力端子Ｐ２に出力する。

これにより前記アモルファスワイヤ１１にパルス電流が３５ｎｓ間通電される。この結果、前記検出コイル１２には、磁気検出部１が置かれている外部磁場に対応した減衰振動電圧が誘起される。

サンプルホールド回路３は、電子スイッチＳ３１、コンデンサＣ３２、抵抗Ｒ３２、抵抗Ｒ３３及び高入力抵抗増幅器Ａ３１からなるサンプルホールド部Ｂ３１と、前記電子スイッチＳ３１の制御端子に接続された抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ３１による遅延回路とからなる。

この遅延回路の他方の端子は、前記パルス発生器の出力端子Ｐ２に接続されている。遅延回路は、この出力端子Ｐ２からパルスが出力されると、抵抗Ｒ３１およびコンデンサＣ３１によって決まる所定の時間分、遅延して前記電子スイッチＳ３１の制御端子のロジックレベルを“１”とする。

これにより電子スイッチＳ３１は“閉”の状態になり前記検出コイル１２の誘起電圧がコンデンサＣ３２に印加される。次に、前記出力端子Ｐ２のパルスが立ち下がると前記アモルファスワイヤ１１へ流れている電流が遮断されるとともに、電子スイッチＳ３１は、前記抵抗Ｒ３１およびコンデンサＣ３１によって決まる所定の時間Δｔ遅れて“開”となる。

この遅延時間Δｔは、図１３Ａ及び図１３Ｂに示すように、前記アモルファスワイヤ１１の電流を遮断（時刻ｔ１）してから前記検出コイル１２に前記減衰振動電圧Ｑ２の最大電圧ｐ２が現れる（時刻ｔ２）までの時間に合わせてある。そのため、前記電子スイッチＳ３１は、この最大電圧ｐ２が現れるタイミングに略一致して“開”となる。一方、コンデンサＣ３２には、電子スイッチＳ３１が“開”となる直前の検出コイルの電圧が保持される。

高入力抵抗増幅器Ａ３１は、前記検出コイルの電圧を直流電圧に変換することにより、外部磁界の大きさに対応する電圧を出力端子Ｐ４に出力し、１ＭＨｚで繰り返される次のパルスにより新たに更新されるまでその電圧を出力し続ける。

図２には、磁気検出部に印加される磁界を±３Ｇの範囲で変化させたときの結果を示す。同図には、パルス電流を遮断したときに検出コイル１２に誘起する減衰振動電圧の最大値であるｐ２の電圧を、サンプルホールド回路で直流変換して得た結果を示してある。図２から知られるように、非直線性及びヒステリシスはいずれも２％以下となり、方位計測するに当たって実用的な精度が達成されている。

さらに、本例の磁気センサの回路では、負帰還回路を用いる必要がない。それ故、負帰還回路への負帰還電流を常時流す必要性を解消できるため、低消費電力化を図ることができる。

以上のように、本例の磁気センサによれば、以下のような作用効果を得ることができる。
（１）非直線性及びヒステリシスを改善することができる。
（２）負帰還回路を用いる必要がないため、負帰還コイルの省略による電子部品点数を少なくでき、また負帰還電流が不要となって低消費電力化を図ることができる。
（３）高精度化を達成することができる。

［実施例２］
本発明の実施例２を図３〜図５、図１３Ａ及び図１３Ｂを用いて説明する。
図３は、本例の磁気センサの回路図である。図３の回路図は、前記の実施例１を示す図１の回路図に対して、前記アモルファスワイヤ１１へパルス電流を供給するための駆動回路４を新たに追加したものである。図３における他の回路は図１と同じ回路である。そこで、駆動回路４について説明する。

駆動回路４は、電圧Ｖｄｄ（図示を省略した安定化電源回路に接続）に充電されたコンデンサＣ４１、電子スイッチＳ４１、抵抗Ｒ４１及びコンデンサＣ４２による遅延回路からなる。この駆動回路４は、電子スイッチＳ４１が“閉”のとき、前記コンデンサＣ４１から前記磁気検出部１の抵抗Ｒ１１及びアモルファスワイヤ１１に向けて電流を供給する。

