JPS648923B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS648923B2 JPS648923B2 JP55128339A JP12833980A JPS648923B2 JP S648923 B2 JPS648923 B2 JP S648923B2 JP 55128339 A JP55128339 A JP 55128339A JP 12833980 A JP12833980 A JP 12833980A JP S648923 B2 JPS648923 B2 JP S648923B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- base
- emitter
- output
- potential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3083—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the power transistors being of the same type
- H03F3/3086—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the power transistors being of the same type two power transistors being controlled by the input signal
- H03F3/3088—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the power transistors being of the same type two power transistors being controlled by the input signal with asymmetric control, i.e. one control branch containing a supplementary phase inverting transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3217—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3066—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えば音声出力回路に於いてスピー
カの駆動用として用いられるSEPP（シングルエ
ンデイツドプツシユプル）電力増幅器等の電力増
幅器に関する。
カの駆動用として用いられるSEPP（シングルエ
ンデイツドプツシユプル）電力増幅器等の電力増
幅器に関する。
従来のSEPP電力増幅器では、これをＢ級、
AB級動作するように構成した場合、出力トラン
ジスタがカツトオフ状態になつても、このトラン
ジスタの前段の回路が直に非動作状態になること
はなく、出力トランジスタの前段の回路と後段の
回路の動作状態にずれが生じ、出力波形に歪が生
じることがあつた。
AB級動作するように構成した場合、出力トラン
ジスタがカツトオフ状態になつても、このトラン
ジスタの前段の回路が直に非動作状態になること
はなく、出力トランジスタの前段の回路と後段の
回路の動作状態にずれが生じ、出力波形に歪が生
じることがあつた。
また、Ａ級、Ｂ級、AB級のいずれの構成に於
いても、無信号（アイドル）時、出力トランジス
タのバイアス電流が変化すると、この出力トラン
ジスタのアイドル電流が大きく変わつてしまうと
いう問題があり、アイドル電流の設定、管理が難
しかつた。
いても、無信号（アイドル）時、出力トランジス
タのバイアス電流が変化すると、この出力トラン
ジスタのアイドル電流が大きく変わつてしまうと
いう問題があり、アイドル電流の設定、管理が難
しかつた。
このような問題は、特に集積回路（IC）化に
際してよく用いられる準コンプリメンタリ形の
SEPP電力増幅器に多い。
際してよく用いられる準コンプリメンタリ形の
SEPP電力増幅器に多い。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、出力波形に歪が生じたり、バイアス電流の
変化に対してアイドル電流が大きく変わつてしま
うことのない電力増幅器を提供することを目的と
する。
ので、出力波形に歪が生じたり、バイアス電流の
変化に対してアイドル電流が大きく変わつてしま
うことのない電力増幅器を提供することを目的と
する。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図に於いて、１１はトランジスタQ11〜
Q15によつて構成され、SEPP電力増幅器の初段
に挿入される差動増幅器である。この場合、トラ
ンジスタQ11，Q12が差動対を成し、トランジス
タQ13，Q14はトランジスタQ11，Q12のコレクタ
