JP3078843B2 - 低電力磁力計回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の技術分野 本発明は磁場を測定するための装置及び回路に関す
る。特に、磁場を測定するための磁力計回路（magnetom
eter circuit）に関する。

従来技術の説明 磁力計には多くの異なるタイプがあるが、現在入手可
能な様々なタイプのうち、フラックスゲート磁力計（fl
uxgate magnetometer）は弱い静磁場の測定に対し実用
的なものの一つである。フラックスゲート磁力計は、磁
心の飽和を利用して絶対磁場を測定する。磁心を飽和さ
せるのに必要とされる電流は磁力計の電力消費のかなり
の部分を占める。低電力応用のための従来のフラックス
ゲート磁力計検知技術における電力消費をサンプリング
または計測時間を減らすことによって低減することは可
能であるが、これらの調整によって幾つか重要な設計上
の課題が生じる。より信頼性の高い二次高調波フラック
スゲート検知技法を用いる場合、単純に励磁波形サイク
ルの数を減らすことは容易ではない。ほとんどのシステ
ムがある程度のフィルタリングを含んでおり、安定する
のに多くの励磁サイクルを必要とするからである。1987
年５月26日にMurakamiらに付与された米国特許第4,668,
100号明細書に見られるように、ピーク検知技法を数個
の励磁サイクルのみしか使用しないように適合させるこ
とはより容易であるが、ピーク検知フラックスゲートシ
ステムは一般に精度に劣る。Murakamiらの発明ではトロ
イダルコイルが使用されている。1993年８月24日にTimo
thy J.Hawksに付与された米国特許第5,239,264号明細書
に開示されているような周波数モード磁力計検知技法を
調整するのはずっと簡単である。このHawksの特許発明
では、Murakamiらの特許明細書に述べられているような
パーマロイのトロイダルコイルの代わりにソレノイドコ
イルが用いられている。ソレノイドコイルとともに簡単
なL/R緩和発振器を用いることによって、磁力計回路の
始動時間はほとんど瞬時となっている。その結果、磁場
の値を測定するためある期間の波形を得る能力を維持し
つつ、短時間だけゲート制御によって発振器をオンにす
ることは極めて簡単である。この回路もセンサコイルを
駆動するのに大きなピーク電流を必要とするという欠点
がある。

より前の別の磁力計が1989年７月25日にKimらに付与
された米国特許第4,851,775号明細書に開示されてい
る。このKimらの特許発明では、ソレノイド型センサコ
イルが使用されている。しかしながら、Kimらの磁力計
は低電力の応用に対して米国特許第5,239,264号と同じ
欠点を有している。

従来技術の磁力計よりも総電力消費を一層小さくする
ことが求められている。本発明の目的の一つは、磁場の
測定に必要とされる電力量を小さくすることである。

発明の要約 本発明による磁力計回路では、一実施例によると、飽
和可能な磁心を含むセンサコイルに電源電圧を加えてコ
イルを飽和点へと向かわせた後、コイルへの電圧印加を
止める。コイルを流れる電流を検知し、コイルへの電流
が第１の所定量から第２の所定量へと減少するのに要す
る時間を基にしてコイルに影響を与えている磁場を測定
することができる。電流センサは、サイクルの第１部分
においてセンサコイルを流れる電流が第１しきい値レベ
ルへと増加するのに応答して第１出力信号を出力し、セ
ンサコイルを流れる電流が第２しきい値レベルへと低下
するのに応答して第２出力信号を出力する。これらの第
１出力信号と第２出力信号との間の時間がコイルに影響
している磁場の大きさを示す。

本発明の別の実施例による磁力計回路では、ゼロキャ
ンセレーション（zero cancellation）がなされる。ゼ
ロキャンセレーション回路の一実施例では、第１動作状
態と第２動作状態が用意される。第１動作状態では、セ
ンサコイルの第１端子は第１電圧源に接続された後、続
いて第２電圧源に接続される。電流センサはコイルを流
れる電流を測定するためコイルの第２端子に接続され
る。第２動作状態では、コイルの第２端子が第１電圧源
に接続された後、続いて第２電圧源に接続され、電流セ
ンサはセンサコイルを流れる電流を測定するためコイル
の第１端子に接続される。

図面の簡単な説明 本発明の他の目的及び利点は詳細な説明及び図面から
明らかになるだろう。

第1a図は本発明の一実施例に基づく磁力計回路の回路
図である。

第1b図は第1a図の回路の動作を説明するのに用いられ
る、第1a図の回路の波形を表している。

第２図は本発明の別の実施例に基づく磁力計回路を表
している。

第３図は本発明の説明に使用される別の波形を表して
いる。

第4a図、第4b図及び第4c図は、本発明の実用に際して
使用することのできる電圧センサ回路を示している。

第５図はゼロキャンセレーションを用いた本発明の別
の実施例を示したものである。

第６図はゼロキャンセレーションを用いた本発明の更
なる実施例を示したものである。

第７図はゼロキャンセレーションを用いた本発明の更
に別の実施例を示したものである。

第８図は第１軸及び第２軸方向の磁場を検知するのに
２つのセンサが使用された本発明に基づく磁力計回路の
回路図である。

第9a図及び第9b図は本発明に基づく磁力計を用いた２
つの電子的コンパス装置をブロックダイアグラムで表し
たものである。

発明の詳細な説明 上記したように、フラックスゲート磁力計において磁
心を飽和させるのに必要な電流は電力消費のかなりの部
分を占める。本発明によると、磁心の飽和に起因する総
電力消費を減少させるのに以下の２つの基本対策が用い
られる。即ち、１）磁心を飽和させるのに必要な電流の
低減、２）磁場の測定中に磁心が飽和していなければな
らない時間の短縮である。前者は２つの異なる方法で達
成される。一つは小さい磁場で飽和する磁心材料を使用
することであり、２つめは励磁コイルの巻数を増加する
ことである。本発明はこれらの技術を両方とも用い、既
存のフラックスゲート技術に対し大幅な進歩を達成して
いる。薄いアモルファス金属フォイル磁心をパーマロイ
トロイドの代わりに用いることにより、センサが必要と
する飽和磁場は幾分か小さくなる。形状をソレノイドと
すること及び励磁／検知巻き線を一つとすることによっ
て、センサ磁心の巻き線の巻数をフラックスゲート励磁
コイルよりも増やすことが経済的になされる。巻数を増
やすことは、励磁中に必要とされる飽和電流の減少にも
寄与する。このような改善もなされるが、最も大きな電
力の節減は第２の対策、即ち測定中の磁心飽和時間の短
縮により達成される。電力節減の第２の対策がどのよう
にしてなされるかについて以下に詳述する。

本発明に基づく低電力磁力計は、短時間でサンプリン
グを行うことにより上述したような従来技術の問題を克
服するだけではなく、センサに必要とされるピーク電流
も低減する。本磁力計は磁場をサンプルするのに１回の
励磁サイクルしか必要としない。更に、センサが必要と
する全電力は単一のコンデンサを通じて供給可能であ
り、それによって電源に求められるピーク電流は平均電
流に近い値に低減される。

基本的なセンサ理論 本発明に基づく磁力計回路の動作を理解するために、
センサの振る舞いの簡単なモデルを提供することは有用
である。例えば、第1a図の磁力計回路１では、センサＬ
は飽和可能な高透磁率材料からなる磁心２を有するソレ
ノイドコイルである。磁心２に適した典型的な高透磁率
材料は、“Allied Signal"から製品番号2705Mとして販
売されているコバルトベースのアモルファス金属ガラス
フォイルである。単一の巻線３を使用して、励磁信号の
供給だけでなく磁心内の磁場変化の検知もなされる。磁
心材料を通る磁場は外部磁場とコイル３を流れる電流に
よって生成される磁場とを合わせたものである。次の式
はこの関係を表したものである。

