JPWO2004082138A1 - 整合回路 - Google Patents

Abstract

信号経路に主整合ブロック５１と、その主整合ブロック５１に一端が接続された直列整合ブロック５２２とが挿入され、直列整合ブロック５２２の他端側においてその信号経路にスイッチ５４２と並列整合ブロック５３２の直列接続の一端が接続されており、スイッチのオン・オフ切り替えにより２つの周波数のいずれかにおいて入出力のインピーダンス整合を行う整合回路。

Description

この発明は、整合回路に関し、特に、複数の周波数帯域でインピーダンスの異なる回路間の整合を確立するマルチバンド対応の整合回路、更に、移動体通信、衛星通信端末の如き通信機器において使用される複数の周波数帯域の信号を高効率に増幅する小型マルチバンド高効率電力増幅器を構成するに好適な整合回路に関する。

無線通信によって提供されるサービスの多様化に伴い、無線機には複数の周波数帯域の信号を処理するマルチバンド化が要求されている。無線機に含まれる不可欠な装置として電力増幅器がある。効率のよい増幅を行なうには、増幅素子とその周辺回路との間のインピーダンス整合を取る必要があり、整合回路が使われる。従来のマルチバンド電力増幅器として、例えば“帯域共用移動機”内で用いられる増幅器が千葉耕司他、“移動機”、ＮＴＴ ＤｏＣｏＭｏテクニカルジャーナル、Ｖｏｌ．１０，Ｎｏ．１に示されている。
図１を参照して上記文献に示されている８００ＭＨｚ／１．５ＧＨｚ帯電力増幅器の構成を説明する。図１の電力増幅器は入力スイッチ１１と、８００ＭＨｚ帯増幅器２１と、１．５ＧＨｚ帯増幅器２２と、出力スイッチ１２により構成される。無線周波数に変換された送信信号は、入力スイッチ１１で各周波数帯域用に設計された増幅器２１、２２の何れかに選択供給され、増幅された後、出力スイッチ１２を介してアンテナに給電される。
図２も参照して図１の各増幅器２１、２２の構成を説明する。各増幅器２１、２２は、入力側整合回路２５と、増幅素子２６と、出力側整合回路２７とで構成される。両整合回路２５、２７は入力信号の周波数帯域に対して信号源２３と増幅素子間、及び増幅素子２６と負荷２８間のインピーダンス整合をとる設計がされている。一般に、増幅素子２６の入出力インピーダンスは周波数によって異なり、周波数帯域の異なる信号を増幅する場合、入力側、出力側に帯域毎に設計された整合回路がそれぞれ必要となる。従来例においては、例えば、２帯域の信号を増幅するには、図２に示される入力側整合回路２５、増幅素子２６、出力側整合回路２７より成る増幅器を２系統具備する必要がある。従って、設置面積はおよそ２倍となる。更に多くの帯域の信号を増幅する場合は、設置面積がおよそ系統数倍になる。増幅素子２６の数が増えると、増幅器全体の消費電力の増加や回路の安定性を損なう可能性がある。また、整合回路は増幅器中で設置面積における割合が大きい個所であり、問題となる。また、多系統化した場合、入出力スイッチとしてＳＰｎＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ｎ Ｔｈｒｏｗ）スイッチが必要であるが、ＳＰｎＴスイッチは構造が非常に複雑であり製作が困難である。また、これを用いることで、増幅器には系統数に比例して、スイッチ挿入損失が増大する問題を発生する。
特に移動機では、消費電力はでき得る限り小さいことが望ましいので、移動機の消費電力を左右する最たる回路部材である電力増幅器を高効率動作させる。図３は高効率電力増幅器の構成を示したもので、入力側整合回路２５と増幅素子２６と出力側整合回路２７と高調波処理回路２４が使用される。ここで、高調波処理回路２４は、例えば、電力増幅器を全ての偶数次高調波に対して短絡、全ての奇数次高調波に対して開放となる負荷条件で終端する。この終端条件を設定すれば、理論上最大効率１００％が得られる。ここで、全ての高調波に対して理想的な終端条件を現実の回路で実現することは困難であるが、高調波の寄与は低次である程大きく、２次高調波までを最適負荷で終端することにより、理論上８６％が得られることも知られている。なお、高調波処理回路２４は、この設計法に限定されるものではない。
一般に、増幅素子２６の出力インピーダンスは周波数特性をもつことから、高効率な電力増幅を達成するには、使用する各周波数帯で最適化した入出力整合回路２５、２７及び高調波処理回路２４を用いる必要がある。従って、従来の２バンド対応マルチバンド高効率電力増幅器においては、２帯域の信号を増幅するに、各周波数帯域で最適化した入力側整合回路２５、増幅素子２６、高調波処理回路２４、出力側整合回路２７を２系統具備し、図１に示すようにＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチ、即ち、単極双投スイッチ１１、１２で切り替えて使用していた。
しかし、マルチバンド高効率電力増幅器の従来例においては、上述した理由により動作帯域数の増加につれて全体の回路面積が増大する問題点があった。例えば、ｎ帯域の信号を増幅させたい場合、整合回路がｎ系統、高調波処理回路がｎ系統、増幅素子もｎ個必要で、回路面積はおよそｎ倍になる。特に、整合回路及び高調波処理回路は増幅器中で回路面積における割合が大きい回路であり問題となる。これに加えて、多系統化した場合、入出力スイッチとして、ＳＰｎＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ｎ Ｔｈｒｏｗ）スイッチが必要であるが、このＳＰｎＴスイッチは、構成が複雑で、高性能なスイッチの製作が困難であり、系統数の増加によりスイッチの挿入損失の増大をまねく。特に、出力側整合回路にＳＰｎＴスイツチを導入した場合、挿入損失が効率の低下をもたらし、特に携帯機に使用するに困難を来す。
ここで、整合回路のマルチバンド化としては広帯域設計による方法も考えられる。しかし、回路の広帯域化に伴い、整合回路を構成する素子数が増大し、狭帯域設計と比較し、利得及び効率の低下が生じる。従って、特に電力増幅器への適用を考えた場合、装置の大型化、性能劣化が生じる。
この発明の目的は、少ない素子数で複数の周波数帯域でそれぞれインピーダンス整合を行なうことができる小型マルチバンド対応の整合回路、更に、移動体通信、衛星通信端末の如き通信機器において使用される複数の周波数帯域の信号を高効率に増幅する小型マルチバンド高効率電力増幅器を構成するに好適な整合回路を提供することである。

この発明による整合回路は、
信号経路に挿入され、少なくとも第１の周波数帯域で整合が取れた主整合ブロックと、
上記信号経路に挿入されて上記主整合ブロックに一端が接続され、上記主整合ブロックと上記第１の周波数帯域において整合が取れた直列整合ブロックと、
並列整合ブロックとスイッチの直列接続、
とを含み、上記直列接続の一端は上記直列整合ブロックの他端側において上記信号経路に接続され、上記スイッチのオン・オフにより上記第１の周波数帯域と、上記第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域で選択的に整合を可能にする。

図１は８００ＭＨｚ／１．５ＧＨｚ帯電力増幅器の従来例を説明する図。
図２は図１の各増幅器の構成を説明する図。
図３は移動機に用いられる従来の電力増幅器の例を説明する図。
図４はこの発明による整合回路の実施例を説明する図。
図５は中心周波数ｆ_１、ｆ_２とする２つの周波数帯域を示す図。
図６は主整合ブロックの第１の実施例を説明する図。
図７は主整合ブロックの第２の実施例を説明する図。
図８は主整合ブロックの第３の実施例を説明する図。
図９はこの発明による整合回路の実施例を示す図。
図１０は整合回路の第３の実施例を説明する図。
図１１は中心周波数ｆ_１〜ｆ_ＮとするＮ個の周波数帯域を示す図。
図１２はスイッチの任意の組み合わせを同時にオンとして整合することができる周波数帯域の数を増加させることを説明する図。
図１３は整合回路の第４の実施例を説明する図。
図１４は多くの周波数帯域に変更設定する並列整合ブロックを説明する図。
図１５は並列整合ブロックの第２の実施例を説明する図。
図１６はスイッチを用いた並列整合ブロックの第３の実施例を示す図。
図１７はこの発明による整合回路の第５の実施例を示す図。
図１８Ａは図１７における並列整合ブロックの動作を説明するための図。
図１８Ｂは図１７における並列整合ブロックの動作を説明するための図。
図１９はこの発明による整合回路の第６の実施例を示す図。
図２０はこの発明による整合回路の第７の実施例を示す図。
図２１はこの発明による整合回路の第８の実施例を示す図。
図２２はこの発明による整合回路の第９の実施例を示す図。
図２３はこの発明による整合回路の第１０の実施例を示す図。
図２４はこの発明による整合回路の第１１の実施例を示す図。
図２５はこの発明による整合回路の第１２の実施例を示す図。
図２６はこの発明による整合回路の第１３の実施例を示す図。
図２７は主整合ブロックの第１の実施例を示す図。
図２８は主整合ブロックの第２の実施例を示す図。
図２９は主整合ブロックの第３の実施例を示す図。
図３０は主整合ブロックの第４の実施例を示す図。
図３１はこの発明による整合回路を増幅器に適用した第１の応用例を説明する図。
図３２はこの発明による整合回路を増幅器の一部として利用した第２の応用例を説明する図。
図３３は増幅器の高効率化を達成する実施例を説明する図。
図３４Ａは２倍波周波数２ｆ_１の終端回路を示す図。
図３４Ｂは直列整合ブロックと並列整合ブロックの構成を示す図。
図３５は並列整合ブロックとして先端開放線路を使用した例を説明する図。
図３６は図３３の変形実施例を説明する図。
図３７は図３３の実施例を拡張した実施例を説明する図。
図３８は図３３の第２の変形実施例を説明する図。
図３９は図３３の第３の変形実施例を説明する図。
図４０は図３３の第４の変形実施例を説明する図。
図４１は図３３の第５の変形実施例を説明する図。
図４２は実施例の使用の態様を説明する図。

発明を実施するための最良の形態を図を参照して説明する。
図４にこの発明による整合回路の実施例を示す。この整合回路５０はポートＰ_１に接続された信号源２３のインピーダンスＺ_Ｓに、ポートＰ_２に接続された負荷回路２８のインピーダンスを整合させる回路であり、例えば、図５に示す中心周波数がそれぞれｆ_１及びｆ_２の２つの周波数帯域ｂ_１及びｂ_２の信号に対する整合回路として動作する。信号源２３のインピーダンスは周波数によらずＺ_Ｓとする。負荷回路２８のインピーダンスは周波数に依存するのでＺ_Ｌ（ｆ）と表す。この整合回路５０は、ポートＰ_１とＰ_２間の信号経路に直列に挿入された直列整合ブロック５２_２と主整合ブロック５１と、直列整合ブロック５２_２のポートＰ_１側の一端とグランド間に挿入された並列整合ブロック５３_２とスイッチ５４_２の直列接続とから構成されている。この例では、並列整合ブロック５３_２はスイッチ５４_２を介して信号経路に接続されている。直列整合ブロック５２_２は負荷回路２８に対し直列に挿入されており、並列整合ブロック５３_２はスイッチ５４_２がＯＮ状態のときに負荷回路２８に対し並列に挿入される。