側に接続されるコレクタ負荷としてのカレントミ
ラー回路であり、トランジスタQ15は定電流源用
のトランジスタである。
Q15によつて構成され、SEPP電力増幅器の初段
に挿入される差動増幅器である。この場合、トラ
ンジスタQ11，Q12が差動対を成し、トランジス
タQ13，Q14はトランジスタQ11，Q12のコレクタ
側に接続されるコレクタ負荷としてのカレントミ
ラー回路であり、トランジスタQ15は定電流源用
のトランジスタである。
１２はトランジスタQ11，Q15のベースバイア
ス回路で、ダイオードD11，D12、抵抗R11，R12
から成る。
ス回路で、ダイオードD11，D12、抵抗R11，R12
から成る。
入力信号SiはコンデンサC11を介してトランジ
スタQ11のベースに供給され、このトランジスタ
Q11のコレクタより取り出される。
スタQ11のベースに供給され、このトランジスタ
Q11のコレクタより取り出される。
１３はトランジスタQ16，Q17をダーリントン
接続して成る駆動回路である。なお、C12はコン
デンサである。
接続して成る駆動回路である。なお、C12はコン
デンサである。
１４はこの駆動回路１３によつて駆動される準
コンプリメンタリ出力SEPP段である。すなわ
ち、Q18，Q19は出力トランジスタで、それぞれ
トランジスタQ20及びQ21とダーリントン接続及
びコンプリメンタリ直結とされている。Q22はト
ランジスタで、D13〜D16はバイアスダイオード、
I11，I12は定電流源である。
コンプリメンタリ出力SEPP段である。すなわ
ち、Q18，Q19は出力トランジスタで、それぞれ
トランジスタQ20及びQ21とダーリントン接続及
びコンプリメンタリ直結とされている。Q22はト
ランジスタで、D13〜D16はバイアスダイオード、
I11，I12は定電流源である。
この準コンプリメンタリSEPP出力段に於い
て、Ａ，Ｂで示す部分がこの発明の特徴とする部
分である。すなわち、出力トランジスタQ18のエ
ミツタにはトランジスタQ23のエミツタが接続さ
れ、このトランジスタQ23のコレクタ、ベースは
それぞれ小抵抗値の抵抗R13，R14を介してトラ
ンジスタQ18のベースに接続されている。また、
出力トランジスタQ19も同様で、そのエミツタに
はトランジスタQ24のエミツタが接続され、この
トランジスタQ24のコレクタ、ベースはそれぞれ
小抵抗値の抵抗R15，R16を介してトランジスタ
Q19のベースに接続されている。
て、Ａ，Ｂで示す部分がこの発明の特徴とする部
分である。すなわち、出力トランジスタQ18のエ
ミツタにはトランジスタQ23のエミツタが接続さ
れ、このトランジスタQ23のコレクタ、ベースは
それぞれ小抵抗値の抵抗R13，R14を介してトラ
ンジスタQ18のベースに接続されている。また、
出力トランジスタQ19も同様で、そのエミツタに
はトランジスタQ24のエミツタが接続され、この
トランジスタQ24のコレクタ、ベースはそれぞれ
小抵抗値の抵抗R15，R16を介してトランジスタ
Q19のベースに接続されている。
１５は出力端子１６の動作電位を電源E11，E12
の電源電圧VCCの２分の１の電圧に設定する為の
直流シフト回路で、カレントミラー接続のトラン
ジスタQ25，Q26と、ダイオードD17，D18、抵抗
R17，R18、コンデンサC13から成る。
の電源電圧VCCの２分の１の電圧に設定する為の
直流シフト回路で、カレントミラー接続のトラン
ジスタQ25，Q26と、ダイオードD17，D18、抵抗
R17，R18、コンデンサC13から成る。
なお、図中Ｑはトランジスタ、Ｒは抵抗、Ｃは
コンデンサ、SPはスピーカである。
コンデンサ、SPはスピーカである。
上記構成に於いて動作を説明するに、入力信号
SiはトランジスタQ11のコレクタより駆動回路１
３に供給される。そして図示ａ，ｂ点よりそれぞ
れトランジスタQ20，Q21に供給され、出力トラ
ンジスタQ18，Q19のプツシユプル作によりスピ
ーカSPが駆動される。
SiはトランジスタQ11のコレクタより駆動回路１
３に供給される。そして図示ａ，ｂ点よりそれぞ
れトランジスタQ20，Q21に供給され、出力トラ
ンジスタQ18，Q19のプツシユプル作によりスピ
ーカSPが駆動される。
ここで、この発明の特徴とする動作を説明す
る。
る。
図示ｃ点、つまり出力トランジスタQ18のベー
スの電位が無信号状態（これに近い小信号状態も
含む）の電位及びこのベースに於ける信号のサイ
クルが負サイクルであつて無信号時より低い電位
にあるとき、ｃ点に流れる電流が小さく、抵抗
R13に於ける電位降下が無視できる為、図示Ａの
部分は抵抗R13，R14が挿入されていない状態と
略等価となり、カレントミラー回路のように動作
する。
スの電位が無信号状態（これに近い小信号状態も
含む）の電位及びこのベースに於ける信号のサイ
クルが負サイクルであつて無信号時より低い電位
にあるとき、ｃ点に流れる電流が小さく、抵抗
R13に於ける電位降下が無視できる為、図示Ａの
部分は抵抗R13，R14が挿入されていない状態と