前記パルス発生器２の出力端子Ｐ２から時間幅３５ｎｓのパルス電圧が出力されると、抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４２とからなる遅延回路により所定の時間遅れて電子スイッチＳ４１の制御端子がロジックレベルの“０”の状態から“１”の状態になる。その後、３５ｎｓ経過した後に前記パルス電圧の立ち下がりと共に再び“０”の状態になる。

電子スイッチＳ４１の制御端子が“１”のときは該電子スイッチＳ４１の抵抗が減少して“閉”の状態になるため、電源電圧Ｖｄｄに充電されていた前記コンデンサＣ４１から電子スイッチＳ４１を通して前記磁気検出部１の抵抗Ｒ１１及びアモルファスワイヤ１１に急激に電流が流れる。ここで、前記コンデンサＣ４１の容量と前記アモルファスワイヤ１１及び抵抗Ｒ１１がなす時定数をパルス幅時間３５ｎｓよりも十分に大きく設定することによって一定の電流値を保持するパルス電流を得ることができる。

また、前記電子スイッチＳ４１の制御端子がロジックレベル“０”となると、前記電子スイッチＳ４１の抵抗が増加して“開”の状態になって前記アモルファスワイヤ１１の電流が急激に遮断されて“０”となる。

なお、抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４２からなる前記遅延回路は、アモルファスワイヤ１１の通電電流の遮断に対する電子スイッチＳ３１の動作タイミングを調整するためのものである。本例では、前記検出コイル１２に誘起する減衰振動電圧が最大値となるタイミングで前記サンプルホールド回路の電子スイッチＳ３１が“開”となるように、前記遅延回路の遅延時間を設定してある。

この電子スイッチＳ４１による“閉”及び“開”の作動は、ＣＭＯＳインバータ素子による作動よりも速く、また該電子スイッチＳ４１は大電流を流すことができる。そのため、前記アモルファスワイヤ１１のパルス電流の立ち上がり及び立ち下りの時間に対する電流変化率を大きくすることができる。

図４Ａは、アモルファスワイヤ１１にパルス電流（３５ｎｓ）を流したとき、アモルファスワイヤ１１の電流の挙動を示し、図４Ｂは検出コイルの電圧の挙動を示す。
同図から知られるように、アモルファスワイヤ１１のパルス電流が遮断されるときの電流変化率である勾配ｋ２は、図１３Ａに示すＣＭＯＳインバータ素子によって駆動される勾配ｋ１よりも倍増している。これにより、前記検出コイル１２に誘起する減衰振動電圧の最大値ｐ３の大きさも図１３Ｂのｐ２に対して約２倍に増加している。

図５は、磁気検出部１に作用する外部磁界を±３Ｇの範囲内で変化したときの前記検出コイルに誘起する減衰振動電圧の最大値ｐ３を示している。同図から知られるように、この感度、すなわち、単位磁界強度当たりの出力電圧が０．０３７Ｖ／Ｇとなり、図２に示す実施例１の感度０．０１５Ｖ／Ｇに比べて約２．５倍に増加している。

以上のように本例では、前記アモルファスワイヤ１１へパルス電流を供給するために駆動回路４を加えている。該駆動回路４では、その電子スイッチを利用して、充電されたコンデンサから感磁体に供給する電流の通電及び遮断を行っている。これにより、アモルファスワイヤに通電するパルス電流について、時間変化率を大きくすることができ、磁気センサの感度をさらに高めることができる。
なお、その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。

［実施例３］
本例は、実施例１を基にして、前記遅延回路の遅延時間を変更した例である。この内容について、図１、図６Ａ及び図６Ｂを用いて説明する。
図６Ａは、アモルファスワイヤ１１に供給するパルス電流の遮断時の電流変化を示している。図６Ｂは、磁気検出部（図１における符号１。）の前記検出コイルに誘起される電圧の変化を示している。

