JPH03277001A - 高周波増幅回路 - Google Patents
高周波増幅回路Info
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- JPH03277001A JPH03277001A JP7805990A JP7805990A JPH03277001A JP H03277001 A JPH03277001 A JP H03277001A JP 7805990 A JP7805990 A JP 7805990A JP 7805990 A JP7805990 A JP 7805990A JP H03277001 A JPH03277001 A JP H03277001A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 7
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は高周波増幅回路に関し、特にインピーダンス整
合回路を備え、VHFHF上の高周波信号を増幅する高
周波増幅回路に関するものである。
合回路を備え、VHFHF上の高周波信号を増幅する高
周波増幅回路に関するものである。
従来、この種の高周波増幅回路としては、[イフライジ
ング アンブリファイヤ インテグレーテド サーキッ
ト フォ 7 ギガビット オプティカル レピータ(
Equalizing amplifier Inte
gratedCircuits for a Giga
bit optical repeater)J (
ヨーロピアン ンリッド ステート サーキッッ コソ
ファレ7 ス(European 5olidStat
e C1rcuits Conference)198
4年、226〜229頁)に掲載の第4図に示された第
1の例、及び「ブロードバンド ローノイズ モノリシ
ック ジ−ニーニーニス マイクロウエーブアンブリフ
ァイヤーズ ウィズ ヴエリ ローパワー フンサンプ
ジョン(Broadband Low−NoiseMo
nolithic GaAs Microwave A
mplifiers With Very LowPo
wer Consumption)J (ヨーロピア
ン マイクロウェーブ コンファレンス(Europe
an MicrowaveConference)19
88年、555〜561頁)に掲載の第5図に示された
第2の例などがある。
ング アンブリファイヤ インテグレーテド サーキッ
ト フォ 7 ギガビット オプティカル レピータ(
Equalizing amplifier Inte
gratedCircuits for a Giga
bit optical repeater)J (
ヨーロピアン ンリッド ステート サーキッッ コソ
ファレ7 ス(European 5olidStat
e C1rcuits Conference)198
4年、226〜229頁)に掲載の第4図に示された第
1の例、及び「ブロードバンド ローノイズ モノリシ
ック ジ−ニーニーニス マイクロウエーブアンブリフ
ァイヤーズ ウィズ ヴエリ ローパワー フンサンプ
ジョン(Broadband Low−NoiseMo
nolithic GaAs Microwave A
mplifiers With Very LowPo
wer Consumption)J (ヨーロピア
ン マイクロウェーブ コンファレンス(Europe
an MicrowaveConference)19
88年、555〜561頁)に掲載の第5図に示された
第2の例などがある。
まず、第1の例は、高周波の入力信号V、を増幅するた
めのトランジスタQ41と、このトランジスタQ41の
負荷となる抵抗R41と、レベルシフトを行うトランジ
スタQ42〜Q44及び抵抗R42,R44と、広帯域
で入力、出力の整合をとるための帰還用の抵抗R43と
を備えた構成となっている。
めのトランジスタQ41と、このトランジスタQ41の
負荷となる抵抗R41と、レベルシフトを行うトランジ
スタQ42〜Q44及び抵抗R42,R44と、広帯域
で入力、出力の整合をとるための帰還用の抵抗R43と
を備えた構成となっている。
また、第2の例は、入力信号v1を増幅するためのGa
As電界効果型のトランジスタQ51と、このトランジ
スタQ51の負荷回路50と、広帯域で入力、出力の整
合をとるための帰還用の抵抗R51及び直流カット用の
コンデンサC51とを備えた構成となっている。なお、
負荷回路50は、抵抗やコイル(L負荷)であってもよ
く、λ/4ストリップラインによるショートスタブ回路
であってもよい。何れも外付は部品として対応できる。
As電界効果型のトランジスタQ51と、このトランジ
スタQ51の負荷回路50と、広帯域で入力、出力の整
合をとるための帰還用の抵抗R51及び直流カット用の
コンデンサC51とを備えた構成となっている。なお、
負荷回路50は、抵抗やコイル(L負荷)であってもよ
く、λ/4ストリップラインによるショートスタブ回路
であってもよい。何れも外付は部品として対応できる。