略等価となり、カレントミラー回路のように動作
する。
また、図示Ｂの部分も同様で図示ｄ点の電位が
無信号状態（これに近い小信号状態も含む）の電
位及びこの無信号状態の電位より低い電位にある
とき、カレントミラー回路のように動作する。
無信号状態（これに近い小信号状態も含む）の電
位及びこの無信号状態の電位より低い電位にある
とき、カレントミラー回路のように動作する。
なお、ｃ点とトランジスタQ23のエミツタ及び
ｄ点とトランジスタQ24のエミツタ間の直流電位
Ｖは Ｖ＝VBE＋Ra・Ｉ／hFE ……(1) となる。
ｄ点とトランジスタQ24のエミツタ間の直流電位
Ｖは Ｖ＝VBE＋Ra・Ｉ／hFE ……(1) となる。
但しVBE……トランジスタQ23，Q24のベース・
エミツタ間順方向電圧 Ra……抵抗R14，R16の抵抗値 Ｉ……トランジスタQ23，Q24のコレクタ電流 hFE……電流増幅率 ここで、Raの値は小さく、hFEは非常に大きい
ので、Ｖは略VBEに等しくなり、前述の如く図示
Ａ，Ｂの部分がカレントミラー回路のように動作
する。
エミツタ間順方向電圧 Ra……抵抗R14，R16の抵抗値 Ｉ……トランジスタQ23，Q24のコレクタ電流 hFE……電流増幅率 ここで、Raの値は小さく、hFEは非常に大きい
ので、Ｖは略VBEに等しくなり、前述の如く図示
Ａ，Ｂの部分がカレントミラー回路のように動作
する。
また、この場合、トランジスタQ18とQ23、あ
るいはトランジスタQ19とQ24のエミツタ電流比
は略両トランジスタのエミツタ面積の比で決ま
る。
るいはトランジスタQ19とQ24のエミツタ電流比
は略両トランジスタのエミツタ面積の比で決ま
る。
図示Ａの部分がカレントミラー動作にあると
き、トランジスタQ20のエミツタ電流は出力トラ
ンジスタQ18のエミツタ電流の変化に比例して変
化する。そして出力トランジスタQ18がカツトオ
フ状態となつたとき、トランジスタQ20も同時に
カツトオフ状態となる。
き、トランジスタQ20のエミツタ電流は出力トラ
ンジスタQ18のエミツタ電流の変化に比例して変
化する。そして出力トランジスタQ18がカツトオ
フ状態となつたとき、トランジスタQ20も同時に
カツトオフ状態となる。
また、図示Ｂの部分も同様でトランジスタ
Q21，Q22のエミツタ電流は出力トランジスタQ19
のエミツタ電流の変化に比例して変化する。そし
て出力トランジスタQ19がカツトオフ状態となつ
たとき、トランジスタQ21，Q22もカツトオフ状
態となる。
Q21，Q22のエミツタ電流は出力トランジスタQ19
のエミツタ電流の変化に比例して変化する。そし
て出力トランジスタQ19がカツトオフ状態となつ
たとき、トランジスタQ21，Q22もカツトオフ状
態となる。
以上詳述したこの実施例によれば次のような効
果がある。
果がある。
トランジスタQ18あるいはQ19のベース電位
が無信号（これに近い小信号も含む）時の電位
及びそれ以下の電位にあるとき、図示Ａあるい
はＢの部分がカレントミラー回路として動作
し、出力トランジスタQ18あるいはQ19がカツ
トオフ状態となるとトランジスタQ20あるいは
Q21，Q22が同時にカツトオフ状態となる。し
たがつてSEPP電力増幅器をＢ級あるいはAB
級動作するように構成した場合、出力トランジ
スタQ18あるいはQ19がカツトオフ状態となつ
たとき、この出力トランジスタQ18あるいは
Q19の前段と後段の回路の動作上のずれが生じ
ることはなく、出力波形の歪を無くすことがで
きる。
が無信号（これに近い小信号も含む）時の電位
及びそれ以下の電位にあるとき、図示Ａあるい
はＢの部分がカレントミラー回路として動作
し、出力トランジスタQ18あるいはQ19がカツ
トオフ状態となるとトランジスタQ20あるいは
Q21，Q22が同時にカツトオフ状態となる。し
たがつてSEPP電力増幅器をＢ級あるいはAB
級動作するように構成した場合、出力トランジ
スタQ18あるいはQ19がカツトオフ状態となつ
たとき、この出力トランジスタQ18あるいは
Q19の前段と後段の回路の動作上のずれが生じ
ることはなく、出力波形の歪を無くすことがで
きる。
従来は出力トランジスタQ18あるいはQ19の
ベース・エミツタ間に単に抵抗や定電流源を挿
入しているだけなので、出力トランジスタQ18
あるいはQ19がカツトオフ状態となつても前段
のトランジスタが未だカツトオフしていないと
いう事態が発生し、これが出力波形を歪ませる
要因の１つとなつていた。
ベース・エミツタ間に単に抵抗や定電流源を挿
入しているだけなので、出力トランジスタQ18
あるいはQ19がカツトオフ状態となつても前段
のトランジスタが未だカツトオフしていないと
いう事態が発生し、これが出力波形を歪ませる
要因の１つとなつていた。
特にSEPP電力増幅器をモノリシツクIC化す
る場合、トランジスタQ21とT（トランジシヨン
周波数）の低いラテラルPNPトランジスタを
用いるので、従来のような構成では出力波形の
歪が大きいが、この実施例のように構成すれば
歪減少に大きな効果を発揮する。