図６Ｂにおける符号Ｖ０で示す電圧変化は、前記磁気検出部に作用する外部磁界が略ゼロであるときのものである。同図中、符号Ｖ１で示す電圧変化は、前記磁気検出部のアモルファスワイヤの軸方向に沿って作用する外部磁界の磁界強度が１ガウスであるときのものである。さらに、同図中、符号Ｖ２で示す電圧変化は、前記磁気検出部のアモルファスワイヤの軸方向に沿って作用する外部磁界の磁界強度が２ガウスであるときのものである。

ここで、作用する外部磁界が略ゼロのときには、検出コイルに誘起される電圧がゼロ一定であるのが理想的である。しかし、実際には、図６Ｂ中、符号Ｖ０で示すごとく、アモルファスワイヤと検出コイルとの間の電磁誘導等により、検出コイルに小さな振幅の減衰振動電圧が発生する。そして、アモルファスワイヤと検出コイルとの間の電磁誘導等によって検出コイルに誘起される前記減衰振動電圧Ｖ０は、外部磁界を計測する際の減衰振動電圧Ｖ１あるいはＶ２に重畳されるおそれが高い。すなわち、アモルファスワイヤと検出コイルとの間の電磁誘導等に起因して発生する電圧は、前記磁気センサの計測誤差の一因となるおそれが高い。

そこで、本例では、実施例１の遅延回路の遅延時間を、図１及び図６Ｂに示すように、前記アモルファスワイヤ１１の電流を遮断してから、前記検出コイル１２に前記減衰振動電圧Ｖ０の最初のゼロクロスｚ１が現れるまでの時間に設定してある。そのため、前記電子スイッチＳ３１は、この最初のゼロクロスｚ１が現れるタイミングに“開”となる。一方、コンデンサＣ３２には、電子スイッチＳ３１が“開”となる直前の検出コイルの電圧が保持される。
そして、高入力抵抗増幅器が、前記検出コイルの電圧を直流電圧に変換することにより、外部磁界の大きさに対応する電圧を出力端子Ｐ４に出力する。

以上のように、本例では、遅延回路の遅延時間を、略ゼロの外部磁界下における検出コイルの減衰振動電圧のゼロクロスｚ１（図６Ｂ参照。）が現れるタイミングに合わせてある。そのため、本例の磁気センサによる外部磁界の計測では、アモルファスワイヤと検出コイルとの間に生じる電磁誘導等による誤差を抑制することができる。さらに、前記遅延時間は、時間的に最初のゼロクロスｚ１のものである。そのため、この遅延時間を設定すれば、図６Ｂに示すごとく、最大電圧ｐ４に近い大きさの電圧ｐ５を前記検出コイルの電圧として計測可能である。

本例の磁気センサによれば、アモルファスワイヤと検出コイルとの間の電磁誘導等による誤差を抑制して、精度の高い計測が可能である。
なお、その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。

［実施例４］
本例は、実施例２を基にして駆動回路の構成を変更した例である。この内容について、図７及び図８を用いて説明する。
本例の駆動回路４は、図７に示すごとく、実施例２の駆動回路を基にしてコンデンサＣ４１と電子スイッチＳ４１との間にインダクタンスＬ４１を接続したものである。この駆動回路４によれば、電子スイッチＳ４１が“閉”となるときに、インダクタンスＬ４１と抵抗Ｒ１１とで決定される時定数による１次遅れ特性による鋸歯状波電流を発生させることができる。なお、本例の駆動回路４では、インダクタンスＬ４１と並列してダイオードＤ４１を接続してある。このダイオードＤ４１は、電子スイッチＳ４１が“開”となるときのサージ電圧を吸収する。

この駆動回路４によれば、図８に示すごとく、電子スイッチＳ４１が“閉”となるとき、すなわち、アモルファスワイヤへの通電電流の立ち上がりでは、前記のごとく立ち上がりの緩やかな鋸歯状波電流を発生させることができる。一方、電子スイッチＳ４１が“開”となるとき、すなわち、アモルファスワイヤへの通電電流の遮断では、前記の立ち上がりに比べて急激に通電電流を立ち下げることができる。そして、本例では、鋸歯状波電流に近いパルス電流をアモルファスワイヤに供給する。