先ず、周波数ｆ_１の信号の整合について説明する。スイッチ５４_２をオフ状態にした場合、例えばポートＰ_１に接続された信号源２３から入力した信号は直列整合ブロック５２_２と主整合ブロック５１のみを通過してポートＰ_２に伝送される。ここで、図４の主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の信号に対して、ポートＰ_２のインピーダンスＺ_Ｌ（ｆ_１）をポートＰ_１から信号源２３側を見た入力インピーダンスＺ_Ｓに整合させる回路である。直列整合ブロック５２_２は、図４の接続点ＡとＢ間の周波数ｆ_１の信号伝送に影響しないよう、例えば、特性インピーダンスがＺ_Ｓに等しい伝送線路等で構成する。その結果、主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の信号に対してポートＰ_１とポートＰ_２間のインピーダンス整合を達成する。
次に、周波数ｆ_２の信号の整合について説明する。上述した通り、主整合ブロック５１は周波数ｆ_１で整合回路として動作する設計がなされている。これに対し、周波数ｆ_２の信号に関しては単なるインピーダンス変換器として動作する。従って、ポートＰ_２のインピーダンスＺ_Ｌ（ｆ_２）は、主整合ブロック５１により周波数ｆ_２において、或る任意のインピーダンスＺ_Ｌ’（ｆ_２）に変換される。ここで、スイッチ５４_２をオン状態にした場合、直列整合ブロック５２_２と、直列整合ブロック５２_２に並列接続された並列整合ブロック５３_２の周波数ｆ_２でのインピーダンスを予め適当に決めておくことにより、任意の負荷インピーダンスＺ_Ｌ’（ｆ_２）に対してポートＰ_１のインピーダンスＺ_Ｓとの整合をとることができる。即ち、主整合ブロック５１が如何なる構成であったとしても周波数ｆ_２に対する整合回路５０を設計することができる。従って、スイッチ５４_２により主整合ブロック５１に並列整合ブロック５３_２を付加することで、整合回路５０全体を周波数ｆ_２の入力信号に対する整合回路に変更することができる。このように、１つのスイッチ５４_２の状態（オン／オフ）を切り替えることで、２つの周波数帯域の信号に選択的に対応可能な整合回路５０を構成することができる。なお、図４においては、並列整合ブロック５３_２の他端を接地させているが、並列整合ブロック５３_２は先端開放線路によっても構成することができる。
図４の実施例において、主整合ブロック５１の構成は以下に説明するようにさまざまな形態で構成することができ、他の実施例においても同様である。この主整合ブロック５１の第１の構成例を図６を参照して説明する。ここに図示される主整合ブロック５１は、誘導性集中定数素子５１Ｂと容量性集中定数素子５１Ａとにより構成されている。この様に複数の集中定数素子を組み合わせることにより、任意の周波数ｆの整合回路を構成することができる。
主整合ブロック５１の第２の構成例を図７を参照して説明する。図示される主整合ブロック５１は、直列整合ブロック５２_１と、その入力側に一端が接続され他並列整合ブロック５３_１とにより構成されている。直列整合ブロック５２_１は例えば集中定数素子で構成された遅延回路でもよいし、また、特性インピーダンスがＺ_Ｓに等しい伝送線路で構成してもよい。これらの集中定数素子及び伝送線路によって、任意の周波数ｆの整合回路を構成することができる。並列整合ブロック５３_１は例えば先端開放線路により構成してもよいし、先端短絡線路で構成してもよい。
主整合ブロック５１の第３の構成例を図８を参照して説明する。図示される主整合ブロック５１は、直列整合ブロック５１_１と、その入力側にスイッチ５４_１を介して一端が接続され、他端がグランドに接続された並列整合ブロック５３_１で構成されている。スイッチ５４_１がオン状態においては、直列整合ブロック５１_１と、並列整合ブロック５３_１によりポートＰ_２の任意のインピーダンスに対してボートＰ_３のインピーダンスと整合をとることができるので、任意の周波数の信号に対する整合回路を設計することができる。また、スイッチ５４_１がオフ状態においては、信号は主整合ブロック５１内で直列整合ブロック５１_１のみを通過し、並列整合ブロック５３_１はインピーダンス変換に寄与しない。従って、主整合ブロック５１は、ポートＰ_２のインピーダンスを直列整合ブロック５１_１によるインピーダンス変換量だけ変化させることになる。
図９は整合回路５０の第２の実施例を示す。この実施例は信号源２３が例えばＦＥＴのようにインピーダンスが周波数特性を持っている場合であり、負荷回路２８のインピーダンスＺ_Ｌは周波数特性を持っていないものとする。図４に示した整合回路５０の実施例において、主整合ブロック５１が周波数特性を有する信号源２３側となるようにポートＰ_１とＰ_２間の主整合ブロック５１と直列整合ブロック５２_２の位置を入れ替え、それに伴い、並列整合ブロック５３_２をポートＰ_２側にスイッチ５４_２を介して接続した構成となっている。動作原理は図４の場合と同様であり、説明を省略する。
図１０はこの発明による整合回路５０の第３の実施例を示す。図１０の実施例は、図１１に示されるＮ個の周波数帯域ｂ_１〜ｂ_Ｎの信号に対する整合回路として動作するよう、直列整合ブロック５２_２、並列整合ブロック５３_２、スイッチ５４_２と同様の組が縦続して（Ｎ−１）段（この実施例ではＮは３以上の整数）設けられている。図１０の実施例は図４の実施例を拡張したものに相当し、第ｎ番目（ｎ：２〜Ｎの整数）のスイッチ５４_ｎをオンにすることにより、並列接続された対応する第ｎ番目の並列整合ブロック５３_ｎと直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎと主整合ブロック５１とにより整合回路５０全体を中心周波数ｆ_ｎの入力信号に対する整合回路に変更することができる。
また、（Ｎ−１）個のスイッチ５４_２〜５４_Ｎの任意の組み合わせを同時にオンとして信号線路（主整合ブロックと直列整合ブロック）に接続される並列整合ブロックを選択することにより、整合することができる周波数帯域の数を増加させることができる。これを図１２を参照して、スイッチの個数を２、即ち、Ｎ＝３とした場合について具体的に説明する。スイッチ５４_２と５４_３の双方が開放の場合、整合回路５０は主整合ブロック５１により周波数ｆ_１の整合回路として動作する。次に、スイッチ５４_２を閉成、スイッチ５４_３を開放とした場合、整合回路５０は周波数ｆ_２の整合回路として動作する。また、スイッチ５４_３を閉成、スイッチ５４_２を開放とした場合、周波数ｆ_３の整合回路として動作する。更に、スイッチ５４_２を閉成、スイッチ５４_３をも閉成とした場合、並列整合ブロック５３_２及び５３_３が選択接続したことに対応する周波数ｆ_４の整合回路として動作することになる。縦続段数を増やせば原理的には、最大で同時に閉成するスイッチの組み合わせ数まで、整合することができる周波数帯域の数を増加させることができる。図１０の実施例は、並列整合ブロック５３_２〜５３_Ｎの各一端は接地されているが、並列整合ブロックを先端開放線路を用いて構成する場合は必ずしも接地は必要とはされない。
図１２に示した整合回路は、複数のスイッチ５３_２、５３_３を同時に閉成とすることで、広帯域な整合回路のマルチバンド化にも対応することができる。
図１３はこの発明による整合回路の第４の実施例である。この実施例では、ポートＰ_１に接続された１入力Ｎ出力スイッチ（単極Ｎ投スイッチ）ＳＷ１と、出力側が主整合ブロック５１に接続されたＮ入力１出力スイッチ（単極Ｎ投スイッチ）ＳＷ２が設けられ、これらスイッチＳＷ１，ＳＷ２間のＮ個の入出力端子に特性インピーダンスＺ_Ｓの直結線路５８_１と（Ｎ−１）個の整合ブロック５９_２〜５９_Ｎがそれぞれ選択可能に接続されている。
図１３の実施例も図１０の実施例と同様に図１１に示されるＮ個の周波数帯域の信号に対する整合回路５０として動作する。主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路である。整合回路５０全体を周波数ｆ_１の整合回路とするには、２つのスイッチ、即ち、１入力Ｎ出力スイッチＳＷ１とＮ入力１出力スイッチＳＷ２を第１の出力と第１の入力に切り替えて、ポートＰ_１とポートＰ_２とを直結線路５８_１を介して接続する。また、整合回路５０全体を周波数ｆ_ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）の整合回路とするには、１入力Ｎ出力スイッチＳＷ１とＮ入力１出力スイッチＳＷ２を整合ブロック５９_ｎに対応するスイッチ接点に切り替え制御する。各整合ブロック５９_ｎとして、例えば図１０に示したようなスイッチ５２を含む整合回路５０と同様の構成を用いることにより、更に整合可能な周波数帯域の数を増やすことができる。
図１４は、前述の図４、９、１０、１２に示した整合回路５０における１つ又は任意の数の並列整合ブロック（並列ブロック５３で代表する）をリアクタンスを有する副整合回路で構成することにより、並列整合ブロック５３全体で更に多くの周波数帯域を使用可能にする構成例を示す。この並列整合ブロック５３は、Ｋ個の副整合回路６１_１〜６１_ＫとＫ個のスイッチ６２_１〜６２_Ｋが交互に直列接続された構成とされている。スイッチを６２_１から順に閉成として行き、副整合回路６１_２〜６１_Ｋを順次に直列接続して行くことにより、並列整合ブロック５３は（Ｋ＋１）個のリアクタンス値をとることができる。スイッチ６２_１〜６２_Ｋの全てを開放とした場合、並列整合ブロック５３は副整合回路６１_１のみにより整合周波数帯域が決まる。スイッチ６２_１を閉成した場合、並列整合ブロック５３はこのスイッチを介して直列接続された副整合回路６１_１及び６１_２により整合周波数帯域が決まる。スイッチ６２_１及び６２_２を閉成した場合、並列整合ブロック５３は両スイッチを介して直列接続された副整合回路６１_１、６１_２及び６１_３により整合周波数帯域が決まる。以下、同様である。これにより、例えば、図１４の並列整合ブロック５３を図４、９、１０、１２の整合回路５０の並列整合ブロック５３_２に適用すれば、整合可能な周波数帯域の数を更にＫ個程増加させることができる。