Ｈ＝k₀I＋H_E （１） ここで、Ｈは磁心材料２を通る総合的な磁場であり、
H_Eは磁心材料２に平行な外部から加えられた磁場であ
り、Ｉはインダクタコイル３を通って流れる電流であ
る。定数k₀はコイル３の物理的パラメータ（例えば巻線
密度など）の関数である。高透磁率材料は、磁場中に置
かれると、比透磁率として知られている大きな値を掛け
た分だけその磁場を増幅する。多くの材料では、この値
は100から最大で100,000の間にある。典型的には、透磁
率は小さな磁場の限られた範囲に対してのみ高く、材料
に加えられる磁場がいずれかの方向に増大するにつれ、
材料の透磁率は１にまで低下する。これは、これらの材
料の飽和特性を反映する。加えられる磁場の関数として
比透磁率はμ（Ｈ）として表される。センサコイルの両
端の電圧は、材料から結果として得られる磁場の変化の
関数である。この関係は次のように表すことができる。

ここで、Ｖはセンサコイルの両端の電圧、μ（Ｈ）は
磁心の比透磁率、dH/dtは印加された磁場の時間微分で
ある。定数k₁はセンサの幾つかの物理的パラメータ（例
えばコイルの巻線密度やコイル材料の体積）の関数であ
る。外部磁場H_Eが一定の場合（即ち、時間の経過ととも
にゆっくりと変化する場合）、式（１）及び式（２）を
組み合わせて、次の式が得られる。

通常のインダクタと同様に、電圧は電流の時間微分に
関係しており、次のように表すこともできる。

ここでＬ（Ｈ）は次のように定義されている。

Ｌ（Ｈ）＝k₀k₁μ（Ｈ） （５） インダクタンスは定数ではなく、材料に加えられる磁
場の非線形関数となることに注意されたい。可変インダ
クタンスのこのような表現が与えられると、磁力計の出
力を印加磁場の関数として解析的に記述することができ
る。材料のヒステリシスの影響はここでは明示的には取
り扱われない。しかしながら、同一の遷移（transitio
n）を何回も繰り返して一定の磁場を測定するというよ
うな限られた場合には、比透磁率関数はある再現可能な
値に収束する傾向があり、上記の関係が有効な近似とな
る。

センサＬのソレノイド型のデザインは、トロイダル型
のフラックスゲートセンサと比べて幾つか重要な利点を
有している。一般に、センサの磁心に巻かれる巻線の体
積（ワイヤゲージと巻線の両方の関数）を増やすことに
よりセンサの電力消費は低減される。即ち、ワイヤサイ
ズと巻数のいずれかが増加されると、センサ磁心を飽和
させるのに必要な電力は低減される。さらに、センサ巻
線において用いられる巻数は出力信号強度に比例する。
従って、センサ巻線数を増加することにより、必要とさ
れる検知された信号の増幅を小さくすることができる。
ソレノイド型のセンサＬはコイル３を一つ有しており、
励磁と検知は同じコイルで行われる。励磁電力の節減の
ため、ソレノイド型センサＬは、トロイドに励磁巻線を
通さなければならない同等のサイズのフラックスゲート
センサと比べて巻数をより多くすることができる。さら
に、ソレノイドセンサＬの巻数の増加によって出力信号
強度も強められる。従来技術のセンサでは多くの場合、
検知及び励磁用の巻線の巻数はフラックスゲートセンサ
の磁心まわりの限られたスペースに対し競合してしま
う。

第1a図の磁力計回路１は本発明に基づく磁力計の一実
施例であり、これを用いて磁力計回路の動作原理を説明
する。第1a図の磁力計回路では、磁力計出力は“ゼロ補
償（zero−compensated）”されていない。即ち、温度
及び部品のばらつきのため、印加される外部磁場がない
場合の磁力計回路に対する出力に、実用において、再現
性がない。後述する別の実施例ではこの欠点も克服され
る。磁力計回路１において、出力（第1b図に示す）は論
理信号であり、そのパルス幅ｔ（H_E）はセンサＬに加え
られる磁場に応じて変化する。センサＬを流れる電流は
抵抗R2によって電圧に変換され反転シュミットトリガ回
路（inverting Schmitt Trigger）４によって測定され
る。第1a図を参照するとわかるように、センサＬを飽和
させるためのエネルギーはコンデンサＣによって供給さ
れ、グランドノード（ground node）が第１電力端子を
与え、ノードN1（コンデンサＣの上側）が第２電力端子
を与えている。ノードN3はセンサコイルＬの第１端子で
あるが、この端子はスイッチS1を介してノードN1へ、ま
たは切り替えてスイッチS2を介してグランドへと接続さ
れる。センサＬを流れる電流を測定するため、抵抗R2が
センサコイルＬの第２端子N2とグランドとの間に接続さ
れている。入力側がノードN2に接続され出力側がノード
N4に接続された反転シュミットトリガ回路４によって電
流センサは完成する。論理ハイ信号（第1a図においてＨ
により示されている）が常にＤフリップフロップ５のＤ
入力に加えられる。測定サイクルを開始するため、サイ
クル開始信号（第1b図に図示）がＤフリップフロップ５
にライン22を通じて加えられる。Ｄフリップフロップ５
は後に詳述するようにアナログスイッチS1とS2を交互的
に動作状態にする。コンデンサＣはセンサを飽和させる
エネルギーを供給し、正の電源Vsから抵抗R1を介してゆ
っくりと充電される。別の方法として、電源を直接ノー
ドN1に接続することによってセンサコイルＬを飽和させ
るための電力を供給することも可能である。

第1b図の波形は磁場H_Eの一回の測定プロセスを示して
いる。このプロセスは、ライン22に加えられてフリップ
フロップ５をS1が閉となるようにセットするサイクル開
始信号の立ち上がりエッジによって開始される。この最
初の動作フェーズでは、コンデンサＣ、センサＬ及び抵
抗R2は不足制動されたRLC回路を形成し、Ｃ上の電荷が
センサコイルに流れ込む。センサコイルを流れる電流が
増加するにつれ、抵抗R2の両端の電圧はシュミットトリ
ガ回路の上昇方向しきい値電圧V_Hに達するまで増加す
る。この時点で、シュミットトリガ回路の出力はローレ
ベルになり、フリップフロップ５をリセットする。スイ
ッチS1は開かれ、スイッチS2が閉じられる。それによっ
てセンサＬのノードN3はグランドに接続される。この第
２サイクルフェーズのあいだ、センサＬに蓄積されたエ
ネルギーは、抵抗R2の両端の電圧がシュミットトリガ回
路の下降方向しきい値電圧V_Lに達するまで抵抗R2を通し
て放出（ディスチャージ）される。そうするとシュミッ
トトリガ回路の出力がハイに戻り、出力パルスが完成す
る。その出力パルスの下降エッジから上昇エッジまでの
時間幅（第1b図において、ｔ（H_E）で示す）はセンサＬ
に加えられた外部磁場H_Eに概ね比例する。もしセンサＬ
のインダクタンスが線形であれば、この出力パルス幅は
以下のように計算することができる。

この場合、パルス幅はセンサＬのインダクタンスに比
例する。しかしながら、センサＬのインダクタンスの非
線形な特性のため、パルス幅は次のように計算される必
要がある。