上述した従来の高周波増幅回路は、第1の例においては
、増幅用のトランジスタQ41の1荷が抵抗R41であ
り、また、抵抗R43により帰還しているためにレベル
シフト回路(トランジスタQ42〜44.抵抗R44等
)に電流を多く流す必要があるので、電力効率が悪くか
つ消費電流が大きいという欠点があり、また第2の例に
おいては、やはり抵抗帰還型となっているので、消費電
力が大きく、電力効率を上げるようとするとL負荷、ス
トップライン等の外付は部品が必要になるという欠点が
ある。また、第1.第2の例とを帰還用の抵抗R43,
R51が固定であるため整合をとるための調整が困難で
あるという欠点がある。
、増幅用のトランジスタQ41の1荷が抵抗R41であ
り、また、抵抗R43により帰還しているためにレベル
シフト回路(トランジスタQ42〜44.抵抗R44等
)に電流を多く流す必要があるので、電力効率が悪くか
つ消費電流が大きいという欠点があり、また第2の例に
おいては、やはり抵抗帰還型となっているので、消費電
力が大きく、電力効率を上げるようとするとL負荷、ス
トップライン等の外付は部品が必要になるという欠点が
ある。また、第1.第2の例とを帰還用の抵抗R43,
R51が固定であるため整合をとるための調整が困難で
あるという欠点がある。
本発明の目的は、外付は部品を必要としないで整合のた
めの調整が容易となり、しかも消費電流を少なくしかつ
電力効率を上げることができる高周波増幅回路を提供す
ることにある。
めの調整が容易となり、しかも消費電流を少なくしかつ
電力効率を上げることができる高周波増幅回路を提供す
ることにある。
本発明の高周波増幅回路は、高周波信号を増幅するため
の増幅用のトランジスタと、このトランジスタの入力端
及び出力端の少なくとも何れか一方に設けられた、一端
を前記トランジスタの対応する入力端又は出力端と接続
するショートスタブ型のマイクロストリップライン、及
びこのマイクロストリップラインの前記トランジスタの
接続点からの距離が異なる点にそれぞれ一端を接続し他
端を接地して制御信号によりオン・オフする複数のスイ
ッチ回路を備えた整合調整回路と、前記制御信号を発生
する制御信号発生回路とを有している。
の増幅用のトランジスタと、このトランジスタの入力端
及び出力端の少なくとも何れか一方に設けられた、一端
を前記トランジスタの対応する入力端又は出力端と接続
するショートスタブ型のマイクロストリップライン、及
びこのマイクロストリップラインの前記トランジスタの
接続点からの距離が異なる点にそれぞれ一端を接続し他
端を接地して制御信号によりオン・オフする複数のスイ
ッチ回路を備えた整合調整回路と、前記制御信号を発生
する制御信号発生回路とを有している。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図である。
この実施例は、一端を共に高周波の入力信号V、を入力
するための入力端子T、と接続する整合用のフンデ°ン
サC1,C2と、コンデンサC2からの入力信号VIを
増幅するための増幅用のトランジスタQlと、このトラ
ンジスタQlの入力端及び出力端の両方に設けられた、
一端をトランジスタQ1の対応する入力端又は出力端と
接続するショートスタブ型のマイクロストリップライン
11A、 11B、及びこれらマイクロストリップラ
インlIA、11BのトランジスタQlの接続点からの
距離が異なる点にそれぞれ一端を接続し他端をコンデン
サC1l、C12を介して交流的に接地して制御信号S
SM、SS2によりオン・オフする複数のスイッチ回路
のトランジスタQll、Q12、Q13.Q14を備え
た整合調整回路lA。
するための入力端子T、と接続する整合用のフンデ°ン
サC1,C2と、コンデンサC2からの入力信号VIを
増幅するための増幅用のトランジスタQlと、このトラ
ンジスタQlの入力端及び出力端の両方に設けられた、
一端をトランジスタQ1の対応する入力端又は出力端と
接続するショートスタブ型のマイクロストリップライン
11A、 11B、及びこれらマイクロストリップラ
インlIA、11BのトランジスタQlの接続点からの
距離が異なる点にそれぞれ一端を接続し他端をコンデン
サC1l、C12を介して交流的に接地して制御信号S
SM、SS2によりオン・オフする複数のスイッチ回路
のトランジスタQll、Q12、Q13.Q14を備え
た整合調整回路lA。
IIlと、制御信号SS、、SS2を発生する制御信号
発生回路のデコーダ2と、トランジスタQ1の出力端と
出力端子T0との間、及び出力端子T0と接地点との間
に接続された整合用のコンデンサC3、C4とを有する
構成となっている。
発生回路のデコーダ2と、トランジスタQ1の出力端と
出力端子T0との間、及び出力端子T0と接地点との間
に接続された整合用のコンデンサC3、C4とを有する
構成となっている。
次に、この実施例の動作について説明する。
コンデンサC1,C2と整合調整回路lA、及びコンデ
ンサC3,C4と整合調整回路IBはそれぞれ、入力側
及び出力側のインピーダンス整合回路を形成する。ここ