本例では、立ち上がり時間Ｔｕを２０ｎｓとし、遮断時間Ｔｄを３ｎｓとしてある。すなわち、本例の立ち上がり時間Ｔｕは、遮断時間Ｔｄの約７倍である。そして、立ち上がりから遮断するまでの通電時間Ｔｗを約２５ｎｓとしてある。なお、立ち上がり時間Ｔｕとは、前記通電電流が定常値の１０％から９０％に立ち上がるのに要する時間をいい、遮断時間Ｔｄとは、前記通電電流が定常値の９０％から１０％に立ち下がるのに要する時間をいう。

ここで、本例では、前記通電時間Ｔｗは、次の要件が満たされるように決定してある。すなわち、この要件とは、通電電流の立ち上げに伴って検出コイルに誘起される減衰振動電圧の大きさが、前記通電電流を遮断する際、後述の最小電圧値の５％以下の電圧範囲に収束しているというものである。ここで、最小電圧値とは、前記磁気センサで検出する最小磁界強度の外部磁界が前記感磁体に作用したときに前記サンプルホールド回路が計測する前記誘起電圧値の大きさである。

以上のように本例の駆動装置４によれば、アモルファスワイヤにパルス状の通電電流を供給する際、電流を緩やかに立ち上げる。これにより、完全に近いパルス電流を供給する場合（点線ｄ１）と比べて、電力消費を抑制でき省エネルギー効果を得ることができる。さらに、アモルファスワイヤへの通電電流の立ち上がり時における電流変化率を小さく（緩やかに立ち上げる）すれば、検出コイルに発生する振動電圧の振幅を抑制することができる。そして、検出コイルの振動電圧の振幅が小さい状態でアモルファスワイヤへの通電電流を遮断すれば、外部磁界に応じて発生した電圧を精度高く計測できる。このことを言い換えれば、通電電流の立ち上がりによる振動電圧が早期に収束するため、その後、速やかに通電電流を遮断して外部磁界の計測が可能となる。それ故、通電時間を少なくして、省電力効果を得ることができる。

なお、本例では、鋸歯状波電流を用いたが、これに代えて、遮断時間に比べて立ち上がり時間が長い不完全なパルス状電流を適用することもできる。この不完全なパルス状電流は、本例の駆動回路４の上記時定数を調整することで実現可能である。例えば、立ち上がり時間を、遮断時間の３倍以上３０倍以内に設定すれば、本例の作用効果を得ることができる。

［実施例５］
本発明において磁気検出部を構成するパルス電流を通電するアモルファスワイヤからなる感磁体と該感磁体の周囲に巻回した検出コイルからなる磁気インピーダンス素子の実施の形態について、図９〜図１２を用いて説明する。
図９及び１０において、電極配線基板１０上に磁界を検出する感磁体２０と、感磁体２０と検出コイル３０との間には絶縁物４０のみを介設してある。本例では、絶縁物４０の外周に、捲線内径２００μｍ以下の検出コイル３０を配置してある。感磁体２０及び検出コイル３０の端子は、電極配線基板１０上のそれぞれの電極５１、５２に接続してある。そして、前記磁気インピーダンス素子は、電極５１、５２を介して、感磁体２０にパルス電流を流し、その時に検出コイル３０に発生する電圧を出力する。

該磁気インピーダンス素子は、感磁体２０の周囲に絶縁物４０のみを介して検出コイル３０を設置するため、その捲線内径を２００μｍ以下と小さくすることができる。なお、捲線内径とは、図１０に示す高さと幅で形成される溝断面積と同一面積となる円の直径に相当する円相当内径をいう。捲線内径が大きいと感磁体と検出コイルとの間隙が拡大して高感度化が得られないこと及び、磁気インピーダンス素子の小型化の要求を鑑みて、本例では捲線内径を２００μｍ以下としてある。