る場合、トランジスタQ21とT（トランジシヨン
周波数）の低いラテラルPNPトランジスタを
用いるので、従来のような構成では出力波形の
歪が大きいが、この実施例のように構成すれば
歪減少に大きな効果を発揮する。
無信号時に於いて、トランジスタQ20あるい
はQ21，Q22のエミツタ電流はそれぞれ出力ト
ランジスタQ18あるいはQ19のエミツタ電流に
比例した電流値をとるので、出力トランジスタ
Q18，Q19のアイドル電流はバイアスダイオー
ドD13〜D16に流れる電流IO1，IO2のばらつきに
対し１：１の関係でばらつくのみである。
はQ21，Q22のエミツタ電流はそれぞれ出力ト
ランジスタQ18あるいはQ19のエミツタ電流に
比例した電流値をとるので、出力トランジスタ
Q18，Q19のアイドル電流はバイアスダイオー
ドD13〜D16に流れる電流IO1，IO2のばらつきに
対し１：１の関係でばらつくのみである。
したがつて、出力トランジスタQ18，Q19の
ベース・エミツタ間に単に抵抗や定電流源を用
いた従来構成のように、電流IO1，IO2が何倍に
も拡大されて出力トランジスタQ18，Q19のア
イドル電流に影響し、このアイドル電流が大き
く変わつてしまうというようなことがなくな
り、増幅器の性能が一定化し、製造し易くな
る。
ベース・エミツタ間に単に抵抗や定電流源を用
いた従来構成のように、電流IO1，IO2が何倍に
も拡大されて出力トランジスタQ18，Q19のア
イドル電流に影響し、このアイドル電流が大き
く変わつてしまうというようなことがなくな
り、増幅器の性能が一定化し、製造し易くな
る。
なお、出力トランジスタQ18，Q19のアイド
ル電流（IC idle）と電流IO1，IO2との関係につ
いて、この実施例と従来例の場合を式で示す
と、それぞれ次(2)、(3)のようになる。
ル電流（IC idle）と電流IO1，IO2との関係につ
いて、この実施例と従来例の場合を式で示す
と、それぞれ次(2)、(3)のようになる。
IC idle＝Ｋ√O1 O2 ……(2)
IC idle＝K′IO1 2IO2 2 ……(3)
但し、Ｋ、K′は定数
式(3)に示すように従来構成に於いては電流
IO1，IO2のばらつきは二乗されてアイドル電流
（IC idle）に影響する。
IO1，IO2のばらつきは二乗されてアイドル電流
（IC idle）に影響する。
このの効果はSEPP電力増幅器をＡ級、Ｂ
級、AB級のいずれで構成しても有効な効果で
あることは勿論である。
級、AB級のいずれで構成しても有効な効果で
あることは勿論である。
図示ｃあるいはｄ点に於ける信号が正のサイ
クルで変化するとき、すなわち、トランジスタ
Q23あるいはQ24のエミツタ電流が増えようと
する場合には、エミツタ抵抗R13あるいはR15
の存在によつてトランジスタQ23あるいはQ24
のコレクタ電位が下がり、このトランジスタ
Q23あるいはQ24のコレクタ・エミツタ間が飽
和状態に入つてゆくことになる。
クルで変化するとき、すなわち、トランジスタ
Q23あるいはQ24のエミツタ電流が増えようと
する場合には、エミツタ抵抗R13あるいはR15
の存在によつてトランジスタQ23あるいはQ24
のコレクタ電位が下がり、このトランジスタ
Q23あるいはQ24のコレクタ・エミツタ間が飽
和状態に入つてゆくことになる。
この時、図示ＡあるいはＢの部分は第２図に
示す等価回路を表わすことができる。但し、ダ
イオードDaはトランジスタQ23あるいはQ24の
ベース・エミツタ間接合に相当する。したがつ
て図示ｃあるいはｄ点に正のサイクルの信号が
印加された場合、図示ＡあるいはＢの部分は従
来と略同じ構成と見なすことができ、抵抗
R13，R15として略数10Ω〜数ｋΩの抵抗値の
ものを選択すれば、出力トランジスタQ18，
Q19のベース駆動にはさしつかえない。また、
抵抗R13，R15の抵抗値は無信号時にトランジ
スタQ23，Q24のコレクタ・エミツタ間電圧が
飽和領域に入らない程度の大きさに選ぶことが
望ましい。
示す等価回路を表わすことができる。但し、ダ
イオードDaはトランジスタQ23あるいはQ24の
ベース・エミツタ間接合に相当する。したがつ
て図示ｃあるいはｄ点に正のサイクルの信号が
印加された場合、図示ＡあるいはＢの部分は従
来と略同じ構成と見なすことができ、抵抗
R13，R15として略数10Ω〜数ｋΩの抵抗値の
ものを選択すれば、出力トランジスタQ18，
Q19のベース駆動にはさしつかえない。また、
抵抗R13，R15の抵抗値は無信号時にトランジ
スタQ23，Q24のコレクタ・エミツタ間電圧が
飽和領域に入らない程度の大きさに選ぶことが
望ましい。
なお、前述のごとくｃ又はｄ点の電位が負の
半サイクルになつた時に於ては、図示Ａ又はＢ
の部分はカレントミラー回路として動作するた
め、トランジスタQ20あるいはトランジスタ
Q21，Q22がカツトオフしなければ、出力トラ
ンジスタQ18，Q19もカツトオフせず、Ｂ級
SEPP出力段を構成した場合に、出力トランジ