図１５はスイッチを用いた並列整合ブロック５３の第２の実施例を示す。この並列整合ブロック５３は、Ｋ個の直列接続された副整合回路６１_１〜６１_Ｋと、それら副整合回路６１_１〜６１_Ｋ間の各接続点及び直列接続の最終端とグランド間にそれぞれ接続されたスイッチ６２_１〜６２_Ｋとで構成されている。例えば、スイッチ６２_１が閉成の場合、スイッチ６２_１は片側が接地されているので、副整合回路６１_２〜６１_Ｋは並列整合ブロック５３のリアクタンス値に影響せず、並列整合ブロック５３のリアクタンスは副整合回路６１_１のみで決定される。同様に、第ｋ番目のスイッチ６２_ｋを閉成とすれば、並列整合ブロック５３のリアクタンスは副整合回路６１_１〜６１_ｋで決定され、第ｋ＋１番目の副整合回路６１_ｋ＋１以降の副整合回路は並列整合ブロック５３のリアクタンス値には影響しない。従って、スイッチ６２_ｋを閉成とすることにより、並列整合ブロック５３は（ｋ＋１）個程度のリアクタンス値を得ることができる。図１５の並列整合ブロック５３を図４、９、１０、１２の整合回路５０の並列整合ブロック５３_２に適用することにより、更に整合可能な周波数帯域の数をＫ個程増加させることができる。
図１６はスイッチを用いた並列整合ブロック５３の第３の実施例である。この並列整合ブロック５３はＫ個の副整合回路６１_１〜６１_Ｋと、それらのいずれかを選択接続するＳＰｎＴスイッチ６２_１で構成される。各副整合回路６１_１〜６１_Ｋはそれぞれ異なるリアクタンスを有し、スイッチ６２_１を各副整合回路に接続することにより並列整合ブロック５３はＫ個程のリアクタンス値を得ることができる。図１６の並列整合ブロックを図４、９、１０、１２の整合回路５０の並列整合ブロック５３_２に適用することにより、整合可能な周波数帯域の数をＫ−１個程増加させることができる。副整合回路は、伝送線路、集中定数素子等を用いて任意に構成することができる。例えば、集中定数素子として、可変リアクタンス、或いは可変キャパシタンス機能を持つ素子を用いれば、更に細かいリアクタンス制御をすることができる。
また、上記した並列整合ブロック５３の各種構成例は、後述する実施例にも適用することができる。
図４、９、１０、１２で示した整合回路５０の実施例では、各並列整合ブロック５３_２〜５３_Ｎはいずれもスイッチ５４_２〜５４_Ｎを介して直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎの一端にそれぞれ接続した場合を示している。これらの実施例の整合回路５０では、スイッチ５４の特性として、特にＯＮ状態での周波数ｆ_２における挿入損失が小さく、ＯＦＦ状態での周波数ｆ_１におけるアイソレーションが高いことが要求される。しかし、一般的に使用周波数が高くなるに従ってスイッチの挿入損失、アイソレーションは劣化する。従って、上記整合回路５０では、周波数ｆ_２において十分低い挿入損失と周波数ｆ_１におけるアイソレーションが十分確保できない場合、特性劣化が生じる可能性がある。この点を改善した整合回路の実施例を以下に説明する。
図１７はこの発明による整合回路の第５実施例を示す。ここでは信号源２３のインピーダンスが周波数特性を持つ場合を示している。この実施例は図９の実施例において、互いに直列接続されたスイッチ５４_２と並列整合ブロック５３_２の位置が互いに入れ換えられているだけで、その他の構成は図９と同様である。
主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路であり、Ｂ点で信号源２３のインピーダンスＺ_Ｓ（ｆ_１）が負荷インピーダンスＺ_Ｌに整合するように設計される。直列整合ブロック５２_２は点Ａ，Ｂ間の周波数ｆ_１の信号伝送に影響しないよう、伝送線路などの回路素子で構成されている。例えば、特性インピーダンスが出力負荷インピーダンスＺ_Ｌに等しい伝送線路で構成してもよいし、特性インピーダンスがあるＺ_Ｔに等しい伝送線路で構成し、ポートＰ_２において、周波数徳性のないインピーダンス変換器により出力負荷インピーダンスＺ_Ｌに変換してもよい。
直列整合ブロック５２_２と並列整合ブロック５３_２は、上記のように設計された主整合ブロック５１と併せて、ポートＰ_２において信号源インピーダンスＺ_Ｓ（ｆ_２）が負荷インピーダンスＺ_Ｌに整合するよう設計されている。この場合、スイッチ５４_２はＯＮ／ＯＦＦのいずれかの状態として設計する。具体的には、例えば直列整合ブロック５２_２は周波数ｆ_２で特性インピーダンスが負荷インピーダンスＺ_Ｌと一致するような伝送線路で構成され、並列整合ブロック５３_２は、周波数ｆ_１の信号の波長をλ_１とすると、線路長がλ_１／４の伝送線路で構成されている。
主整合ブロック５１は、スイッチ５４_２がＯＦＦの状態で周波数ｆ_２で信号源インピーダンスＺ_Ｓ（ｆ_２）と負荷インピーダンスＺ_Ｌ間の整合を行うよう設計されている。従って、スイッチ５４_２がＯＦＦの状態では図１８Ａに示すように、周波数ｆ_１の信号に対して線路長λ_１／４の並列整合ブロック５３_２に沿った電圧分布は、開放端側で最大となり、接続点Ａで０、即ち、接続点Ａでは短絡状態となっている。そのため、整合回路５０はスイッチ５４_２がＯＦＦの状態では周波数ｆ_１の信号を負荷回路２８に供給せず、周波数ｆ_２の信号に対してのみ信号源２３のインピーダンスと負荷回路２８のインピーダンス間の整合を行って信号を負荷回路２８に供給することができる。
周波数ｆ_１での整合を行うには、スイッチ５４_２をＯＮ状態にする。この場合は、図１８Ｂに示すように線路長λ_１／４の並列整合ブロック５３_２グランド側が短絡されるので周波数ｆ_１の信号に対する電圧分布は接続点Ａで最大となる。即ち、接続点Ａにおいて周波数ｆ_１の信号に対し並列整合ブロック５３_２は理想的には無限大のインピーダンスとなっている。従って、並列整合ブロック５３_２による周波数ｆ_１における影響をなくすことができる。前述した図４、９、１０、１２の実施例では、スイッチ５４_２の特性として、周波数ｆ_２における高いアイソレーションと周波数ｆ_１における低い挿入損失が要求されるが、図１７の実施例では並列整合ブロック５３_２が接続点Ａに接続されているので、上述のようにスイッチ５４_２のオン・オフにより接続点Ａから見た並列整合ブロック５３_２は周波数ｆ_１の信号に対し短絡（インピーダンス０）・開放（インピーダンス無限大）となる。従って、スイッチ５４_２自体が要求された挿入損失及びアイソレーションの特性を有していなくても、その影響は少ない。
図９で示した実施例におけるスイッチ５４_２がアイソレーション１５ｄＢを持つ場合、周波数ｆ_１で最大３．８ｄＢの損失が生じるが、図１７の実施例では同損失は０．０８ｄＢと大きく改善される。また、スイッチ５４_２の状態をＯＮとして、周波数ｆ_２の整合回路が設計され、並列整合ブロック５３_２が線路長λ_１／２の先端短絡線路と等価の回路となった場合、周波数ｆ_１においては接続点Ａで短絡となる。しかし、図１７の実施例によれば、周波数ｆ_１での使用の際、スイッチ５４_２の状態をＯＦＦとすれば、周波数ｆ_１における並列整合ブロック５３_２の接続点Ａでの入力インピーダンスは同様に理想的には無限大、即ち開放となり、周波数ｆ_１の信号に影響を与えない。この場合、スイッチ５４_２に要求される特性は図９におけるものと同等であるが、スイッチ５４_２の実装位置が信号経路（主整合ブロックや直列整合ブロック）より離すことができるため、実装がしやすい利点がある。
図１７で示した並列整合ブロック５３_２とスイッチ５４_２の位置関係は、そのまま図４、１０、１２の実施例に適用できる。
図１９はこの発明による整合回路の第６の実施例を示す。この実施例は図１７の実施例の変形実施例であり、図１７の実施例におけるスイッチ５４_２をグランドに接続せず、もう１つの並列整合ブロック５５_２に接続している。その他の構成は図１７の場合と同様である。図１７の実施例によれば、スイッチ５４_２がアイソレーション及びインサーションロスの点でそれほど高い要求を満たさないでもよいが、例えば１つの周波数ｆ_１に対し整合を実現するそれぞれの整合ブロックの設計を決めた場合に、整合可能なもう１つの周波数ｆ_２の選択自由度はそれほど大きくない。図１９の実施例ではその点を改善するものである。
この実施例も図１７と同様、ポートＰ_１に接続されたインピーダンスＺ_Ｓ（ｆ）の信号源２３を、ポートＰ_２から見て整合させるための回路である。図１７の実施例は、例えば図５に示す２つの周波数帯域ｂ_１，ｂ_２の信号に対する整合回路として動作する。図１７で主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路であり、接続点Ｂで信号源インピーダンスＺ_Ｓ（ｆ_１）が負荷インピーダンスＺ_Ｌに整合するように設計する。直列整合ブロック５２_２は、接続点Ｂ，Ａ間の周波数ｆ_１の信号伝送に影響しないよう、伝送線路などの回路素子で構成する。例えば、特性インピーダンスが負荷インピーダンスＺ_Ｌに等しい伝送線路で構成してもよいし、特性インピーダンスがあるインピーダンスＺ_Ｔに等しい伝送路で構成し、ポートＰ_２において、周波数特性のないインピーダンス変換器により負荷インピーダンスＺ_Ｌに変換してもよい。図１９の実施例については周波数ｆ_２におけるスイッチ５４_２の挿入損失やアイソレーション特性のうち、どちらの特性がより大きな問題となるかにより、設計法が異なる。
まず、挿入損失が問題となる場合には、以下のように設計する。スイッチ５４_２はＯＦＦとして、主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２、及び並列整合ブロック５３_２で周波数ｆ_２に対する整合回路を設計する。設計の解としての並列整合ブロック５３_２は任意のリアクタンス成分を持ちえるので、多くの場合、並列整合ブロック５３_２の信号経路への付加は、周波数ｆ_１の信号に対して損失を与える。従って、周波数ｆ_１の信号に対し、スイッチ５４_２をＯＮとし、もう１つの並列整合ブロック５５_２を並列整合ブロック５３_２に付加する。ここで、並列整合ブロック５５_２はスイッチ５４_２がＯＮ時に図１９の接続点Ａから並列整合ブロック５３_２側を見た場合の周波数ｆ_１での並列整合ブロック５３_２、５５_２によるインピーダンスが最大となるように設計する。それにより、スイッチ５４_２がＯＮ状態で並列整合ブロック５３_２、５５_２による周波数ｆ_１の信号に対する影響を最小とすることができる。
アイソレーションが問題となる場合は、以下のように設計する。スイッチ５４_２はＯＮ状態とし、主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２、及び並列整合ブロック５３_２、５５_２で周波数ｆ_２に対する整合回路を設計する。設計の解としての並列整合ブロック５３_２と５５_２の直列回路は任意のリアクタンス成分を持ち得るので、多くの場合、並列整合ブロック５３_２、５５_２の信号経路への付加は周波数ｆ_１の信号に対して損失を与える。従って、周波数ｆ_１での使用時には、スイッチ５４_２をＯＦＦとし、並列整合ブロック５５_２を信号経路から切り離す。ここで、並列整合ブロック５３_２は、図１９の接続点Ａから並列整合ブロック５３_２側を見た場合の周波数ｆ_１でのインピーダンスが最大となるように設計する。それにより、並列整合ブロック５３_２、５５_２による周波数ｆ_１の信号に対する影響を最小とすることができる。