また、感磁体２０は、直径１０〜３０μｍの導電性を有するＣｏＦｅＳｉＢ系合金の磁性アモルファスワイヤである。磁性アモルファスワイヤの線径は、製造上の観点から１０〜３０μｍとするのが良い。前記電極配線基板１０は、深さ４０〜２００μｍの溝９０を有する。前記検出コイル３０は、検出コイルの片側３１（コイル部３１）が前記溝面９１に沿って配置され、検出コイルの片側３２（コイル部３２）が前記溝の上面９２に配置されて、コイル部３１とコイル部３２とからなる二層構造を有するものである。

本例の電極配線基板１０の大きさは、幅０．５ｍｍ、高さ０．５ｍｍ、長さ１．５ｍｍである。感磁体は、ＣｏＦｅＳｉＢ系合金を使った直径２０μｍのアモルファスワイヤ２０である。電極配線基板１０上の溝９０は深さ５０μｍで幅７０μｍ、長さ１．５ｍｍである。検出コイル３０は、溝面９１に形成されたコイル部３１と、溝上面９２に形成されたコイル部３２とからなる二層構造により形成されている。

前記溝面９１に形成されるコイル部３１は、図１１に示されるように、溝９０の溝面９１の全面及び電極配線基板１１の上面における前記溝９０の近接部に蒸着形成した導電性の金属薄膜を選択的に除去してなる。具体的には、コイル部３１は、選択エッチング手法を利用し、前記金属薄膜が螺旋状に残るように、螺旋状の金属薄膜の隙間に間隙部を設けたものである。

すなわち、前記溝９０の溝側面９１１においては、上下方向に垂直な短冊状のコイル部片３１１を溝方向に複数形成する。また、前記溝９０の溝底面９１２においては、幅方向に対して傾斜する短冊状のコイル部片３１２を溝方向に複数形成する。ここで、コイル部片３１２は、第１のコイル部片３１１に対して溝方向に隣り合う第２のコイル部片３１１に対面する第３のコイル部片３１１と、前記第１のコイル部片３１１とを接続するように形成してある。これにより、コイル部片３１１とコイル部片３１２とを組み合わせたコイル部３１１は、全体として螺旋状をなす。

次に、溝上面９２のコイル部３２（絶縁性を有する樹脂４０の上面４１に形成されたコイル部３２）は、前記電極配線基板１０の長手方向において前記溝上面９２を含む広い範囲にわたって蒸着形成した導電性の金属薄膜よりなる。本例では、この金属薄膜に対して、選択エッチング手法を適用して前記コイル部３２を形成した。具体的には、選択エッチング手法により金属薄膜の一部を除去することにより、前記溝９０の幅方向に沿う短冊状の金属薄膜を複数設けた。本例では、相互に対面する前記コイル部片３１１を接続するようにコイル部３２を形成した。なお、前記コイル部３２の上面は必要に応じて保護膜を形成してもよい。

本例の検出コイル３０の捲線内径は、円相当内径にて６６μｍである。検出コイルの捲線間隔は５０μｍにて、２０ターンである。

アモルファスワイヤ２０と検出コイル３０との間には、絶縁性を有する樹脂４０が充填され、導電性磁性アモルファスワイヤ２０と検出コイル３０との間の電気的な絶縁を保っている。電極配線基板１０の上面には、感磁体２０の両端から延設された端子５１と、検出コイル３０の両端から延設された端子５２の計４個を焼付けてある。ちなみに本例の磁気インピーダンス素子の大きさは、電極配線基板の大きさとほぼ同一である。

実施例２の回路図（図３参照。）を利用して、前記磁気インピーダンス素子を評価した。その結果を図１２に示す。同図から知られるように、実施例２で得られた感度（第５図参照。）よりも優れた０．０７６Ｖ／Ｇという高感度が得られている。