ここで低しきい値電流I_Lと高しきい値電流I_Hは、次の
ように定められている。

積分を含む式（７）はインダクタンス関数が双曲線重
み付け関数とどのように絡み合わされるかを示してお
り、ディスチャージサイクルの開始時（I_H付近）のセン
サインダクタンスはディスチャージ終了時（I_L付近）の
インダクタンスに比べて全体的な出力パルス幅に与える
影響が小さいという事実を反映している。

第３図には、可変であるセンサインダクタンスに、磁
場Ｈが時間の経過とともどのように関係するかが示され
ている。第３図の動作点は外部磁場がない場合に対し示
されている。外部磁場H_Eはインダクタンス曲線上の動作
範囲を変化させ、従って出力の時間幅を変化させる。励
磁磁場（センサＬへの電圧印加により生成される）と同
じ方向にセンサ磁心を磁化する外部磁場H_Eは平均インダ
クタンスを小さくし、従って出力パルスの時間幅を短く
する傾向がある。これは、第３図のインダクタンス曲線
上で、動作点を右側にずらすことになる。励磁磁場と逆
向きの外部磁場は、逆に、インダクタンスを増加させ、
出力パルス時間幅を伸ばすことになる。しきい値電流I_L
及びI_Hは、それぞれ式（８）及び式（９）に示したよう
に、シュミットトリガ回路のしきい値電圧によって決定
される。これらのしきい値は線形性及び全体的な電流消
費を最適化するように、物理的な磁心構造に応じて調整
可能である。

測定されるパルス幅はコンデンサＣのキャパシタンス
によらないことに注意されたい。一義的には、しきい値
電流I_Hに到達するのに十分なエネルギーを供給している
かぎり、コンデンサＣの値はセンサＬに影響しない。し
きい値自体はR2と上昇側しきい値V_Hによって決定され
る。必要とされる0.1μＦ乃至0.47μＦ（このような回
路としては僅かな値である）の範囲にある通常のコンデ
ンサは温度係数があまり優れていないため、このように
キャパシタンスの変化に対して影響を受けにくいことは
回路にとって利点である。センサＬの特定の物理パラメ
ータにやや依存するものの、コンデンサＣのキャパシタ
ンス値は十分小さく、コンパクトなモノリシックコンデ
ンサの使用が可能である。コンデンサＣはセンサの飽和
エネルギーに対して単にバッファとして働くだけであ
る。コンデンサＣの最適なキャパシタンス値は、コンデ
ンサＣに蓄積される電荷及び外部磁場に最悪の場合を仮
定してもセンサＬが上側電流しきい値I_Hに到達するよう
な最も小さい値に近い値とすべきであろう。Ｃの値はセ
ンサＬの非線形なインダクタンスに依存するため、経験
的に決定するのが良い。コンデンサが供給しなければな
らない電荷量は、外部磁場H_EによってセンサＬの飽和が
妨げられるとき最大となる。しかしながら、二義的な精
度に関する問題を避けるためにはＣの値を大きくするこ
とが望ましい。即ち、シュミットトリガ回路４がかなり
の遅れを有する場合、キャパシタンスＣの値が小さいこ
とが、上側しきい値I_Hの明らかなシフトを引き起こすこ
とによって、センサの応答に大きな影響を与える恐れが
ある。Ｃの値が大きいほどセンサのチャージングフェー
ズにおける電流のスルーレート（slew rate）が遅くな
り、Ｃのしきい値I_Hへの影響が低減される。

電源から引き出されるピーク電流はプログラム可能で
ある。すなわち、それは選択されるR1の値に依存する。
R1は電流を微小な値に低減するよう任意に大きくするこ
とができるが、それによってコンデンサＣをサンプルと
サンプルの間で再充電するのに必要とされる時間は長く
なる。R1の値が大きいと、高い出力インピーダンスを有
する電源を使用することが可能である。ウオッチ回路
（watch circuitry）の場合、センサを直接駆動するこ
とはできないだろうが、容量性の倍電圧器（voltage do
ubler）の出力を使用することも可能である。同様に、
低電力太陽電池を用いて充電電流を供給することも可能
である。異なる電源特性を有する用途では、R1とＣから
なるRCネットワークを不要とすることもできる。すなわ
ち、十分な電流が得られる電源をアナログスイッチS1に
直接接続することも可能である。一般に、基本的な磁力
計回路ではセンサ駆動電流をコンデンサから供給するこ
とができるが、それが必ず必要というわけではない。こ
のコンデンサは抵抗または他の任意の手段（例えば電流
源）を通じて充電することができる。

第1a図の回路において、サイクル開始信号がセンサコ
イルの最短充電時間より短いパルスであることが保証さ
れている場合は、Ｄフリップフロップ５を簡単なセット
／リセットラッチで置き換えることができる。磁力計回
路の本来のロジックに対するこのようなまたは他の変形
変更はディジタル論理回路の設計分野の当業者には明ら
かであろう。

第1a図のシュミットトリガ回路４によってなされる電
圧測定機能は、例えば入力がノードN2に接続された１ま
たは複数の比較器によって行うことができる。より詳細
には、第4a図、第4b図、及び第4c図に磁力計回路１内で
使用される回路例を示す。第4a図において、シュミット
トリガ回路は抵抗R41を介して正帰還のかけられた比較
器６によって実現されている。すなわち、抵抗R41は比
較器６の出力と比較器６の非反転入力との間に接続され
ている。このシュミットトリガ回路は電圧センサ装置に
ヒステリシスを与えるために使用される。比較器６の反
転入力はノードN2に接続され、比較器６の出力はノード
N4に与えられる。これら２つは第1a図の磁力計回路にお
ける対応する位置を有している。電源電圧＋Ｖと抵抗R4
2及びR43とを用い電圧タップが比較器６の非反転入力に
接続された分圧器によってシュミットトリガ回路は完成
する。電源電圧＋Ｖと、比較器出力電圧と、抵抗R41、R
42及びR43とからなる抵抗分圧ネットワークによって高
及び低しきい値電圧が設定される。

第4b図では、２つの比較器８及び９と、２つの基準電
圧V_H及びV_Lと、RSフリップフロップによって実現された
ラッチとが、第1a図の反転シュミットトリガ回路４と同
じ機能を果たすように用いられている。第4b図の回路で
は、センサＬのノードN2は比較器８の非反転入力と比較
器９の反転入力とに接続されている。電圧基準値V_Hは比
較器８の反転入力に接続されており、ノードN2の電圧が
この高しきい値電圧を越えたときノードN4のRSフリップ
フロップの出力がリセットされる。基準電圧V_Lは比較器
９の非反転入力に接続されており、ノードN2の電圧がこ
の低しきい値電圧より小さく減少したとき、RSフリップ
フロップ７のN4における出力がハイにセットされるよう
になっている。シュミットトリガの反転特性は第1a図に
示した磁力計の動作にとって本質的なものではなく、非
反転シュミットトリガ回路により論理的に等価な回路が
設計できることは明らかだろう。同様に、第4b図に示し
たシュミットトリガ回路の例で、RSフリップフロップ７
と第1a図のＤフリップフロップ５を組み合わせた別の回
路を設計することも可能である。