スタQ18，Q19がカツトオフしないように回路
を構成することが容易になるという利点もあ
る。このような方法の１例としては、ｃ点、ｄ
点に一定の微少電流を供給する電流源を接続し
ておけばよい。
半サイクルになつた時に於ては、図示Ａ又はＢ
の部分はカレントミラー回路として動作するた
め、トランジスタQ20あるいはトランジスタ
Q21，Q22がカツトオフしなければ、出力トラ
ンジスタQ18，Q19もカツトオフせず、Ｂ級
SEPP出力段を構成した場合に、出力トランジ
スタQ18，Q19がカツトオフしないように回路
を構成することが容易になるという利点もあ
る。このような方法の１例としては、ｃ点、ｄ
点に一定の微少電流を供給する電流源を接続し
ておけばよい。
以上この発明の一実施例を詳細に説明したが、
この発明は、このような実施例に限定されるもの
ではなく、他にもその要旨を逸脱しない範囲で
種々様々変形実施可能なことは勿論である。
この発明は、このような実施例に限定されるもの
ではなく、他にもその要旨を逸脱しない範囲で
種々様々変形実施可能なことは勿論である。
また、先の実施例ではこの発明を準コンプリメ
ンタリ形のSEPP電力増幅器に実施した場合につ
いて説明したが、これ以外の電力増幅器に実施可
能なことも勿論である。
ンタリ形のSEPP電力増幅器に実施した場合につ
いて説明したが、これ以外の電力増幅器に実施可
能なことも勿論である。
また、この発明の電力増幅器は音声信号の増幅
以外にも使用可能なことも勿論である。
以外にも使用可能なことも勿論である。
このようにこの発明によれば、出力トランジス
タの前段と後段の回路の動作のずれによつて出力
波形が歪んだり、バイアス電流の変化に対してア
イドル電流が大きく変わつてしまうようなことを
無くし得る電力増幅器を提供することができる。
タの前段と後段の回路の動作のずれによつて出力
波形が歪んだり、バイアス電流の変化に対してア
イドル電流が大きく変わつてしまうようなことを
無くし得る電力増幅器を提供することができる。
第１図はこの発明に係る電力増幅器の一実施例
を示す回路図、第２図は第１図の増幅器の効果の
一つを説明する為の回路図である。 Q18，Q19……出力トランジスタ、Q23，Q24…
…トランジスタ、R13，R14，R15，R16……抵抗。
を示す回路図、第２図は第１図の増幅器の効果の
一つを説明する為の回路図である。 Q18，Q19……出力トランジスタ、Q23，Q24…
…トランジスタ、R13，R14，R15，R16……抵抗。
Claims (1)
- １ 出力トランジスタのベース・エミツタ間に、
第１の抵抗とバイアス用トランジスタのベース・
エミツタ接合部との直列回路を、前記出力トラン
ジスタのベース・エミツタ接合部に対して前記バ
イアス用トランジスタのベース・エミツタ接合部
が順方向になるように挿入するとともに、前記バ
イアス用トランジスタのコレクタ電極と前記第１
の抵抗の前記バイアス用トランジスタのベース電
極側でない側との間に第２の抵抗を挿入し、前記
出力トランジスタのベース電位が無信号電位にあ
るとき及びこの無信号電位よりも低電位にあると
きには、前記出力トランジスタと該出力トランジ
スタのベース・エミツタ間に挿入される回路がカ
レントミラー回路として動作し、前記出力トラン
ジスタのベース電位が無信号電位よりも高電位に
あるときには、前記出力トランジスタのベース・
エミツタ間に挿入される回路が抵抗回路として動
作するように構成したことを特徴とする電力増幅
器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55128339A JPS5753112A (en) | 1980-09-16 | 1980-09-16 | Sepp power amplifier |
| US06/301,439 US4404528A (en) | 1980-09-16 | 1981-09-11 | Output amplifier |
| DE3136835A DE3136835C2 (de) | 1980-09-16 | 1981-09-16 | Endstufe eines Leistungsverstärkers |
| GB8127956A GB2084420B (en) | 1980-09-16 | 1981-09-16 | Output amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55128339A JPS5753112A (en) | 1980-09-16 | 1980-09-16 | Sepp power amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5753112A JPS5753112A (en) | 1982-03-30 |
| JPS648923B2 true JPS648923B2 (ja) | 1989-02-15 |
Family
ID=14982347
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55128339A Granted JPS5753112A (en) | 1980-09-16 | 1980-09-16 | Sepp power amplifier |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4404528A (ja) |
| JP (1) | JPS5753112A (ja) |
| DE (1) | DE3136835C2 (ja) |
| GB (1) | GB2084420B (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4454479A (en) * | 1982-12-20 | 1984-06-12 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Operational amplifier with improved output capability |
| JPS6017900U (ja) * | 1983-07-15 | 1985-02-06 | 裕生産業株式会社 | 避難用梯子装置 |
| DE3421126C2 (de) * | 1984-06-07 | 1986-04-03 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer Gegentaktendstufe |
| JPS61287305A (ja) * | 1985-06-13 | 1986-12-17 | Pioneer Electronic Corp | 増幅回路 |
| JPS62214707A (ja) * | 1986-03-14 | 1987-09-21 | Nippon Gakki Seizo Kk | 増幅回路 |
| DE3744112A1 (de) * | 1987-12-01 | 1989-06-15 | Carl Spitzenberger | Verstaerkeranordnung |
| JPH02107700U (ja) * | 1989-02-14 | 1990-08-27 | ||
| NL8901824A (nl) * | 1989-07-14 | 1991-02-01 | Philips Nv | Versterkerschakeling. |
| US4970470A (en) * | 1989-10-10 | 1990-11-13 | Analog Devices, Incorporated | DC-coupled transimpedance amplifier |
| US5070308A (en) * | 1990-09-25 | 1991-12-03 | Gyula Padi | Working point adjusting circuit for a power amplifier |
| US5162752A (en) * | 1990-09-25 | 1992-11-10 | Josef Lakatos | Working point adjusting circuit for a single power amplifier having multiple output channels |
| DE4036406C2 (de) * | 1990-11-15 | 1994-06-30 | Telefunken Microelectron | Ausgangsstufe für Verstärker |
| US5768399A (en) * | 1994-10-17 | 1998-06-16 | Audio Technica U.S., Inc. | Low distortion amplifier |
| GB2297447A (en) * | 1995-01-27 | 1996-07-31 | Seagate Microelectron Ltd | Amplifier |
| US5745587A (en) * | 1995-06-07 | 1998-04-28 | Bausch & Lomb Incorporated | Hearing aid amplifier circuitry |
| JPH0918253A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Texas Instr Japan Ltd | 演算増幅回路 |
| KR100455385B1 (ko) * | 2002-05-07 | 2004-11-06 | 삼성전자주식회사 | 정지 전류의 제어가 가능한 ａｂ급 버퍼 증폭기 |
| US7635998B1 (en) | 2008-07-10 | 2009-12-22 | Freescale Semiconductor, Inc. | Pre-driver for bridge circuit |
| GB2477572B (en) * | 2010-02-09 | 2012-01-04 | Toshiba Res Europ Ltd | High power wideband amplifier and method |