このように、図１９の実施例では２つの並列整合ブロック５３_２、５５_２を使用して所望の周波数に対する整合を設計するので、周波数の選択自由度は高く、かつ、２つの並列整合ブロック５３_２、５５_２間のスイッチ５４_２の位置を最適に選ぶことにより、スイッチ５４_２のインサーションロスに対しても、アイソレーションに対しても改善できる。特に挿入損失はスイッチに含まれる抵抗成分が原因で生じるが、スイッチ５４_２の位置は、２つの並列整合ブロック５３_２、５５_２を一本の伝送線路とみて、その線路上のある位置で信号の電流分布が最小となる所に挿入できるよう２つの線路の長さを決め、並列整合ブロック５３、５５を構成することで、回路のスイッチ挿入による損失を低減できる。
図２０はこの発明による整合回路の第７の実施例を示し、図１７及び図１９の実施例の変形例である。この実施例では、並列整合ブロック５３_２、５５_２は互いに直接接続されており、その接続点とグランド間にスイッチ５４_２が挿入されている点が図１９の実施例と異なり、その他の構成は図１９と同様である。図２０も、図１７と同様にポートＰ_１に接続された信号源２３を、ポートＰ_２から見て整合させるための回路であり、図１９と同様に２つの周波数帯域ｂ_１，ｂ_２の信号に対する整合回路として動作する。図２０で主整合ブロック５１は、図１９の場合と同様に周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路であり、その設計基準も同様なので説明を省略する。
周波数ｆ_２における整合は、まず、スイッチ５４_２をＯＦＦ状態とし、主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２、並列整合ブロック５３_２、５５_２で周波数ｆ_２に対する整合回路を設計する。設計の解としての並列整合ブロック５３_２、５５_２の直列回路は任意のリアクタンス成分を持ち得るので、この直列回路の信号経路への付加は多くの場合、周波数ｆ_１の信号に対して影響を与える。従って、この実施例では、周波数ｆ_１での使用時にはスイッチ５４_２をＯＮとする。並列整合ブロック５３_２はスイッチ５４_２がＯＮのときに図２０の接続点Ａから並列整合ブロック５３_２側を見た場合の周波数ｆ_１でのインピーダンスが最大となるように設計されている。従って、スイッチ５４_２がＯＮのときには、並列整合ブロック５３_２、５５_２による周波数ｆ_１でのインピーダンスへの影響を最小とすることができる。ここで、並列整合ブロック５５_２は任意のリアクタンスで設計できるので、周波数ｆ_２に対する整合回路の設計は可能である。
図２１はこの発明による整合回路の第７の実施例を示し、図１９の実施例の変形例である。図２１は、図１９の実施例（アイソレーション特性が問題となる場合）で示した整合回路５０において、並列整合ブロック５３_２の一例として図９の実施例と同様にスイッチ６２_１と伝送線路６１_１の直列回路によって構成した例である。スイッチ６２_１は挿入損失及びアイソレーションに周波数特性を持ち、一般的に周波数が高くなるにしたがい、挿入損失、アイソレーションともに劣化する。周波数ｆ_１での動作に際して、並列整合ブロック５３_２内のスイッチ６２_１がＯＦＦの場合、並列整合ブロック５３_２内のスイッチ６２_１のアイソレーションが周波数ｆ_１において十分確保できなければ並列整合ブロック５３_２が周波数ｆ_１の信号伝送に影響し、損失を生じる。
そこで、図２１に示す実施例では、周波数ｆ_１での使用時において、並列整合ブロック５３_２に従属するスイッチ５４_２をＯＮとする。並列整合ブロック５５_２は、接続点Ａから並列整合ブロック５３_２を見た場合のインピーダンスが並列整合ブロック５３_２とあわせて最大となるように設計されている。従って、この実施例の構成を用いれば、スイッチ６２_１のアイソレーションが周波数ｆ_１において不十分な場合でも、並列整合ブロック５３_２の周波数ｆ_１の信号に対する影響を最小とすることができる。図２１の並列整合ブロック５３_２の構成例は図１７及び図２０に示した実施例にもそれぞれ適用でき、各整合回路において同様な効果が得られる。
図２２はこの発明による整合回路の第８の実施例を示す。この整合回路は、主整合ブロック５１と、それに縦続接続されたＮ−１個の直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎが設けられ（２≦ｎ≦Ｎ）、各直列整合ブロック５２_ｎの出力側接続点Ａ_ｎ−１には、Ｎ個の並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮがそれぞれスイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎＮ−１を介して接続された直列回路が接続されている。図２２は、Ｎ個の周波数帯域の信号に対する整合回路として動作する。図２２で主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路である。直列接続されたＮ−１個の直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎは周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎのそれぞれの周波数の信号に影響しないよう、伝送線路などの回路素子で構成される。例えば、特性インピーダンスが負荷インピーダンスＺ_Ｌに等しい伝送線路で構成してもよいし、特性インピーダンスがあるインピーダンスＺ_Ｔに等しい伝送路で構成し、ポートＰ_２において周波数特性のないインピーダンス変換器により負荷インピーダンスＺ_Ｌに変換してもよい。並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮ（ｎ＝２，．．．，Ｎ）は、スイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎＮ−１の制御により接続点Ａ_ｎ−１から並列整合ブロック５３_ｎ１を見た入力インピーダンスが周波数ｆ_ｍ（ｍ≠ｎ）で最大となり、かつ、スイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎＮ−１を別状態に制御することにより周波数ｆ_ｎ（２≦ｎ≦Ｎ）に対して、主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎと併せて接続点Ａ_ｎ−１で整合回路となるよう設計する。
例えば、周波数ｆ_ｎに対してスイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎｎ−１はＯＮ、スイッチ５４_ｎｎ〜５４_ｎＮ−１のうち少なくともスイッチ５４_ｎｎはＯＦＦとして、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｎを周波数ｆ_ｎに整合できるように設計する。同時に、周波数ｆ_ｍ（１≦ｍ≦Ｎ，ｍ≠ｎ）に対しては、スイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎｐ−１（２≦ｐ≦Ｎ−１，ｐ≠ｎ）をＯＮとし、スイッチ５４_ｎｐ〜５４_ｎＮ−１のうち少なくともスイッチ５４_ｎｐはＯＦＦとして、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｐを接続点Ａ_ｎ−１で信号経路に付加し、接続点Ａ_ｎ−１で周波数ｆｍに対する並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮからなる回路の入力インピーダンスを最大化する。
このように、各直列整合ブロック及び並列整合ブロックを構成することにより、Ｎ個の周波数帯域に対する整合回路が実現できる。ここでは、主整合ブロック５１、（Ｎ−１）個の直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎ、Ｎ（Ｎ−１）個の並列整合ブロック５３_{２ １}〜５３_ＮＮ、Ｎ（Ｎ−１）個のスイッチ５４_２１〜５４_ＮＮを用いた例を示したが、信号源インピーダンスＺ_Ｓ（ｆ）の特性によっては、これよりも少ないスイッチや整合ブロックで実現可能な場合も存在する。
例えば、スイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎｑ−１（１＜ｑ＜Ｎ）をＯＮ、スイッチ５４_ｎｑをＯＦＦとし、接続点Ａ_ｎ−１に接続された並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｑの他に、スイッチ５４_ｋ１〜５４_ｋｒ−１（ｋ＞ｎ，１＜ｒ≦Ｎ）をＯＮとし、スイッチ５４_ｋｒをＯＦＦとし、接続点Ａ_ｋ−１に接続された並列整合ブロック５３_ｋ１〜５３_ｋｒの一部と、主整合ブロック５１と、直列整合ブロック５２_２〜５２_ｋにより周波数ｆ_ｓに対して接続点Ａ_ｋ−１で整合できるように設計する。
このとき、スイッチの制御により接続点Ａ_ｎ−１及びＡ_ｋ−１以外に接続された並列整合ブロックの縦続接続はそれぞれの点からそれぞれに接続される並列整合ブロック側を見た場合の周波数ｆ_ｓに対する入力インピーダンスが最大となるように設計しておく。これにより、これら並列整合ブロックが周波数ｆ_ｓの信号伝送へ与える影響を最小にすることができる。更に、スイッチの制御により、接続点Ａ_ｎ−１及びＡ_ｋ−１以外に接続された並列整合ブロックを周波数ｆ_ｓの整合回路の一部として使用することもできる。このように、複数の接続点Ａｘに接続される並列整合ブロックの組み合わせで整合回路を構成することにより、直列整合ブロックの数は（Ｎ−１）個より少なくなり、よって、並列整合ブロック及びスイッチの数も直列整合ブロックの数の減少に伴って減らすことができる。また、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎのうち、互いの関係が奇数倍になるものがある場合など、入力インピーダンスを最大とする条件が利用できるので、スイッチの数を減らすことができる。更に、並列整合ブロックを周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎのうち、複数の周波数で共振するように設計することによっても、同様に入力インピーダンスを最大とする条件が利用できるので、スイッチの数および並列整合ブロックの数を減らすことができる。
図２３はこの発明による整合回路の第９の実施例を示す。この実施例は図２２の実施例において各接続点Ａ_ｎ−１に接続されるＮ個の並列整合ブロックとＮ−１個のスイッチが交互に接続された縦続接続からスイッチを除去してＮ個の並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮを縦続接続し、各並列整合ブロック間の接続点及び最終段並列整合ブロック５３_ｎＮの接続点Ａ_ｎ−１と反対側の端子をそれぞれスイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎＮを介してグランドに接続した構成となっている。