第4b図の例の中の比較器はサンプリングサイクルにお
いて短い時間しか使用されないため、第4C図において符
号41及び42で示されているようなサンプリングされるCM
OS比較器を用いて実現することができる。比較器41及び
42はいずれも、別の制御信号（ゼロ初期化と呼ばれる）
がハイにセットされてゼロ初期化入力端子に加えられる
初期化フェーズにおいてプレチャージ（precharge）さ
れる。この回路及びスイッチS15〜S20は以下のように動
作する。ゼロ初期化信号は短い持続時間のハイのパルス
信号として加えられ、スイッチS15、S17、S19、及びS20
を閉にする。この状態で比較器41のトリップ点（trip p
oint）は、C41がV_Hと反転素子11の入力中間点との間の
電圧差だけ充電されることによりV_Hにセットされる。同
様に、比較器42のトリップ点は、C42がV_Lと反転素子12
の入力中間点との間の電圧差だけ充電されるためV_Lにセ
ットされる。ORゲート14は、このゼロ合わせフェーズの
間、RSラッチ７の出力をハイに保つ働きをする。磁力計
の通常の動作フェーズでは、ゼロ初期化信号は論理ロー
に下がり、ノードN2の入力信号がコンデンサC41及びC42
を介して反転ゲイン素子11及び12に効果的に伝達され
る。反転ゲイン素子11の出力はノードN2の電圧がしきい
値電圧V_Hを越えるときローになり、インバータ13の出力
はハイとなってラッチ７をリセットする。反転ゲイン素
子12の出力は、ノードN2の電圧がしきい値電圧V_Lより小
さくなるとハイになりラッチ７をセットする。ゼロ初期
化信号によって開始されるプレチャージフェーズを除い
て、第4c図の回路は第4b図の回路と同じ振る舞いをす
る。

第1a図に示した磁力計回路には２つの基本動作フェー
ズがある。一つはチャージングフェーズであり、このフ
ェーズではセンサコイルＬは高しきい値電流値I_Hに一致
したまたはそれを越える電流にチャージされる。もう一
つはディスチャージフェーズであり、このフェーズでは
センサは主に抵抗性素子を通じてディスチャージされ
る。ここで、センサ電流が高しきい値電流I_Hから低電流
しきい値I_Lに達するまでの時間が、加えられている磁場
の値を反映する。センサコイルＬを抵抗性要素を通して
ディスチャージすることの利点は、センサの動作点が抵
抗値としきい値のみの関数となることである。チャージ
ングフェーズはディスチャージフェーズほど磁場測定に
とって重要ではない。従って、様々なタイプのチャージ
ング回路で第1a図において示した回路を置き換えること
ができる。第１またはチャージングフェーズでは、セン
サ中の電流を正確にI_Hにする必要はないことに注意され
たい。第２図の磁力計回路100は別の回路例を示したも
のであり、この例ではセンサ電流は高電流しきい値I_Hを
超えてもよい。応用例によっては、磁心材料のヒステリ
シスの望ましくない影響を低減するため、この高しきい
値電流を超えるようにすることが望ましいこともあるだ
ろう。第２図の磁力計回路100は第1a図の回路１と多く
の共通要素を共有している。第1a図のＤフリップフロッ
プ５は第２図では概ね削除されており、チャージパルス
入力信号によってスイッチS1及びS2の状態が直接制御さ
れるようになっている。インバータ101はスイッチS1とS
2を互い違いに動作状態にするべく機能する。第1a図の
シュミットトリガ回路４は第２図では２つの比較器102
及び103と、ゲート104と、２つの基準電圧V_H及びV_Lとに
よって置き換えられている。第２図のこれらの要素に
は、ノードN2の電圧がV_HとV_Lの間にある間ローレベル出
力パルスを生成するウインドウコンパレータ（window c
omparator）が含まれる。チャージパルス入力からゲー
ト104への入力は、サンプリングサイクルのチャージン
グフェーズのあいだ出力をディスエーブルする働きをす
る。第２図のチャージパルス入力は第4a図の同様のサイ
クル開始信号と同じように磁力計回路に供給されなけれ
ばならないが、センサＬ中の電流が少なくともI_Hまで上
昇可能なようにチャージング時間が十分長くなるよう動
作条件の変動を全て考慮してパルス幅を選択しなければ
ならない。これは、第1a図においてエッジでトリガされ
るサイクル開始入力と異なっている。

第1a図及び第２図に示した磁力計回路１及び100は、
それぞれ低電力システムのほとんどの要求を満たすもの
であるが、第５図〜第７図に示す回路ではさらに性能向
上が図られている。安定した測定のためには、磁力計及
びセンサは温度によって出力の変化がほとんどまたは全
くないことが理想的である。実用では、磁力計回路１及
び磁力計回路100は温度特性が悪いため、多くの用途に
対して十分ではない。コンパスとして使用される場合、
読み値の“ゼロ”値が安定していること、すなわち磁場
の加えられていない状態での磁力計出力の読みに再現性
があることが最も重要である。第1a図の回路ではこの特
性を容易に得ることはできないが、基本的に回路の性能
を表す原点オフセット（zero−offset）の小さい回路を
簡単な変形で得ることができる。第５図に示されている
磁力計回路50、第６図に示されている磁力計回路60及び
第７図に示されている磁力計回路70は、原点オフセット
補償の機能を有し、第1a図に示した磁力計回路１に対し
て性能改善が図られたものである。第２図の磁力計にお
いても原点オフセット特性に関して同様の改善を図るの
に、第５図乃至第７図の回路の改善点をどのように第２
図の磁力計に適用すればよいかは容易に理解されよう。
回路50、60及び70の詳細及びそれらの動作について以下
に述べる。

通常のフラックスゲート磁力計と同じように、第５図
〜第７図に示されている原点オフセット補償回路も透磁
率曲線の対称性を利用している。これは次のように表す
ことができる。

μ（Ｈ）＝μ（−Ｈ） （10） センサ磁心２はこの対称性を有しており、それは温度
によらず、またほとんどのセンサ製造時の欠陥にもよら
ない。回路が透磁率曲線の各側でサンプルをとることが
できれば、それぞれのサンプルからのパルス幅を引き算
して実質的に原点オフセットのない読み値を得ることが
できる。これら２つの異なる、しかし対称的なサンプル
はセンサの磁力計回路への接続をサンプル間で効果的に
切り替えることによりなされ得る。最初のサンプルにお
いてパルス幅を減少させる外部磁場は、２つめのサンプ
ルではパルス幅を増大させる。２つのパルス幅の差は、
一つのサンプルのゼロ値からの変位の２倍を反映するこ
ととなる。