| RU2604683C1 (ru) * | 2015-09-15 | 2016-12-10 | Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Донской Государственный Технический Университет" (Дгту) | Дифференциальный усилитель двуполярных токов |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3534279A (en) * | 1968-08-12 | 1970-10-13 | Rca Corp | High current transistor amplifier stage operable with low current biasing |
| US3855540A (en) * | 1973-12-13 | 1974-12-17 | Rca Corp | Push-pull transistor amplifier with driver circuits providing over-current protection |
-
1980
- 1980-09-16 JP JP55128339A patent/JPS5753112A/ja active Granted
-
1981
- 1981-09-11 US US06/301,439 patent/US4404528A/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-09-16 DE DE3136835A patent/DE3136835C2/de not_active Expired
- 1981-09-16 GB GB8127956A patent/GB2084420B/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2084420A (en) | 1982-04-07 |
| DE3136835A1 (de) | 1982-04-01 |
| US4404528A (en) | 1983-09-13 |
| GB2084420B (en) | 1984-07-11 |
| DE3136835C2 (de) | 1983-07-21 |
| JPS5753112A (en) | 1982-03-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS648923B2 (ja) | ||
| JP2559392B2 (ja) | ブリツジ増幅器 | |
| US4254379A (en) | Push-pull amplifier circuit | |
| JPS6212692B2 (ja) | ||
| US4063185A (en) | Direct coupling type power amplifier circuit | |
| JPS6212691B2 (ja) | ||
| US4633100A (en) | Darlington transistor arrangement | |
| US4215318A (en) | Push-pull amplifier | |
| US3904974A (en) | Power amplifier with a bootstrapped driver stage | |
| US5376900A (en) | Push-pull output stage for amplifier in integrated circuit form | |
| JP2776318B2 (ja) | 演算増幅回路 | |
| JP3253573B2 (ja) | Ｂｔｌ増幅回路 | |
| JP3733188B2 (ja) | パワーアンプ | |
| JP3470835B2 (ja) | 演算増幅器 | |
| JPS6231523B2 (ja) | ||
| JPH082009B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPS6212693B2 (ja) | ||
| JP3441356B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPH036022Y2 (ja) | ||
| JP3000737B2 (ja) | 出力バッファ回路 | |
| JPS6119549Y2 (ja) | ||
| JPS6034285B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPS6223133Y2 (ja) | ||
| JP3469639B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPH05121971A (ja) | 差動増幅器 |