図２３は、例えばＮ個の周波数帯域の信号に対する整合回路として動作する。図２３で主整合ブロック５１は周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路である。直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎは図２２の実施例の場合と同様に構成する。周波数ｆ_ｎ（ｎ＝２，．．．，Ｎ）に対しては、例えば、スイッチ５４_ｎ１〜５４_ｎＮはＯＦＦとし、主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２〜５２_ｎ−１、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮで周波数ｆ_ｎに対する整合回路を構成するよう、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎについて各並列整合ブロックを設計する。このとき、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮは、周波数ｆ_ｍ（１≦ｍ≦Ｎ，ｍ≠ｎ）においてスイッチの制御、例えばスイッチ５４_ｎｐ（１≦ｐ≦Ｎ）をＯＮとした場合において、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｐの縦続接続は図２３の接続点Ａ_ｎ−１から並列整合ブロック５３_ｎ１側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計しておくことにより、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｐは周波数ｆ_ｍの信号伝送への影響を最小にすることができる。
一方、例えば周波数ｆ_ｎに対して、スイッチ５４_ｎｐ（１≦ｐ≦Ｎ）をＯＮとし、主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２〜５２_ｎ、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｐで周波数ｆ_ｎに対する整合回路を構成するよう、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎについて各並列整合ブロックを設計する。このとき、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮは、周波数ｆ_ｍ（１≦ｍ≦Ｎ，ｍ≠ｎ）においてスイッチの制御、例えばスイッチ５４_ｎｑ（１≦ｑ≦Ｎ、ｐ≠ｑ）をＯＮとした場合において、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｑの縦続接続は図２３の接続点Ａ_ｎ−１から並列整合ブロック５３_ｎ１側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計しておくことにより、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮは周波数ｆ_ｍの信号伝送への影響を最小にすることができる。
信号源インピーダンスＺ_Ｓ（ｆ）の特性によっては、これよりも少ないスイッチ数や整合ブロック数で実現可能な場合もある。例えば、周波数ｆ_ｎでの整合に対して、接続点Ａ_ｎ−１に接続された並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｒ＋１（ｒ＜Ｎ）の他に、接続点Ａ_ｋ−１に接続された並列整合ブロック５３_ｋ１〜５３_ｋｓ＋１（ｓ＜Ｎ）を併用する。このように、複数の接続点Ａｘに接続される並列整合ブロックの組み合わせで整合回路を構成することにより、直列整合ブロックの数は（Ｎ−１）個より少なくなり、よって並列整合ブロック及びスイッチも直列整合ブロック数の減少とともに減らすことができる。また、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎのうち、互いの関係が奇数倍になるものがある場合など、入力インピーダンスを最大とする条件が利用できるので、スイッチの数を減らすことができる。更に、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎのうち、複数の周波数で共振する並列整合ブロックを用いることによっても同様に入力インピーダンスを最大にする条件が利用できるので、スイッチの数及び並列整合ブロック数を減らすことができる。このとき、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＮ及び５３_ｋ１〜５３_ｋＮは、周波数ｆ_ｍ（１≦ｍ≦Ｎ，ｍ≠ｎ）においてスイッチの制御、例えば、スイッチ５４_ｎＲ（１≦Ｒ≦Ｎ）及び５４_ｎＳ（１≦Ｓ≦Ｎ）をＯＮとした場合において、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎＲ及び５３_ｒ１〜５３_ｒＳの縦続接続は接続点Ａ_ｎ−１及びＡ_ｒ−１から並列整合ブロック５３_ｎ１及び５３_ｒ１側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計しておくことにより、並列整合ブロック５３_ｎ１〜５３_ｎｒ及び５３_ｋ１〜５３_ｋｓは周波数ｆ_ｍの信号伝送への影響を最小にすることができる。
図２４はこの発明による整合回路の第１０の実施例を示す。図２４の実施例は図２３に示した実施例に更に並列整合ブロック５３_ｎｐと５３_ｎｐ＋１間にスイッチ５４_{ｎ ｐ}を挿入した構成となっている。図１９及び図２２に示した実施例と同様な効果が得られる。また、スイッチ５４_ｎｐと５４_ｎ１〜５４_ｎＮ、及びスイッチの状態により信号経路に接続される並列整合ブロックの組み合わせを更に多く選択できる。その結果、複数の周波数で整合可能となるだけでなく、整合周波数以外の他周波数の信号伝送における並列整合ブロックの影響を最小化できる信号数が増加する可能性がある。
図２５はこの発明による整合回路の第１１の実施例を示す。この実施例では、主整合ブロック５１に縦続接続されたＮ−１個の直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎの各出力側接続点Ａ_１〜Ａ_Ｎ−１にそれぞれ並列整合ブロック５３_２〜５３_Ｎが接続され、各並列整合ブロック５３_ｎにＳｐＮＴスイッチ５４_ｎが接続されている。各スイッチ５４_ｎのＮ個の出力端子にはＮ個の並列整合ブロック５５_ｎ１〜５５_ｎＮが接続されている。それらのうち並列整合ブロック５５_ｎｎはスイッチ５４_ｎのｎ番目の端子を直接グランドに接続しているが、開放としてもよい。
図２５もＮ個の周波数帯の信号に対する整合回路５０として動作する。図２５で主合成ブロック５１は周波数ｆ_１の入力信号に対する整合回路である。直列整合ブロック５２_２〜５２_Ｎは、周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎの信号に影響しないように、図２２、２３の実施例と同様に構成する。周波数ｆ_ｎ（ｎ＝２，．．．，Ｎ）に対して主整合ブロック５１、直列整合ブロック５２_２〜５２_ｎ、並列整合ブロック５３_ｎｎで整合回路となるよう周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎにて設計する。並列整合ブロック５５_ｎｎは接地あるいは開放とする。周波数ｆ_ｍ（１≦ｍ≦Ｎ，ｍ≠ｎ）に対しては、スイッチ５４_ｎを並列整合ブロック５５_ｎｍに接続する。このとき、並列整合ブロック５５_ｎｍは接続点Ａ_ｎ−１から並列整合ブロック５３_ｎ側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計しておく。それにより、並列整合ブロック５３_ｎによる周波数ｆ_ｍの信号伝送への影響を最小化することができる。
図２６はこの発明による整合回路の第１２の実施例を示す。図２６の実施例は、図２３の実施例と図２５の実施例を組み合わせた構成である。同様に、図２２〜図２５を任意に組み合わせて構成してもよい。動作については、各実施例で説明したものと同様である。
図２２〜２６の実施例によれば、選択できる整合可能な周波数帯域の数を増やすことができ、かつ並列整合ブロックに対するスイッチの位置を適切に選ぶことにより、スイッチのアイソレーション及びインサーションロスの問題を軽減できる。同様のことは、図１０の実施例に図１４、１５、１６に示した各並列整合ブロック５３を適用した場合にもいえる。
図１７及び図１９〜２６の実施例における主整合ブロック５１の構成は任意に選ぶことができる。主整合ブロック５１の第１の実施例を図２７に示す。この例では主整合ブロック５１はポートＰ_１に接続された直列整合ブロック５２_１と、その出力側に一端が接続された並列整合ブロック５３_１と、並列整合ブロック５３_１の他端とグランド間に挿入されたスイッチ５４_１とから構成されている。
直列整合ブロック５２_１は、例えば図１７におけるＢ−Ａ点間の周波数ｆ_ｎ（ｎ≦Ｎ）の信号伝送に影響しないよう、伝送線路などの回路素子で構成する。例えば、特性インピーダンスが出力負荷インピーダンスＺ_Ｌに等しい伝送線路で構成してもよいし、特性インピーダンスがあるインピーダンスＺ_ｒに等しい伝送線路で構成し、ポートＰ_２において周波数特性のないインピーダンス変換器により負荷インピーダンスＺ_Ｌに変換してもよい。
直列整合ブロック５２_１と並列整合ブロック５３_１は、図１７におけるポートＰ_２においてインピーダンスＺ_Ｌに整合するよう設計する。この際、スイッチ５４_１はＯＮ／ＯＦＦいずれかの状態として設計する。具体的には、スイッチ５４_１の状態はＯＦＦとして、周波数ｆ_１の整合回路が設計される。並列整合ブロック５３_１が線路長λ_ｍ／４（λ_ｍ：周波数ｆ_ｍの波長、２≦ｍ≦Ｎとする）の先端開放線路となった場合、周波数ｆ_ｍの信号は接続点Ｃで短絡され、周波数ｆ_ｍでの使用ができないことになる。しかし、この実施例においては、周波数ｆ_ｍでの使用の際にはスイッチ５４_１をＯＮとすればよく、この時、周波数ｆ_ｍにおける並列整合ブロック５３_１の接続点Ｃでの入力インピーダンスは理想的には無限大、即ち並列整合ブロック５３_１による周波数ｆ_ｍにおける影響をなくすことができる。また、スイッチ５４_１をＯＮとし、周波数ｆ_１での整合回路が設計され、並列整合ブロック５３_１が線路長λ_ｍ／２の先端短絡線路と等価の回路となった場合、周波数ｆ_ｍにおいては接続点Ｃで短絡となる。しかし、図２７の実施例に拠れば、周波数ｆ_ｍでの使用の際、スイッチ５４_１をＯＦＦとすれば、周波数ｆ_ｍにおける並列整合ブロック５３_１の接続点Ｃでの入力インピーダンスは同様に理想的には無限大、即ち開放となり、周波数ｆ_ｍの信号に影響を与えない。
図２８はこの発明による図１７及び図１９〜２６の実施例における主整合ブロック５１の第２の実施例を示す。この例では、直列整合ブロック５２_１の一端に並列整合ブロック５３_１が接続され、それにスイッチ５４_１を介して並列整合ブロック５５_１が接続された構成となっている。主整合ブロック５１の直列整合ブロック５２_１は、例えば図１７におけるＢ−Ａ点間の周波数ｆ_ｎ（ｎ≦Ｎ）の信号伝送に影響しないよう、伝送線路などの回路素子で構成する。図２８の実施例については周波数ｆ_２におけるスイッチ５４_１の挿入損失やアイソレーション特性のうち、どちらの特性がより大きな問題となるかにより、設計法が異なる。
まず、挿入損失が問題となる場合は、以下のように設計する。スイッチ５４_１はＯＦＦとして、直列整合ブロック５２_１及び並列整合ブロック５３_１で周波数ｆ_１に対する整合回路を設計する。設計の解としての並列整合ブロック５３_１は任意のリアクタンス成分を持ち得るので、多くの場合、並列整合ブロック５３_１の接続点Ｃでの信号経路への付加は、周波数ｆ_ｍ（２≦ｍ≦Ｎ）の信号に対して損失を与える。よって周波数ｆ_ｍでの使用時には、スイッチ５４_１をＯＮとし、並列整合ブロック５５_１を信号経路に付加する。ここで、並列整合ブロック５５_１はスイッチ５４_１がＯＮ時に接続点Ｃから並列整合ブロック側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計する。それにより、スイッチ５４_１のＯＮ時に並列整合ブロック５３_１、５５_１による周波数ｆ_ｍの信号に対する影響を最小にすることができる。
アイソレーションが問題となる場合には、以下のように設計する。スイッチ５４_１はＯＮとして、直列整合ブロック５２_１及び並列整合ブロック５３_１、５５_１で周波数ｆ_１に対する整合回路を設計する。設計の解としての並列整合ブロック５３_１、５５_１の直列回路は任意のリアクタンス成分を持ち得るので、多くの場合、並列整合ブロック５３_１、５５_１の信号経路への付加は周波数ｆ_ｍの信号に対して損失を与える。よって周波数ｆ_ｍでの使用時には、スイッチ５４_１をＯＦＦとし、並列整合ブロック５３_１を信号経路から切り離す。ここで、並列整合ブロック５３_１は接続点Ｃから並列整合ブロック側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計する。それにより、並列整合ブロック５３_１、５５_１による周波数ｆ_ｍの信号に対する影響を最小にすることができる。
図２９はこの発明による図１７、図１９〜２６の実施例における主整合ブロック５１の第３の実施例を示す。この例は図２８の実施例において並列整合ブロック５３_１と５５_１を互いに直接接続し、その接続点とグランド間にスイッチ５４_１を挿入した構成となっている。主整合ブロック５１の直列整合ブロック５２_１は、例えば図１７におけるＢ−Ａ点間の周波数ｆ_ｎ（ｎ≦Ｎ）の信号伝送に影響しないよう、伝送線路などの回路素子で構成する。スイッチ５４_１はＯＦＦとし、直列整合ブロック５２_１、並列整合ブロック５３_１、５５_１で周波数ｆ_１に対する整合回路を設計する。
設計の解としての並列整合ブロック５３_１、５５_１の直列回路は任意のリアクタンス成分を持ち得るので、この直列回路の信号経路への付加は多くの場合、周波数ｆ_ｍ（２≦ｍ≦Ｎ）の信号に対して影響を与える。よって、個の実施例では、周波数ｆ_ｍでの使用時には、スイッチ５４_１をＯＮとする。並列整合ブロック５３_１はスイッチ５４_１がＯＮのときに接続点Ｃから並列整合ブロック側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計されている。よって、スイッチ５４_１がＯＮのときには、並列整合ブロック５３_１、５５_１による周波数ｆ_ｍでのインピーダンスへの影響を最小にすることができる。ここで、並列整合ブロック５５_１は任意のリアクタンスで設計できるので、周波数ｆ_１に対する整合回路の設計は可能である。
図３０はこの発明による図１７、図１９〜２６における主整合ブロック５１の第４の実施例を示す。この実施例は図２８の実施例においてスイッチ５４_１としてＳＰＮＴスイッチを使用し、そのスイッチ５４_１のＮ出力端に並列整合ブロック５５_１１〜５５_１Ｎを接続した構成となっている。主整合ブロック５１の直列整合ブロック５２_１は例えば図１７においてＢ−Ａ点間の周波数ｆ_ｎ（ｎ≦Ｎ）の信号伝送に得供しないよう、伝送線路などの回路素子で構成する。周波数ｆ_１に対して直列整合ブロック５２_１、並列整合ブロック５３_１、５５_１１で整合回路となるよう設計する。周波数ｆ_ｍ（２≦ｍ≦Ｎ）に対しては、スイッチ５４_１を並列整合ブロック５５_１ｍに接続する。このとき、並列整合ブロック５５_１ｍは接続点Ｃから並列整合ブロック５３_１側を見た場合の周波数ｆ_ｍでのインピーダンスが最大となるように設計しておく。それにより並列整合ブロック５３_１、５５_１ｍによる周波数ｆ_ｍの信号伝送への影響を最小にすることができる。
上記主整合ブロック５１の構成によれば、スイッチの実装位置が信号経路（主整合ブロックや直列整合ブロック）より離すことができるため、実装しやすいという利点がある。
図２７から３０に示した主整合ブロック５１の構成は図４、９、１０、１２、１３で示した整合回路の実施例における主整合ブロック５１に適用してもよい。
図１７、図１９〜２６の実施例においても任意の並列整合ブロックを図１４に示した並列整合ブロック５３と同様に構成してもよい。それにより並列整合ブロック５３にリアクタンス可変機能をもたせることで、整合回路全体が更に多くの周波数に対して整合可能となる。即ち、図１４のスイッチを６２_１から順にＯＮとしていき、副整合回路６１_１〜６１_Ｋを順次接続していくことで、並列整合ブロック５３はＫ個程度のリアクタンス値を取ることができる。例えば、図１４の並列整合ブロック５３を図１７、１９の整合回路の１つの並列整合ブロックに適用すれば、整合可能な周波数の数を更にＫ個程度増加させることができる。
同様に、図１７、図１９〜２６の実施例において任意の並列整合ブロックを図１５に示した並列整合ブロック５３と同様に構成してもよい。例えば、スイッチ６４_１がＯＮの場合、スイッチ６４_１は片側が接地されているので、副整合回路６３_２〜６３_ｋは並列整合ブロック５３のリアクタンス値に影響せず、並列整合ブロック５３のリアクタンスは副整合回路６３_１のみで決定される。同様にスイッチ６４_ｋをＯＮとすれば、副整合回路６３_ｋ＋１〜６３_Ｋは並列整合ブロック５３のリアクタンス値に影響せず、並列整合ブロック５３のリアクタンスは副整合回路６３_１〜６３_ｋで決定される。従って、スイッチ６４_ｋをＯＮとすることにより、並列整合ブロック５３はＫ個程度のリアクタンス値を得ることができる。図１５の並列整合ブロック５３を図１７、図１９〜２６の整合回路５０における任意の並列整合ブロック５３に適用することにより、整合可能な周波数の数をＫ個程度増加させることができる。
副整合回路は、伝送線路、集中定数素子などを用いて任意に構成してよい。例えば、集中定数素子として、可変リアクタンス、可変キャパシタンス機能を持つ素子を用いれば、更に細かいリアクタンス制御が可能となる。
上述した整合回路について、主整合ブロック、直列整合ブロック、並列整合ブロック、副整合回路の構成は上記条件を満足すれば特に限定されるものでない。これらは、例えば集中定数回路を使って構成してもよいし、分布定数回路を用いて構成してもよい。また、それらの組み合わせでもよい。
上述ではこの発明による整合回路の様々な実施例を説明したが、以下に、この整合回路を適用した増幅器について説明する。
図３１は、この発明による整合回路を増幅器に適用した第１の応用例を示す。この増幅器は、増幅素子２６の入力側整合回路５０として図４に示した整合回路を使用し、増幅素子２６の出力側整合回路５０’として図９に示した整合回路を使用した場合を示している。従ってこの増幅器は、例えば図５に示した中心周波数をｆ_１、ｆ_２とする２つの周波数帯域の信号を増幅する。周波数ｆ_１の信号を増幅する場合、両整合回路５０、５０’のスイッチ５４_２は共に開放とする。これにより、入力側及び出力側共に周波数ｆ_１で整合し、良好な増幅をすることができる。また、周波数ｆ_２の入力信号を増幅する場合、両整合回路５０、５０’のスイッチ５４_２は共に閉成とする。これにより、入力側整合回路５０、出力側整合回路５０’は全体として周波数ｆ_２で整合するので、良好な増幅をすることができる。ここで、増幅素子２６として、周波数ｆ_１及び周波数ｆ_２の双方について利得が取れる素子を選択すれば、１つの増幅素子２６で２つの帯域の信号を選択増幅することができる。
同様に、図１０、図１２、図１３、図１７、図１９〜２６に示した整合回路５０のいずれでも、増幅素子２６の入力側及び出力側整合回路５０、５０’として使用することができる。
図３２を参照してこの発明による整合回路を増幅器の一部として利用した第２の応用例を説明する。図３２における各整合ブロックは、抵抗、インダクタンス、キャパシタンスより成る集中定数素子か、或いはこれと同等な特性を有する分布定数素子を使用して構成することができる。図３２の応用例は、９００ＭＨｚ／２ＧＨｚの帯域で用いられる増幅器の設計例である。ここで、主整合ブロック５１は２ＧＨｚ用の整合回路であり、並列整合ブロック５３_２は入力側整合回路５０全体、及び出力側整合回路５０’全体を９００ＭＨｚ用の整合回路に変更するブロックである。２ＧＨｚの入力信号に対してスイッチ５４_２は双方共に開放状態とされ、入力側整合回路５０において、入力信号は直列整合ブロック５２_２及び２ＧＨｚ用の主整合ブロック５１を介して伝送され、増幅素子２６としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の入力端子に入力される。出力側整合回路５０’においては、２ＧＨｚ用の主整合ブロック５１と直列整合ブロック５２_２を介して伝送され、ポートＰ_２に出力される。
９００ＭＨｚの入力信号に対応するには、入力側、出力側整合回路５０、５０’のスイッチ５４_２は双方共に閉成状態とされ、入力側整合回路５０において、並列整合ブロック５３_２を構成する並列コンデンサが挿入され、全体として９００ＭＨｚの整合回路が構成される。出力側整合回路５０’においても並列整合ブロック５３_２を構成するコンデンサが挿入され、全体として９００ＭＨｚの整合回路が構成される。直列整合ブロック５２_２は、増幅器の入出力インピーダンスに等しい特性インピーダンスの伝送線路、或いはこれと等価な集中定数回路などによって構成することができる。このように、この応用例において、入力側及び出力側整合回路５０、５０’におけるスイッチ５４_２のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることにより２つの周波数帯の信号に対し選択的に整合可能な増幅器を構成することができる。
図３３を参照して増幅器の高効率化を達成する実施例を説明する。図３３においては、増幅素子２６としては、信号帯域毎に個々に具備するのではなく、広帯域の増幅素子２６を１個だけとして増幅素子数を減少させ、この広帯域の増幅素子２６の周辺回路である出力側整合回路５０’を信号帯域毎に最適化することにより、マルチバンド高効率電力増幅器を構成することができる。この発明の整合回路を増幅器の出力側整合回路５０’として使用する場合は、電力増幅器を高効率動作させる観点から、整合ブロックの他に高調波処理する高調波処理ブロックを併せて使用する。
図３３の出力側整合回路５０’は、例として、図５に示される周波数をｆ_１及びｆ_２とする２つの帯域の信号について、増幅素子２６をマルチバンド高効率増幅器として動作させる。ここで、入力側整合回路５０としては、前述の各種整合回路を使用してもよいし、想定される入力信号の全体帯域で整合が取れる設計の１個の整合回路を使用してもよいし、或いは信号帯域毎に切り替え使用する複数個の整合回路を使用してもよい。
この応用実施例における出力側整合回路５０’は、第１の高調波処理ブロック５１Ａと、第１の整合ブロック５１Ｂと、第２の高調波処理ブロック５７Ａと、第２の整合ブロック５７Ｂとから構成されている。第１の高調波処理ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂは主整合ブロック５１を構成し、第２の高調波処理ブロック５７Ａと第２の整合ブロック５７Ｂは付加ブロック５７を構成している。機能の点から見れば、第１の整合ブロック５１Ｂと第２の整合ブロック５７Ｂの組が前述したこの発明の整合回路として機能し、第１の高調波処理ブロック５１Ａと第２の高調波処理ブロック５７Ａの組は、基本周波数ｆ_１、ｆ_２の信号の高調波成分を除去することにより増幅器全体として電力増幅の効率を高めている。
出力側整合回路５０’の第１の高調波処理ブロック５１Ａは、図５で信号帯域ｂ_１の周波数ｆ_１の高調波を終端する回路であり、直列整合ブロック５２_１１と並列整合ブロック５３_１１から構成されている。具体的には、図３４Ｂに示すように２倍波周波数２ｆ_１の終端回路であり、直列整合ブロック５２_１１は長さＬ_１が基本波のλ_１／４（λ_１は周波数ｆ_１基本波の波長）の伝送線路で構成し、並列整合ブロック５３_１１は長さＬ_２がλ_２／４（λ_２は２倍波の波長、従ってλ_２＝λ_１／２）の先端開放線路で構成する。伝送線路５２_１１上の２倍波の電圧電流は図３４Ａに示すように分布し、ポートＰ_１において短絡となる。同様に、λ_ｎ／４（λ_ｎはｎ倍波の波長：ｎは偶数）の長さの先端開放線路を並列に接続することで、各偶数次高調波に対する終端条件を満足することができる。また、同様に、奇数次高調波については、ポートＰ_１において開放となる様に先端開放線路の長さを設計する。並列整合ブロック５３_１１は単なる或る長さの先端短絡線路を用いた構成、集中定数素子による構成とすることができ、遅延量は並列整合ブロック５３_１１の構成に応じて調整する。
図３５を参照して説明するに、図３３における出力側整合回路５０’の第１の整合ブロック５１Ｂは、信号帯域ｂ_１の周波数帯域で増幅素子２６と出力負荷とを整合させる回路であり、直列整合ブロック５２_１２と並列整合ブロック５３_１２とから構成されている。例えば伝送線路により構成した直列整合ブロック５２_１２と伝送線路により構成した並列整合ブロック５３_１２により任意のインピーダンスに対して整合を取ることができる。図３５は並列整合ブロック５３_１２として先端開放線路を使用した例である。先端短絡線路を用いてもよい。並列整合ブロック５３_１２は、この他にも集中定数の組み合わせによる回路を使用することができる。直列整合ブロック５２_１２も伝送線路などによる遅延回路として構成でき、遅延量は並列整合ブロック５３_１２の構成に応じて調整する。
図３３における出力側整合回路５０’の付加ブロック５７の第２の高調波処理ブロック５７Ａと第２の整合ブロック５７Ｂは、それぞれ、図５における信号帯域ｂ_２の周波数ｆ_２の高調波を終端し、周波数ｆ_２の信号帯域ｂ_２で増幅素子２と出力負荷とを整合させるための回路である。第２高調波処理ブロック５７Ａは主整合ブロック５１内の第１の高調波処理ブロック５１Ａに対応し、直列整合ブロック５２_２１と、スイッチ５４_２１と、並列整合ブロック５３_２１とから構成されている。第２の整合ブロック５７Ｂも第１の整合ブロック５１Ｂと対応し、直列整合ブロック５２_２２と、スイッチ５４_２２と、並列整合ブロック５３_２２とから構成されている。各整合ブロック５２_１２、５２_２２、５３_１２、５３_２２の構成は上述した第１の高調波ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂ内の各整合ブロックと同様であり、周波数ｆ_２を基本波として設計する。
図３３において、付加ブロック５７のスイッチ５４_２１及び５４_２２を開放にした場合、入力信号は、主整合ブロック５１の第１の高調波処理ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂ、更に第２の高調波処理ブロック５７Ａの直列整合ブロック５２_２１と第２の整合ブロック５７Ｂの直列整合ブロック５２_２２を通過して出力される。スイッチのアイソレーションが充分に大きい場合、並列整合ブロック５３_２１と５３_２２は、第１の高調波処理ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂから充分にアイソレーションされ、信号帯域ｂ_１の信号伝送に影響を及ぼさない。この場合、出力側整合回路５０’は、信号帯域ｂ_１におけるインピーダンス整合と周波数ｆ_１の高調波処理とを実行する。
付加ブロック５７のスイッチ５４_２１及び５４_２２を閉成にした場合、入力信号は第１の高調波処理ブロック５１Ａと、第１の整合ブロック５１Ｂ、更に第２の高調波処理ブロック５７Ａと、第２の整合ブロック５７Ｂを通過して出力される。ここで、一例として、設計周波数ｆ_１＞ｆ_２とすれば、第１の高調波処理ブロック５１Ａで処理対象となる高調波は周波数ｆ_２よりも充分に高いので、付加ブロック５７の第２の高調波処理ブロック５７Ａ及び第２の整合ブロック５７Ｂは第１の高調波処理ブロック５１Ａに余り影響されずに容易に設計することができる。従って、第１の高調波処理ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂに影響されずに、周波数ｆ_２に対する整合回路を設計することができる。この場合の出力側整合回路５０’は、信号帯域ｂ_２におけるインピーダンス整合と、周波数ｆ_２の高調波処理を実行する。
上述したように、付加ブロック５７を構成する第２の高調波処理ブロック５７Ａと第２の整合ブロック５７Ｂとに含まれるスイッチ５４_１２、５４_２２をオン／オフすることにより、出力側整合回路５０’の全体を２つの周波数帯域で整合することができ、各周波数帯域で高効率化に最適な高調波処理回路を構成することができる。更に、これに際して、１組の高調波処理ブロックと整合ブロック当たりに必要とされるスイッチはＳＰＳＴスイッチ、即ち、単極単投スイッチが合計２個という少数で事足りる。そして、各高調波処理ブロック、各整合ブロックの配置は特性が最適化される順序であれぱよく、図３３に図示される通りの順序に限らない。この変形実施例として、図３６に示されるように、第１の高調波処理ブロック５１Ａ及び第１の整合ブロック５１Ｂと第２の高調波処理ブロック５７Ａ及び第２の整合ブロック５７Ｂの位置を相互に入れ替えた構成とすることができる。
図３７を参照して図３３の実施例を拡張した実施例を説明する。第１の高調波処理ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂより成る主整合ブロック５１に、（Ｎ−１）個の付加ブロック５７_１〜５７_Ｎ−１を更に加えた回路に相当する。即ち、第２の高調波処理ブロック５７Ａと第２の整合ブロック５７Ｂとを一括してこれを第１の付加ブロック５７_１とし、この付加ブロックに更に（Ｎ−２）個（但し、Ｎ≧３）の付加ブロックを従属接続した整合回路に相当する。この第Ｎ−１の付加ブロック５７_Ｎ−１は第Ｎの高調波処理ブロック５７Ａ_Ｎと第Ｎの整合ブロック５７Ｂ_Ｎで構成され、第（ｎ−１）付加ブロック５７_ｎ−１は、それぞれ、図１１における信号帯域ｂ_ｎの周波数ｆ_ｎの高調波を終端し、周波数ｆ_ｎの帯域で増幅素子と出力負荷とを整合させる回路である。各回路の構成は第１の付加ブロック５７_１における第２の高調波処理ブロック５７Ａ_２と第２の整合ブロック５７Ｂ_２の場合の構成と同様であり、周波数ｆ_ｎを基本波として設計する。そして、この拡張した実施例の場合、主整合ブロック５１を構成する第１の高調波処理ブロック５１Ａと第１の整合ブロック５１Ｂにもオン／オフ切り替えスイッチ５４_１１、５４_１２を設けた場合を示しているが、これらスイッチは必ずしも必要ではない。
以下、図３７の実施例の使用の態様を説明する。例えば、入力信号の中心周波数がｆ_ｎの場合、第ｎの高調波処理ブロック５７Ａ_ｎと第ｎの整合ブロック５７Ｂ_ｎのスイッチ５４_ｎ１と５４_ｎ２を閉成とし、それ以外のスイッチを全て開放とする。入力信号は第ｎの高調波処理ブロック５７Ａ_ｎと、第ｎの整合ブロック５７Ｂ_ｎを通過して出力される。各直列整合ブロックはｆ_ｎの信号伝送に影響を与えず、第１〜第ｎの整合ブロック５７Ｂ_１〜５７Ｂ_ｎおよび第１〜第ｎの高調波処理ブロック５７Ａ_１〜５７Ａ_ｎの直列整合ブロック５２_１１〜５２_ｎ１と並列接続した第ｎの整合ブロック５７Ｂ_ｎの並列整合ブロック５３_２２により任意のインピーダンスに対して整合を取ることができる。従って、開放されたスイッチが含まれる各高調波処理ブロックと各整合ブロックに影響されずに周波数ｆ_ｎに対する整合回路を設計することができる。高調波処理についても同様に、開放されたスイッチが含まれる各高調波処理ブロックと各整合ブロックに影響されずに周波数ｆ_ｎに対する高調波処理を行うことができる。この出力整合回路は、周波数ｆ_ｎに対するインピーダンス整合と、周波数ｆ_ｎの高調波処理を実行する。