回路へのセンサの接続の切り替えはアナログスイッチ
の働きによって直接なすことが可能であるが、このよう
な実現の仕方が可能な回路技術を利用した最良のものと
いうわけではない。第５図に示されている磁力計50回路
は、原点オフセット補償機能を有する低電力磁力計の最
も基本的なものであろう。磁力計回路50において、回路
のある部分は磁力計回路１で使用されていたものと同じ
であり、共通部のあるところでは、それぞれの回路要素
に対し共通の参照符号が使用されている。原点オフセッ
ト補償を達成するため、コイルＬを通じたチャージ／デ
ィスチャージサイクルは、一状態においてはノードN3を
通じてコイルＬのチャージ及びディスチャージを行うこ
とによってなされ、第２の状態においてはセンサＬのノ
ードN2のチャージ及びディスチャージによってなされ
る。この原点オフセット動作を達成するため、第５図の
点線内に示されている双方向制御回路15は、スイッチS
3、S4、S5、S7及びS8が次に述べるような動作をするよ
う制御を行う。Ｄフリップフロップ５に加えて、双方向
制御回路15はANDゲート16、17、18及び19を含んでい
る。サンプルが開始される前に、第１状態選択ライン20
または第２状態選択ライン21のいずれかがハイにセット
され、他方はローにセットされる。これらの入力はサン
プルが行われる２つの状態のうち一方を選択するのに使
用される。第１状態選択ライン20がハイにセットされ第
２状態選択ライン21がローにセットされる場合、アナロ
グスイッチS7が閉、アナログスイッチS8が開となる。サ
イクル開始ライン22の立ち上がりエッジによってＤフリ
ップフロップ５がセットされると、アナログスイッチS3
がオンとなり、センサＬはコンデンサＣを通じてチャー
ジされる。センサＬを流れる電流はアナログスイッチS7
を介してセンス抵抗R2を通って流れる。R2の両端の電圧
がV_Hに達すると、シュミットトリガ回路４の出力がロー
になり、Ｄフリップフロップ５をリセットする。その結
果、アナログスイッチS3は開、S5が閉となり、センサＬ
はグランドへとディスチャージされる。R2の両端の電圧
がV_Lまで下がると、シュミットトリガ回路４の出力はハ
イに戻る。回路の対称性のため、逆極性（すなわち、第
２状態選択がハイで第１状態選択がロー）のサンプル過
程は上述した場合と同じであるが、回路内においてセン
サＬが電気的に反転される点が異なる。原点オフセット
の質は、各アナログスイッチのその相手（S5に対しS6、
S7に対しS8）との整合性のみによってほぼ決まる。アナ
ログスイッチS3及びS5はセンサＬのチャージングの間し
か働かないため、それらは出力パルス幅に直接影響しな
い。アナログスイッチペアS5−S6及びS7−S8がよく整合
され及び／または電流検知抵抗R2に比べて小さいオン抵
抗を有している場合、磁力計の原点オフセットは最も小
さくなる。通常のウオッチとしての応用の場合と同様
に、CMOS回路を用いることによって、これらのアナログ
スイッチをトランスミッションゲート（MOSFETの相補
対）あるいは単一のＮチャネルまたはＰチャネルMOSFET
を用いて具現することができる。コンデンサＣの両端の
電圧は正の電源電圧V_Sに近いため、アナログスイッチS3
及びS4はＰチャネルMOSFET単独で実現可能である。同様
に、アナログスイッチS5及びS6はグランドレールに接続
しているため、これらの各スイッチをＮチャネルMOSFET
だけで具現することができる。アナログスイッチS7及び
S8はトランスミッションゲートとして実現するのが良
い。スイッチのノードN2及びN3における信号電圧が電源
レール間で広い範囲に渡るからである。

ある場合には、低い原点オフセットを達成するため第
５図の回路においてアナログスイッチS7とS8を適切に整
合させることができないかもしれない。第６図に示す磁
力計回路60は、グランド供給レールに近接して設けられ
たアナログスイッチ（S9及びS10）を使用することによ
ってこの問題を回避している。これを達成するにあたっ
ては、前の回路の単一の抵抗R2の代わりに２つの整合さ
れた電流検知抵抗R3及びR4を使用することも寄与してい
る。また、２つの新たなアナログスイッチS11及びS12が
導入されているが、これらは大きな電流を担わないため
比較的大きなオン抵抗を有していてもよい。第６図の磁
力計回路60の主な利点の一つは、重要な整合されたアナ
ログスイッチペア（S5−S6及びS9−S10）を全てＮチャ
ネルMOSFETを使って具現することができることである。
これらのスイッチはオン抵抗が小さいことが好ましいた
め、素子の大きさの観点からするとＮチャネルトランジ
スサを選択することが最適である。簡単に述べると、磁
力計回路60は次のように動作する。磁力計回路50の動作
と同様に、双方向制御回路15の動作によって、第１状態
選択ライン20がハイで第２状態選択ライン21がローのと
きはスイッチS9及びS11が閉となり、抵抗R3が両端の電
圧がセンサＬを流れる電流を示すインピーダンスとして
働く。サイクル開始信号がサイクル開始ライン22に供給
されるとスイッチS3が閉じられ、センサＬに動作電圧が
供給される。抵抗R3の両端の電圧がV_Hに達すると、シュ
ミットトリガ回路４の出力がローになりＤフリップフロ
ップ５がリセットされる。その結果、アナログスイッチ
S3は開、S5は閉となり、センサＬはグランドにディスチ
ャージされる。抵抗R3の両端の電圧がV_Lまで下がると、
シュミットトリガ回路４の出力はハイに戻り、サンプリ
ングが完了する。回路の対称性から、第２状態選択ライ
ン21の入力がハイで第１状態選択ライン21の入力がロー
の場合、第２のサンプルが得られる。この第２の動作状
態ではスイッチS4、S6、S10及びS12が用いられ、ノード
N2に最初コンデンサＣから電力を与え、続いてスイッチ
S6を介してグランドに接続する。

磁力計回路60内のスイッチS5−S6及びS9−S10を具現
するのに使用される４つのMOSFETが占める面積が重要な
問題となる場合、第７図に示す磁力計回路70のような別
の実施態様がある。磁力計回路70はアナログスイッチS1
3及びS14として慎重に整合された一対のＮチャネルMOSF
ETしか必要としない。このようなデザインの簡素化をす
るのに新たに考慮しなければならないことが２つある。
即ち、１）低電流アナログスイッチS11及びS12の各々は
それらがオフのときグランドより低い電圧をブロックし
なければならない、２）抵抗R5及びR6の値は磁力計回路
60のR3及びR4に用いられた値に比べるとおおよそ半分で
なければならず、それに対応してシュミットトリガのし
きい値V_L及びV_Hも半分にする必要があるということであ
る。最初の考慮事項は、制御信号用のレベル変換ととも
に、アナログスイッチS11及びS12がグランドレールより
低い負電源を有することを要する。抵抗及びしきい値を
小さくするのは比較的簡単であるが、ノイズに影響され
やすくなる。全体として、CMOS技術を用いてシリコン上
に形成するのには磁力計回路70が最も経済的となり得
る。

動作中、磁力計回路70では、双方向制御回路27として
示されている若干異なった制御回路が使用される。双方
向回路27の要素のうち幾つかは磁力計回路50及び60にお
いて示した双方向回路15と共通しており、同じ参照符号
が用いられている。磁力計回路70用に、双方向制御回路
27はそれぞれスイッチS13及びS14を制御するNANDゲート
25及び26を含んでいる。第１の動作状態では、ハイレベ
ル信号が第１状態選択ライン20に加えられ、ローレベル
信号が第２選択ライン21に加えられ、スイッチS3、S1
1、S13及びS14が使用される。この第１動作状態におい
て、ノードN3はまずコンデンサＣ上の電荷から電力を供
給され、続いて切り替えられてスイッチS13及び抵抗R5
を介してグランドに接続される。この第１動作状態の間
は、抵抗R6、スイッチS14及びS11によってノードN2の電
圧、従ってセンサＬを流れる電流を測定するための手段
がシュミットトリガ回路４の入力に提供されている。第
２状態選択ライン21がハイで、第１状態選択ライン20が
ローである第２動作状態では、スイッチS4、S12、S14及
びS13が使用される。この動作状態において、ノードN2
はコンデンサＣ上の電荷から電力を供給され、続いて切
り替えられてスイッチS14及び抵抗R6を介してグランド
に接続される。この第２動作状態の間は、抵抗R5、スイ
ッチS13及びS12によってノードN3の電圧、従ってセンサ
Ｌを流れる電流を測定するための手段がシュミットトリ
ガ回路４の入力に提供されている。

磁力計回路１、50、60及び70のアーキテクチャはCMOS
回路技術に適しているが、別の回路部品を使用すること
も可能である。回路50、60及び70に使用されている原点
オフセット補償の性能は、アナログスイッチ同士の整合
に依存するため、バイポーラまたは他の技術を用いたス
イッチング部品における電圧降下も十分に整合されなけ
ればならない。例えば、ＮチャネルMOSFETの代わりに飽
和エミッタ共通NPNトランジスタが使用される場合、こ
れらのトランジスタの飽和電圧降下は極めて厳密に整合
されなければならない。第５図の磁力計回路50及び第６
図の磁力計回路60では、アナログスイッチS5及びS6はア
ノードがグランドに接続されたダイオードによって具現
することができる。それらは外部からの制御を必要とす
ることなくセンサＬのディスチャージのあいだ導通状態
になる。ここでもまた、精度のためにはダイオード同士
の整合が大切であり、ニー（knee）電圧は十分に整合さ
れなければならない。整合が得られるとすると、MOSFET
が現在のところ好適なスイッチング素子である。MOSFET
ではオン抵抗を小さくしてあまりよく整合されていない
トランジスタが同じ位の電圧降下を有するようにするこ
とができるが、バイポーラスイッチやダイオードにはこ
れに匹敵するような選択（option）はない。

磁力計回路を電子ディジタルコンパスに使用する場
合、複数の軸上の磁場を検知できることが必要である。
２軸回路の一実施例を第８図に示す。この図には２軸磁
力計回路80が模式的に示されている。２軸磁力計回路80
は第１軸に対してセンサL1を、第２軸に対してセンサL2
を用い、第７図に示したようなタイプの磁力計回路を使
用している。物理的には、センサL1及びL2はそれらのそ
れぞれの磁心が90゜の角度に向けられるように配置され
ている。第８図の２軸磁力計回路80では、電流センサ
は、フィードバック抵抗R9と抵抗R7及びR8からなる分圧
回路とを伴った比較器U4によって具現されている。比較
器U4は、“National Semiconductor LM311"のような一
般に入手可能なデバイスとすることができる。MOSFETス
イッチQ1乃至Q8はデマルチプレクサU2によって駆動され
る。デマルチプレクサU2は、標準的な“74HC138 HCMOS
論理デバイス”のような１対８ディジタルデマルチプレ
クサとすることができる。センサL1及びL2の出力は、標
準的な“74HC4051 HCMOSデバイス”のような８対１アナ
ログマルチプレクサU3によって切り替えられて比較器の
入力に接続される。ＮチャネルMOSFETスイッチQ1、Q3、
Q5、及びQ7はSiliconix社によって製造されているVN222
2のような小信号スイッチングデバイスである。Ｐチャ
ネルMOSFETスイッチQ2、Q4、Q6、及びQ8はSiliconix社
によって製造されているVP0610のような小信号スイッチ
ングデバイスである。センサのドライブパス（drive pa
th）内の４つの抵抗は、十分に整合されるように単一の
抵抗ネットワークRN1として具現されている。これによ
って温度追従とともに整合を保証する好適な手段が与え
られている。センサL1はコイル83を、センサL2はコイル
84を含んでいる。これらのコイルの各々は、それぞれの
磁心の回りに40ゲージのワイヤが巻数約1000でソレノイ
ド状に巻かれている。L1及びL2の磁心81及び82のセンサ
磁心材料は各々典型的にはAllied Signal社からの2705M
アモルファス金属ガラスフォイルの一片とすることがで
きる。通常の感度及びダイナミックレンジに対して、セ
ンサ磁心は長さ400ミル、幅20ミルである。典型的な非
傾斜補償型コンパスでは、センサL1及びL2は互いに直角
になるように向けられ、地磁気の２つのベクトル成分を
検知する。制御フリップフロップU1は標準的な“74HC74
HCMOS論理デバイス”によって具現することができる。

第８図に示されている２軸回路80では各軸のサンプリ
ングを続けて行うことができる。この磁力計は、一連の
サンプリングを行い、データをディジタル化し、得られ
た方位角を計算することができるマイクロプロセッサま
たは他のシーケンシャル論理回路とともに使用されるこ
とを意図されている。一つの方位角に対しデータを得る
には、全部で４つのサンプルをとらなければならない。
各軸から異なる極性のサンプルをとらなければならない
からである。軸入力がローのとき、センサL2は非動作状
態となり、センサL1がサンプリングされる。極性入力の
レベルがローであることにより、センサL1はQ2を介する
電流によってチャージされる。センサL1を流れる電流に
よって抵抗RN1bの両端に電圧が生じ、これはアナログマ
ルチプレクサの入力A0を介して比較器U4（反転シュミッ
トトリガ回路）の入力に現れる。サイクルのディスチャ
ージ部分ではQ2はオフとなり、センサ電流はQ1を介して
グランドへとディスチャージされる。極性入力をハイに
設定すると、センサL1に沿った逆方向の磁場の測定がな
される。軸入力をハイに設定することによって、互いに
逆極性の同様なサンプルペアをセンサL2からとることが
できる。60Hzの磁場が目的とする用途において主なノイ
ズ源となる場合、これらのサンプルはこのレートに同期
してとられる。可能な技術の一つは各軸から逆極性のサ
ンプルを1/120秒の間隔でとることである。このサンプ
ルレートが速すぎる場合、回路は第２のサンプルを1/60
秒の任意の倍数だけ遅らせることができる。これらのサ
ンプルの差をとることによって、干渉する60Hzの磁場の
基本成分をキャンセルし取り除くことができる。例え
ば、磁力計回路70において、第２状態サンプルを、第１
状態サンプルの開始後1/120秒たってから開始するよう
にするとよい。

第9a図及び第9b図は、本発明に基づく短サンプル磁力
計を用いた電子コンパスシステム90及び91のブロック図
を示している。これらはどちらもマイクロプロセッサ92
によって制御され、ディスプレー93上に出力を行う。第
9a図のシステム90では、磁力計出力のパルス幅は単純な
計数技法を用いてディジタル化される。パルス入力はパ
ルス幅カウンタ93に対しゲートとして使用することがで
きる。カウンタ93は例えば水晶発振器を具備した定周波
数基準回路94によってクロック信号を供給される。応用
例によっては、この基準として必要とされる周波数が過
大な電力消費を生じさせる恐れがある。別の例として示
す、第9b図の電子コンパスシステム91は、より電力が小
さいものとなる可能性がある。磁力計の出力パルス幅
は、磁力計80からの出力パルスをアナログ積分器回路95
に対しゲートとして使用することによってディジタル化
することができる。積分器回路95の出力は、A/Dコンバ
ータ96に送られて測定される。積分器及びA/Dコンバー
タ用に使用される利得要素（gain element）はいずれも
間欠的に使用可能であり、従って平均電力消費を少なく
することができる。