前記磁気インピーダンス素子におけるアモルファスワイヤと検出コイルとの平均間隔２３μｍに対して、実施例２において用いた磁気インピーダンス素子における間隔は従来技術の磁気インピーダンス素子で約１ｍｍである。図１５にその一例を示す。基板１１０は幅１．０ｍｍ、高さ０．５ｍｍ、長さ２．５ｍｍである。基板１１０上には、直径３０μｍのＣｏＦｅＳｉＢ系合金からなるアモルファスワイヤ１２０を載せてゲル状の樹脂で保護し、検出コイル１３０を捲回する。絶縁性を有する捲き枠１６０及び電極１５０とからなる。従って、前記の高感度化（０．０７６Ｖ／Ｇ）は、感磁体のアモルファスワイヤと出力を検出する検出コイルとの間隔を小さくしたことによるものと考えられる。
また、小型化した磁気インピーダンス素子により磁気センサの小型化・薄型化が達成できる。

Claims (8)

1. 外部磁界の作用により電磁気特性が変化する感磁体と、該感磁体に通電電流を供給する駆動回路と、前記感磁体の周囲に巻回した検出コイルと、前記検出コイルに誘起する電圧の大きさである誘起電圧値を計測するサンプルホールド回路とを有してなり、
   該サンプルホールド回路は、前記駆動回路による前記通電電流の遮断に同期して前記誘起電圧値を計測するように構成してあることを特徴とする磁気センサ。
2. 請求項１に記載の磁気センサにおいて、
   前記サンプルホールド回路は、前記通電電流の遮断による前記誘起電圧値の時間的変化である減衰振動波形において、時間的に最初のピーク値を計測するように構成してあることを特徴とする磁気センサ。
3. 請求項１に記載の磁気センサにおいて、
   前記サンプルホールド回路は、前記駆動回路による前記通電電流の遮断に対する所定のタイミングを記憶する時間記憶手段を有し、前記通電電流の遮断に対して前記所定のタイミングで同期して前記誘起電圧値を計測するように構成してあり、
   前記所定のタイミングは、略ゼロの磁界強度の外部磁界中に保持した前記感磁体への前記通電電流を遮断する際、減衰振動する前記誘起電圧値が時間的に最初にゼロクロスするタイミングであることを特徴とする磁気センサ。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の磁気センサにおいて、
   前記駆動回路は、前記磁気センサで検出する最小磁界強度の外部磁界が前記感磁体に作用したときに前記サンプルホールド回路が計測する前記誘起電圧値である最小電圧値を記憶する電圧記憶手段を有し、かつ、前記誘起電圧値が前記最小電圧値の５％以下の電圧範囲に収束した状態で前記通電電流を遮断するように構成してあることを特徴とする磁気センサ。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の磁気センサにおいて、
   前記駆動回路は、前記通電電流としてパルス状の電流変化を前記感磁体に作用するように構成してあると共に、前記通電電流の大きさを所定電流値に高めるまでに要する立ち上がり時間が、該所定電流値の前記通電電流を遮断する遮断時間の３倍以上３０倍以内となるように構成してあることを特徴とする磁気センサ。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の磁気センサにおいて、
   前記駆動回路は、前記通電電流の供給源である電気エネルギーを蓄えるコンデンサと、該コンデンサと前記感磁体との間の電気的な経路に配置した電子スイッチとを含み、かつ、
   前記コンデンサから前記感磁体に向けて供給する前記通電電流を、前記電子スイッチを用いて遮断するように構成してあることを特徴とする磁気センサ。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の磁気センサにおいて、
   該磁気センサは、一方向に延在する溝を形成した電極配線基板を有し、該溝が、電気的な絶縁性を備えた絶縁体を充填されるように構成されており、
   前記感磁体は、前記溝の溝方向に沿って前記絶縁体を貫通するように配置したアモルファスワイヤであり、
   前記検出コイルは、前記溝の内周面である溝面に配設した一方のコイル部と、前記溝の上面に当たる前記絶縁体の外表面である溝上面に配設した他方のコイル部とを組み合わせて螺旋状の電気的な経路を形成したものであることを特徴とする磁気センサ。
8. 請求項７に記載の磁気センサにおいて、
   前記感磁体は、直径１μｍ以上３０μｍ以下のアモルファスワイヤであり、
   前記検出コイルは、捲線内径２００μｍ以下のものであることを特徴とする磁気センサ。

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