で、コンデンサC2,C3は直流カットの役目もはたす
。端子Tl1l T12はトランジスタQ1に直流バイ
アスを与えるための端子である。
ンサC3,C4と整合調整回路IBはそれぞれ、入力側
及び出力側のインピーダンス整合回路を形成する。ここ
で、コンデンサC2,C3は直流カットの役目もはたす
。端子Tl1l T12はトランジスタQ1に直流バイ
アスを与えるための端子である。
制御信号SSl、SS2により、トランジスタQ11、
Ql2.Ql3.Ql4の何れのトランジスタをオンさ
せるかにより整合させるインピーダンスを切換え調整す
ることができる。
Ql2.Ql3.Ql4の何れのトランジスタをオンさ
せるかにより整合させるインピーダンスを切換え調整す
ることができる。
トランジスタQ1の出力インピーダンスを出力端子T0
の50Ω系に整合させるときの様子を第2図のスミスチ
ャートに示す。このスミスチャートにおいて、曲線C9
4+CC3はコンデンサC4゜C3による軌跡、曲線C
1,3は整合調整回路1aによる軌跡である。
の50Ω系に整合させるときの様子を第2図のスミスチ
ャートに示す。このスミスチャートにおいて、曲線C9
4+CC3はコンデンサC4゜C3による軌跡、曲線C
1,3は整合調整回路1aによる軌跡である。
トランジスタQ13.Q14のオン・オフを切換えるこ
とにより、点PL、P2のインピータンスに切換え調整
することができる。
とにより、点PL、P2のインピータンスに切換え調整
することができる。
このように、トランジスタQ1の負荷やインピーダンス
整合回路に抵抗を含まないので、消費電流の低減、電力
効率の向上をはかることができ、しかも整合調整を制御
信号SSI、SS2により容易に行うことができる。
整合回路に抵抗を含まないので、消費電流の低減、電力
効率の向上をはかることができ、しかも整合調整を制御
信号SSI、SS2により容易に行うことができる。
第3図は本発明の第2の実施例の整合調整回路を示す回
路図である。
路図である。
この回路は、スイッチ回路SL、S2の他端を直接接地
点に接続し、直流的に接地したものである。なお、スイ
ッチ回路Sl、S2は一般的なスイッチの記号を用いて
表示しである。
点に接続し、直流的に接地したものである。なお、スイ
ッチ回路Sl、S2は一般的なスイッチの記号を用いて
表示しである。
これら実施例において、マイクロストリップライン11
A〜11cに一端を接続するスイッチ回路(Sl、S2
.Ql 1〜Q14)の数を増せば増すほど、細かく調
整することができる。
A〜11cに一端を接続するスイッチ回路(Sl、S2
.Ql 1〜Q14)の数を増せば増すほど、細かく調
整することができる。
以上説明したように本発明は、高周波信号増幅用のトラ
ンジスタの入力端及び出力端の少なくとも一方に一端を
これら入力端又は出力端と接続するマイクロストリップ
ラインと、一端をこのマイクロストリップラインのトラ
ンジスタとの接続点からの距離がそれぞれ異なる点と接
続する複数のスイッチ回路とを備えた整合調整回路を設
け、制御信号によりこれら複数のスイッチ回路のうちの
所定のものをオンさせる構成とすることにより、増幅用
のトランジスタの負荷及び整合回路に抵抗を含まないの
で、外付は部品を必要としないで整合調整が容易となり
、かつ消費電流の低減及び電力効率の向上をはかること
ができる効果がある。
ンジスタの入力端及び出力端の少なくとも一方に一端を
これら入力端又は出力端と接続するマイクロストリップ
ラインと、一端をこのマイクロストリップラインのトラ
ンジスタとの接続点からの距離がそれぞれ異なる点と接
続する複数のスイッチ回路とを備えた整合調整回路を設
け、制御信号によりこれら複数のスイッチ回路のうちの
所定のものをオンさせる構成とすることにより、増幅用
のトランジスタの負荷及び整合回路に抵抗を含まないの
で、外付は部品を必要としないで整合調整が容易となり
、かつ消費電流の低減及び電力効率の向上をはかること
ができる効果がある。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図、第2図は
第1図に示された実施例の動作を説明するためのスミス
チャート、第3図は本発明の第2の実施例の整合調整回
路を示す回路図、第4図及び第5図はそれぞれ従来の高
周波増幅回路の第1及び第2の例を示す回路図である。 lA〜1c・・・・・・整合調整回路、2,2A・・・
・・・デコーダ、11A〜llc・・・・・・マイクロ
ストリップライン、50・・・・・・負荷回路、CI・
・・C,4,C1l。 C12,C51・・・・・・コンデンサ、Ql、Ql
1〜Ql 4.Q41〜Q44.Q51・・・・・・ト
ランジスタ、R41〜R44,R51・・・・・・抵抗
、SL、S2・・・・スイッチ回路。
第1図に示された実施例の動作を説明するためのスミス
チャート、第3図は本発明の第2の実施例の整合調整回
路を示す回路図、第4図及び第5図はそれぞれ従来の高
周波増幅回路の第1及び第2の例を示す回路図である。 lA〜1c・・・・・・整合調整回路、2,2A・・・