Claims (17)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一回のスイッチングサイクルの間に磁場の
   測定をすることができる磁力計回路であって、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
   ンサコイルと、 第１及び第２端子を有する第１インピーダンスと、 前記第１インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
   イルの前記第２端子に接続する手段と、前記第１インピ
   ーダンスの前記第２端子をグランド電位に接続する手段
   と、 前記第１センサコイル端子を前記一回のサイクルの第１
   部分の間電圧源によって供給される電圧を受用するため
   の電圧ノードに選択的に接続するための第１スイッチ
   と、 前記第１センサコイル端子を前記一回のサイクルの第２
   部分の間前記グランド電位に選択的に接続するための第
   ２スイッチと、 入力端子と出力端子を有し、前記入力端子の電圧が第１
   のしきい値を超えるのに応答して前記出力端子に第１の
   大きさの出力信号を生成し、前記入力端子の前記電圧が
   第２のしきい値未満に下降するのに応答して前記出力端
   子に第２の大きさの出力信号を生成する電圧センサと、 前記電圧センサの前記入力端子を前記センサコイルの前
   記第２端子に接続する手段と、 入力される制御信号を受用するための第１及び第２入力
   端子と制御信号を出力するための第１及び第２出力端子
   とを有する制御回路と、 前記電圧センサの前記出力端子を前記制御回路の前記第
   １入力端子に接続する手段と、 前記第１スイッチの動作を制御するため前記制御回路の
   前記第１出力端子を前記第１スイッチに接続する手段
   と、 前記第２スイッチの動作を制御するため前記制御回路の
   前記第２出力端子を前記第２スイッチに接続する手段と
   を含むことを特徴とする磁力計回路。
2. 【請求項２】前記電圧センサがシュミットトリガ回路で
   あることを特徴とする請求項１に記載の磁力計回路。
3. 【請求項３】前記電圧センサが比較器を含んでいること
   を特徴とする請求項１に記載の磁力計回路。
4. 【請求項４】前記制御回路がＤフリップフロップを含ん
   でいることを特徴とする請求項１に記載の磁力計回路。
5. 【請求項５】前記電圧センサが第１及び第２比較器とRS
   フリップフロップとを含んでいることを特徴とする請求
   項１に記載の磁力計回路。
6. 【請求項６】前記電圧ノードに接続された第１端子と前
   記グランド電位に接続された第２端子とを有するコンデ
   ンサと、 第１及び第２端子を有する第２インピーダンスと、 前記第２インピーダンスの前記第１端子を前記電圧源に
   接続する手段と、 前記第２インピーダンスの前記第２端子を前記電圧ノー
   ドに接続する手段とを更に含むことを特徴とする請求項
   １に記載の磁力計回路。
7. 【請求項７】前記電圧源の第１端子を前記電圧ノードに
   接続する手段と、 前記電圧源の第２端子をグランド電位に接続する手段と
   を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の磁力計回
   路。
8. 【請求項８】前記電圧センサがシュミットトリガ回路を
   含み、前記制御回路がＤフリップフロップを含んでいる
   ことを特徴とする請求項７に記載の磁力計回路。
9. 【請求項９】一回のスイッチングサイクルの間に磁場の
   測定をすることができる磁力計回路であって、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
   ンサコイルと、 前記第１センサコイル端子を前記スイッチングサイクル
   の第１部分の間電源に選択的に接続するための第１スイ
   ッチと、 前記第１センサコイル端子を前記スイッチングサイクル
   の第２部分の間グランド電位に選択的に接続するための
   第２スイッチと、 入力端子と出力端子を有する、前記センサコイルを流れ
   る電流を測定するための電流センサと、 前記センサコイルを通ってグランド電位へと流れる電流
   の経路を生成して前記電流センサによる前記センサコイ
   ルを流れる電流の測定を可能とするべく、前記電流セン
   サの前記入力端子を前記センサコイルの前記第２端子に
   接続する手段と、 前記スイッチングサイクルにおいて前記第１及び第２ス
   イッチを、前記スイッチングサイクルの前記第１部分の
   あいだ前記センサコイルの前記第２端子とグランド電位
   との間の接続が前記電流センサを通じて維持され且つ前
   記第１スイッチによって前記電源が前記第１センサコイ
   ル端子に接続され、前記スイッチングサイクルの前記第
   ２部分のあいだ前記センサコイルの前記第２端子とグラ
   ンド電位との間の接続が前記電流センサを通じて維持さ
   れ且つ前記第２スイッチによって前記第１コイル端子が
   グランド電位に接続されるように制御するための回路と
   を含み、 前記電流センサは前記センサコイルを流れる電流が第１
   のしきい値に達するのに応答して第１出力信号を前記電
   流センサの前記出力端子に生成し、前記センサコイルを
   流れる電流が第２のしきい値まで減少するのに応答して
   第２出力信号を前記電流センサの前記出力端子に生成す
   ることを特徴とする磁力計回路。
10. 【請求項１０】前記電流センサが、 前記センサコイルの前記第２端子に接続された第１端子
    と前記グランド電位に接続された第２端子とを有するイ
    ンピーダンスと、 入力端子と出力端子を有するシュミットトリガ回路とを
    含んでおり、 前記磁力計回路が、前記シュミットトリガ回路の前記入
    力端子を前記センサコイルの前記第２端子に接続する手
    段を含んでいることを特徴とする請求項９に記載の磁力
    計回路。
11. 【請求項１１】前記電流センサが、 前記センサコイルの前記第２端子に接続された第１端子
    とグランド電位に接続された第２端子とを有するインピ
    ーダンスと、 入力端子と出力端子を有する比較器とを含んでおり、 前記磁力計回路が、前記比較器の前記入力端子を前記セ
    ンサコイルの前記第２端子に接続する手段を含んでいる
    ことを特徴とする請求項９に記載の磁力計回路。
12. 【請求項１２】磁力計回路であって、 電圧印加用の第１及び第２電力端子と、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
    ンサコイルと、 第１及び第２端子を有する第１インピーダンスと、 前記第１インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第２端子に接続する手段と、前記第１インピ
    ーダンスの前記第２端子を前記第１電力端子に接続する
    手段と、 入力端子と出力端子を有し、前記入力端子に第１の大き
    さの電圧を受けるのに応答して前記出力端子に第１の大
    きさの出力信号を生成し、前記入力端子に第２の大きさ
    の電圧を受けるのに応答して前記出力端子に第２の大き
    さの出力信号を生成する電圧センサと、 前記第２電力端子を前記センサコイルの前記第１端子に
    選択的に接続するための第１スイッチと、 前記センサコイルの前記第１端子を前記第１電力端子に
    選択的に接続するための第２スイッチと、 前記センサコイルの前記第２端子を前記電圧センサの前
    記入力端子に選択的に接続するための第３スイッチと、 前記第２電力端子を前記センサコイルの前記第２端子に
    選択的に接続するための第４スイッチと、 前記センサコイルの前記第２端子を前記第１電力端子に
    選択的に接続するための第５スイッチと、 前記センサコイルの前記第１端子を前記電圧センサの前
    記入力端子に選択的に接続するための第６スイッチと、 第１状態選択信号を受信するための第１状態選択入力端
    子と、第２状態選択信号を受信するための第２状態選択
    入力端子と、第３入力端子と、サイクル開始信号を受信
    するためのサイクル開始入力端子と、前記スイッチの各
    々に対し一つの複数の出力端子とを有する双方向制御回
    路と、 前記電圧センサの前記出力端子を前記双方向制御回路の
    前記第３入力端子に接続する手段と、 前記双方向制御回路の前記出力端子の各々を前記スイッ
    チの対応する一つに接続する手段とを含み、 前記双方向制御回路は、開始信号と第１状態選択信号の
    受信に応答して前記電圧センサの前記出力端子に出力信
    号を生成するべく前記第１、第２、及び第のスイッチを
    選択的に制御する論理回路を含んでおり、前記双方向制
    御回路は、開始信号と第２状態選択信号の受信に応答し
    て前記電圧センサの前記出力端子に出力信号を生成する
    べく前記第４、第５、及び第６スイッチを選択的に制御
    する論理回路を更に含んでいることを特徴とする磁力計
    回路。
13. 【請求項１３】一回のスイッチングサイクルの間に磁場
    の測定をすることができる磁力計回路であって、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
    ンサコイルと、 入力端子と出力端子を有する電圧センサと、 第１及び第２端子を有するインピーダンスと、 前記第１インピーダンス端子をグランド電位に接続する
    手段と、 第２インピーダンス端子を前記電圧センサの前記入力端
    子に接続する手段と、 第１動作状態においては前記センサコイルの前記第２端
    子が前記電圧センサの前記入力端子に接続された後、セ
    ンサコイルの前記第１端子が最初電源に接続され、次に
    切り替えられてグランド電位に接続され、第２動作状態
    においては前記センサコイルの前記第１端子が前記電圧
    センサの前記入力端子に接続された後、前記センサコイ
    ルの前記第２端子が最初前記電源に接続され、次に切り
    替えられてグランド電位に接続されるようにして、前記
    第１及び第２動作状態において前記センサコイルを流れ
    る双方向電流を生成する回路とを含むことを特徴とする
    磁力計回路。
14. 【請求項１４】磁力計回路であって、 電圧印加用の第１及び第２電力端子と、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
    ンサコイルと、 入力端子と出力端子を有し、前記入力端子に第１の大き
    さの電圧を受けるのに応答して前記出力端子に第１の大
    きさの出力信号を生成し、前記入力端子に第２の大きさ
    の電圧を受けるのに応答して前記出力端子に第２の大き
    さの出力信号を生成する電圧センサと、 前記第２電力端子を前記センサコイルの前記第１端子に
    選択的に接続するための第１スイッチと、 前記センサコイルの前記第１端子を前記第１電力端子を
    選択的に接続するための第２スイッチと、 第１及び第２端子を有する第１インピーダンスと、 前記第１インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第２端子に接続する手段と、 前記第１インピーダンスの前記第２端子を前記第１電力
    端子に選択的に接続するための第３スイッチと、 前記センサコイルの前記第２端子を前記電圧センサの前
    記入力端子に選択的に接続するための第４スイッチと、 前記第２電力端子を前記センサコイルの前記第２端子に
    選択的に接続するための第５スイッチと、 前記センサコイルの前記第２端子を前記第１電力端子に
    選択的に接続するための第６スイッチと、 第１及び第２端子を有する第２インピーダンスと、 前記第２インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第１端子に接続する手段と、 前記第２インピーダンスの前記第２端子を前記第１電力
    端子に選択的に接続するための第７スイッチと、 前記センサコイルの前記第１端子を前記電圧センサの前
    記入力端子に選択的に接続するための第８スイッチと、 第１状態選択信号を受信するための第１状態選択入力端
    子と、第２状態選択信号を受信するための第２状態選択
    入力端子と、第３入力端子と、サイクル開始信号を受信
    するためのサイクル開始入力端子と、前記スイッチの各
    々に対し一つの複数の出力端子とを有する双方向制御回
    路と、 前記電圧センサの前記出力端子を前記双方向制御回路の
    前記第３入力端子に接続する手段と、 前記双方向制御回路の前記出力端子の各々を前記スイッ
    チの対応する一つに接続する手段とを含み、 前記双方向制御回路は、開始信号と第１状態選択信号の
    受信に応答して前記電圧センサの前記出力端子に出力信
    号を生成するべく前記第１、第２、第３及び第４スイッ
    チを選択的に制御する論理回路を含んでおり、前記双方
    向制御回路は、開始信号と第２状態選択信号の受信に応
    答して前記電圧センサの前記出力端子に出力信号を生成
    するべく前記第５、第６、第７及び第８スイッチを選択
    的に制御する論理回路を更に含んでいることを特徴とす
    る磁力計回路。
15. 【請求項１５】磁力計回路であって、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
    ンサコイルと、 入力端子と出力端子を有する電圧センサと、 第１及び第２端子を有する第１インピーダンスと、 前記第１インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第２端子に接続する手段と、 第１及び第２端子を有する第２インピーダンスと、 前記第２インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第１端子に接続する手段と、 第１動作状態においては前記センサコイルの前記第２端
    子が前記第１インピーダンスの前記第１端子に接続され
    た後、前記センサコイルの前記第１端子が最初電源に接
    続され、次に切り替えられてグランド電位に接続され、
    第２動作状態においては前記センサコイルの前記第１端
    子が前記第２インピーダンスの前記第１端子に接続され
    た後、前記センサコイルの前記第２端子が最初前記電源
    に接続され、次に切り替えられてグランド電位に接続さ
    れるようにして、前記第１及び第２動作状態において前
    記センサコイルを流れる双方向電流を生成する回路とを
    含むことを特徴とする磁力計回路。
16. 【請求項１６】磁力計回路であって、 電圧印加用の第１及び第２電力端子と、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
    ンサコイルと、 入力端子と出力端子を有し、前記入力端子に第１の大き
    さの電圧を受けるのに応答して前記出力端子に第１の大
    きさの出力信号を生成し、前記入力端子に第２の大きさ
    の電圧を受けるのに応答して前記出力端子に第２の大き
    さの出力信号を生成する電圧センサと、 前記第２電力端子を前記センサコイルの前記第１端子に
    選択的に接続するための第１スイッチと、 第１及び第２端子を有する第１インピーダンスと、 前記第１インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第１端子に接続する手段と、 前記第１インピーダンスの前記第２端子を前記第１電力
    端子に選択的に接続するための第２スイッチと、 前記センサコイルの前記第２端子を前記電圧センサの前
    記入力端子に選択的に接続するための第３スイッチと、 前記第２電力端子を前記センサコイルの前記第２端子に
    選択的に接続するための第４スイッチと、 第１及び第２端子を有する第２インピーダンスと、 前記第２インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第２端子に接続する手段と、 前記第２インピーダンスの前記第２端子を前記第１電力
    端子に選択的に接続するための第５スイッチと、 前記センサコイルの前記第１端子を前記電圧センサの前
    記入力端子に選択的に接続するための第６スイッチと、 第１状態選択信号を受信するための第１状態選択入力端
    子と、第２状態選択信号を受信するための第２状態選択
    入力端子と、第３入力端子と、サイクル開始信号を受信
    するためのサイクル開始入力端子と、前記スイッチの各
    々に対し一つの複数の出力端子とを有する双方向制御回
    路と、 前記電圧センサの前記出力端子を前記双方向制御回路の
    前記第３入力端子に接続する手段と、 前記双方向制御回路の前記出力端子の各々を前記スイッ
    チの対応する一つに接続する手段とを含み、 前記双方向制御回路は、開始信号と第１状態選択信号の
    受信に応答して前記電圧センサの前記出力端子に出力信
    号を生成するべく前記第１、第２、第３及び第５スイッ
    チを選択的に制御する論理回路を含んでおり、前記双方
    向制御回路は、開始信号と第２状態選択信号の受信に応
    答して前記電圧センサの前記出力端子に出力信号を生成
    するべく前記第２、第４、及び第６スイッチを選択的に
    制御する論理回路を更に含んでいることを特徴とする磁
    力計回路。
17. 【請求項１７】磁力計回路であって、 飽和可能な磁心を含み且つ第１及び第２端子を有するセ
    ンサコイルと、 入力端子と出力端子を有する電圧センサと、 第１及び第２端子を有する第１インピーダンスと、 前記第１インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第１端子に接続する手段と、 第１及び第２端子を有する第２インピーダンスと、 前記第２インピーダンスの前記第１端子を前記センサコ
    イルの前記第２端子に接続する手段と、 第１動作状態においては前記センサコイルの前記第２端
    子が前記電圧センサの前記入力端子に接続され、前記第
    ２インピーダンスの前記第２端子がグランド電位に接続
    された後、前記センサコイルの前記第１端子が最初電源
    に接続され、次に切り替えられてグランド電位に前記第
    １インピーダンスを介して接続され、第２動作状態にお
    いては前記センサコイルの前記第１端子が前記電圧セン
    サの前記入力端子に接続され、前記第１インピーダンス
    の前記第２端子がグランド電位に接続された後、前記セ
    ンサコイルの前記第２端子が最初前記電源に接続され、
    次に切り替えられてグランド電位に前記第２インピーダ
    ンスを介して接続されるようにして、前記第１及び第２
    動作状態において前記センサコイルを流れる双方向電流
    を生成する回路とを含むことを特徴とする磁力計回路。