図３８〜４１を参照して、増幅器の高効率化を達成する図３３の実施例の変形例を更に説明する。これらの図の実施例は図３３の実施例を拡張したものである。つまり、付加ブロックとして接続された、高調波処理ブロックと整合ブロックの挿入位置は、図３３に示した位置に限定されることなく、他の高調波処理ブロック、整合ブロックとの関係を考慮して、良好な特性が得られる順序で配置される。図３８においては、主整合ブロック５１、高調波処理ブロック５７Ａ_２〜５７Ａ_Ｎ、整合ブロック５７Ｂ_２〜５７Ｂ_Ｎの順で配置された実施例であり、図３９は、高調波処理ブロック５７Ａ_２〜５７Ａ_Ｎ、主整合ブロック５１、整合ブロック５７Ｂ_２〜５７Ｂ_Ｎの順で配置された実施例であり、図４０は、整合ブロック５７Ｂ_２〜５７Ｂ_Ｎ、主整合ブロック５１、高調波処理ブロック５７Ａ_２〜５７Ａ_Ｎの順で配置された実施例であり、図４１は、高調波処理ブロック５７Ａ_２〜５７Ａ_Ｎ、整合ブロック５７Ｂ_２〜５７Ｂ_Ｎ、主整合ブロック５１の順で配置された実施例である。
上述した通り、第ｎの高調波処理ブロック５７Ａ_Ｎと第ｎの整合ブロック５７Ｂ_Ｎに含まれるスイッチ５４_ｎ１、５４_ｎ２をオン／オフすることにより、出力側整合回路５０’全体をＮ個の周波数帯域で整合することができ、各周波数で高効率化に最適な高調波処理回路を構成することができる。これに際して、１組の高調波処理ブロックと整合ブロック当りに必要とされるスイッチはＳＰＳＴスイッチが２個で、最大で合計２（Ｎ−１）個という少数で事足りる。そして、各高調波処理ブロック、各整合ブロックの配置は特性が最適化される順序でありさえずればよく、上述した図３７の通りの順序に限らない。
以下、図４２の実施例の使用の態様を説明する。図４２は、図１６に示した並列整合ブロック５３を、例えば、図３８に示した高調波処理ブロック５７Ａ_２〜５７Ａ_Ｎ群に適用した例であり、例えば、入力信号の中心周波数がｆ_ｎの場合、ＳＰＮＴスイッチ５４Ａを切り替え、第ｎの並列整合ブロックに接続する。第ｎの並列整合ブロックは、周波数ｆ_ｎの高調波処理回路として設計されている。第１〜第ｎの直列整合ブロックと並列接続した第ｎの並列整合ブロックにより任意のインピーダンスに対して整合を取ることができる。従って、各並列整合ブロックと、開放されたスイッチが含まれる各整合ブロックに影響されずにｆ_ｎに対する整合回路を設計することができる。
各高調波処理ブロック、整合ブロックは、抵抗、インダクタンス、キャパシタンスその他の集中定数棄子で構成するか、これと同等な特性を有する分布定数索子を用いて構成することができる。
上述した実施例の出力側整合回路５０’は入力側整合回路に適応してもよい。また、上述した実施例の整合回路は、並列整合ブロックと直列整合ブロックの遅延量で全てのインピーダンス整合をとるが、回路の設計によっては遅延量が０となる場合がある。付加ブロックの直列整合ブロックの遅延量が０になる場合は、対応するスイッチが不要となる。
図３１、３２の実施例においては、各整合回路５０、５０’の例として図４で示した整合回路５０を適用した例を示したが、図１７、１９、２０、２１で示した整合回路５０を使用してもよい。更に、図３６の実施例におけるスイッチを含む各高調波処理ブロック５７Ａ及び整合ブロック５７Ｂの例として、図４あるいは図９で示した直列整合ブロック５２_２とそれにスイッチ５４_２を介して接続された並列整合ブロック５３_２を使用する場合を示したが、図１７に示した整合回路５０における直列整合ブロック５２_２とそれに接続された並列整合ブロック５３_２及びスイッチ５４_２の組、あるいは図１９、２０、２１で示した整合回路５０における直列整合ブロック５２_２とそれに接続された並列整合ブロック５３_２、５５_２及びスイッチ５４_２の組を適用してもよい。
尚、周波数帯域の具体的な例としては、第４世代移動通信システム（５ＧＨｚ帯など）や第３世代移動通信システム（２ＧＨｚ帯）、その他のシステム（ＰＤＣでは８００ＭＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯、ＧＳＭ，ＰＨＳ，無線ＬＡＮでは２．４ＧＨｚなど）が挙げられるが、これらに限られるものではない。

発明の効果

以上説明したように、この発明によれば、入力される信号の周波数帯域毎に別々な整合回路を構成する必要はなく、部品点数の削減と設置面積の縮小を達成することができる。そして、切り替えスイッチの数も最小限で済み、これによる損失の低減、全体形状構造の小型化を達成することができる。
この発明の整合回路に依れば、入力信号の周波数帯域の数の分だけ増幅素子、高調波処理回路、整合回路の組を構成する必要がなく、部品点数の削減と設置面積の縮小とを達成することができる。また、特に整合回路を変更するに際して使用するスイッチの数も少なく、スイッチも単純な構成のＳＰＳＴスイッチでも構成することができ、スイッチによる挿入損失を大幅に低減することができる。従って、小型なマルチバンド高効率電力増幅器を構成するに好適である。
この発明の整合回路によれば、複数の移動通信サービスで利用される周波数帯域が混在したセル環境においても、このスイッチを切り替えることにより回路のリアクタンスが変化し、整合回路全体をマルチバンド化することができる。またこの発明の整合回路によれば、挿入損失とアイソレーション特性がともに十分でないスイッチを用いても、インピーダンス整合が取れるマルチバンド整合回路を提供することができる。

Claims (19)

1. 信号経路に挿入され、少なくとも第１の周波数帯域で整合が取れた主整合ブロックと、
   上記信号経路に挿入されて上記主整合ブロックに一端が接続され、上記主整合ブロックと上記第１の周波数帯域において整合がとれた直列整合ブロックと、
   並列整合ブロックとスイッチの直列接続、
   とを含み、上記直列接続の一端は上記直列整合ブロックの他端側において上記信号経路に接続され、上記スイッチのオン・オフにより上記第１の周波数帯域と、上記第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域で選択的に整合を可能にする整合回路。
2. 請求項１の整合回路において、上記直列接続の一端は上記スイッチの一端であり、上記信号経路に接続されている。
3. 請求項１の整合回路において、上記直列接続の一端は上記並列整合ブロックの一端であり、上記信号経路に接続されている。
4. 請求項３の整合回路において、上記直列接続の他端で上記スイッチに接続された第２の並列整合ブロックが設けられている。
5. 請求項３の整合回路において、上記並列整合ブロックと上記スイッチの接続点に接続された第２の並列整合ブロックが設けられている。
6. 請求項１、２又は３のいずれかの整合回路において、上記主整合ブロックは上記信号経路に挿入された第２の直列整合ブロックと、第２のスイッチと第２の並列整合ブロックが直列接続された第２の直列接続とを含み、上記第２の直列接続の一端は上記第２の直列整合ブロックの一端に接続されている。
7. 請求項６の整合回路において、上記第２の直列接続の上記一端は上記第２の並列整合ブロックの一端であり、上記第２の直列整合ブロックの一端に接続されており、上記第２の直列接続の他端で上記スイッチは接地されている。
8. 請求項７の整合回路において、上記第２の並列整合ブロックと上記第２のスイッチの接続点に一端が接続された第３の並列整合ブロックが設けられている。
9. 請求項６の整合回路において、上記第２の直列接続の上記一端は上記第２の並列整合ブロックの一端であり、上記第２の直列整合ブロックの一端に接続されており、上記第２の直列接続の他端に接続された第３の並列整合ブロックが設けられている。
10. 請求項１、２又は３のいずれかの整合回路において、上記並列整合ブロックは複数の副整合回路と、上記複数の副整合回路と交互に直列に接続された１つ以上の第２のスイッチとを含む。
11. 請求項１、２又は３のいずれかの整合回路において、上記並列整合ブロックは、直列接続された複数の副整合回路と、上記複数の副整合回路間の各接続点とグランド間に挿入された第２のスイッチを含む。
12. 請求項１、２又は３のいずれかの整合回路において、上記直列整合ブロックに直列に接続して１つ以上の第２直列整合ブロックが設けられ、各上記第２直列整合ブロックの一端に第２並列整合ブロックと第２スイッチの第２直列接続が接続されている。
13. 請求項１、２又は３のいずれかの整合回路において、上記スイッチは上記信号経路に接続された単極と、Ｎ個の端子を有する単極Ｎ投スイッチであり、上記Ｎ個の端子にそれぞれ上記並列整合ブロックと、少なくとも１つの第２並列整合ブロックがそれぞれ接続されており、上記スイッチは上記Ｎ個の端子に接続された上記並列整合ブロック及び上記第２並列整合ブロックの任意の１つを選択して上記信号経路に接続可能とされている。
14. 請求項１、２又は３のいずれかの整合回路において、上記信号経路に挿入された第２の直列整合ブロックと、上記第２直列整合ブロックの一端とグランド間に接続された第２の並列整合ブロックとを含み、それらによって上記信号経路の第１の周波数の信号の高調波成分を除去する第１の高調波処理ブロックと、上記信号経路に挿入された第３の直列整合ブロックと、上記第３の直列整合ブロックの一端とグランド間に接続された第３の並列整合ブロックと第２のスイッチの直列接続とを含み、上記第１の周波数と異なる第２の周波数の信号の高調波成分を除去する第２の高調波処理ブロックとを更に含む。
15. 請求項１４の整合回路において、上記主整合ブロックは、上記信号経路に挿入された第４の直列整合ブロックと、上記第４の直列整合ブロックの一端とグランド間に接続された第４の並列整合ブロックとを含む。
16. 請求項１５の整合回路において、上記第１の高調波処理ブロックにおける上記第２の並列整合ブロックと直列に第３のスイッチが設けられ、上記主整合ブロックにおける上記第４の並列整合ブロックと直列に第４のスイッチが設けられている。
17. 請求項１４の整合回路において、上記主整合ブロックは第１の整合ブロックを構成しており、第１の上記直列整合ブロックと第１の上記直列接続の組は第２の整合ブロックを構成しており、上記第２の整合ブロックと上記第２の高調波処理ブロックの組は付加ブロックを構成しており、上記付加ブロックと同様の第２の付加ブロックが更に少なくとも１つ上記信号経路に挿入されている。
18. 第１及び第２の単極Ｎ投スイッチと、Ｎは２以上の整数であり、
    上記第２単極スイッチの単極側に接続され、第１の周波数帯域で整合された主整合ブロックと、
    上記第１及び第２の単極Ｎ投スイッチのＮ端子間にそれぞれ接続された直結線路及び（Ｎ−１）個の整合ブロック、
    とを含み、上記第１及び第２の単極Ｎ投スイッチにより上記直結線路及び（Ｎ−１）この整合ブロックのいずれかを選択して上記主整合ブロックと接続することにより、上記第１の周波数帯域及び上記第１の周波数帯域と異なる少なくとも（Ｎ−１）個の周波数帯域のいずれかで選択的に整合可能な整合回路。
19. 請求項１乃至１８のいずれかの上記整合回路を増幅素子の入力側整合回路及び出力整合回路の少なくとも一方として有する電力増幅器。

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