・・・デコーダ、11A〜llc・・・・・・マイクロ
ストリップライン、50・・・・・・負荷回路、CI・
・・C,4,C1l。 C12,C51・・・・・・コンデンサ、Ql、Ql
1〜Ql 4.Q41〜Q44.Q51・・・・・・ト
ランジスタ、R41〜R44,R51・・・・・・抵抗
、SL、S2・・・・スイッチ回路。
Claims (2)
- 1.高周波信号を増幅するための増幅用のトランジスタ
と、このトランジスタの入力端及び出力端の少なくとも
何れか一方に設けられた、一端を前記トランジスタの対
応する入力端又は出力端と接続するショートスタブ型の
マイクロストリップライン、及びこのマイクロストリッ
プラインの前記トランジスタの接続点からの距離が異な
る点にそれぞれ一端を接続し他端を接地して制御信号に
よりオン・オフする複数のスイッチ回路を備えた整合調
整回路と、前記制御信号を発生する制御信号発生回路と
を有することを特徴とする高周波増幅回路。 - 2.スイッチ回路がトランジスタにより形成され、前記
スイッチ回路の他端が直流的接地及び交流的接地の何れ
か一方により接地された請求項1記載の高周波増幅回路
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7805990A JP2508353B2 (ja) | 1990-03-27 | 1990-03-27 | 高周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7805990A JP2508353B2 (ja) | 1990-03-27 | 1990-03-27 | 高周波増幅回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03277001A true JPH03277001A (ja) | 1991-12-09 |
JP2508353B2 JP2508353B2 (ja) | 1996-06-19 |
Family
ID=13651283
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7805990A Expired - Fee Related JP2508353B2 (ja) | 1990-03-27 | 1990-03-27 | 高周波増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2508353B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0766609A (ja) * | 1993-08-25 | 1995-03-10 | Nec Corp | インピーダンス整合回路 |
JP2003502977A (ja) * | 1999-06-17 | 2003-01-21 | マルコニ データ システムズ リミテッド | 超再生型am復調器 |
WO2004082138A1 (ja) * | 2003-03-14 | 2004-09-23 | Ntt Docomo Inc. | 整合回路 |
EP1914886A1 (en) * | 2006-10-19 | 2008-04-23 | Alcatel Lucent | Multi-band power amplifier |
-
1990
- 1990-03-27 JP JP7805990A patent/JP2508353B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0766609A (ja) * | 1993-08-25 | 1995-03-10 | Nec Corp | インピーダンス整合回路 |
JP2003502977A (ja) * | 1999-06-17 | 2003-01-21 | マルコニ データ システムズ リミテッド | 超再生型am復調器 |
WO2004082138A1 (ja) * | 2003-03-14 | 2004-09-23 | Ntt Docomo Inc. | 整合回路 |
JPWO2004082138A1 (ja) * | 2003-03-14 | 2006-06-15 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 整合回路 |
US8098114B2 (en) | 2003-03-14 | 2012-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Matching circuit |
EP1914886A1 (en) * | 2006-10-19 | 2008-04-23 | Alcatel Lucent | Multi-band power amplifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2508353B2 (ja) | 1996-06-19 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |