DE3421126C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer Gegentaktendstufe - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer GegentaktendstufeInfo
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3071—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with asymmetrical driving of the end stage
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
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Description
30
45
Zur Erzielung eines möglichst großen Scheitelwertes der Ausgangsspannung eines Transistorverstärkers
wird dessen Mittengleichspannung am Ausgang der Gegentaktendstufe in der Regel so gelegt, daß sie etwa
halb so groß wie die Batteriespannung bzw. die Versorgungsspannung der Schaltung ist. Dadurch wird erreicht,
daß eine Aussteueruhg der Schaltung in der positiven Halbwelle mit der in der negativen Halbwelle des
Signals weitgehend übereinstimmt und eine Signalbegrenzung bei etwa gleichen Werten sowohl in der positiven
als auch in der negativen Halbwelle erfolgt. Für NF-Verstärker muß die genannte Bedingung für einen
möglichst großen Spannungsbereich der Versorgungsspannung erfüllt sein, da diese modernen Schaltungen
sowohl bei abfallender Batteriespannung bis etwa auf den halben Wert der Nennspannung als auch bei sehr
unterschiedlichen Versorgungsspannungen immer optimal funktionieren sollen. Bei Erfüllung dieser Dimensionierungsvorschrift
wird für die Ausgangsleistung ein Maximum erzielt. Bei den bekannten Verstärkerschaltungen
mit Gegentakt-B-Endstufe beträgt folglich die Mittengleichspannung am Ausgang des Verstärkers die
Hälfte der Batteriespannung oder der Versorgungsspannung. Diese Spannungsteilung wird in der Regel
mit Hilfe eines Spannungsteilers herbeigeführt.
Die genannte Dimemsionierung der Mittengleichspannung
ist jedoch nur dann optimal, wenn es gelingt, vollkommen symmetrische Verstärkerschahungen herzustellen.
Da Verstärker jedoch heute in aller -tiegel in integrierter Schaltungstechnik aufgebaut werden, ist eine
absolute Symmetrierung im Hinblick auf die zur Verfügung stehenden Integrationstechnologien mit NPN-
und PNP-Transistoren nur mit sehr großem Aufwand möglich, so daß aus wirtschaftlichen und technischen
Gründen Kompromisse gefunden werden müssen. So bestehen die Endstufentransistoren einer integrierten
Gegentakt-B-Endstufe in der Regel aus gleichartigen Transistoren, beispielsweise vom NPN-Lehungstyp,
wobei zur Phasenumkehrung einem dieser Transistoren ein PNP-Transistor vorgeschaltet ist. Diese Endstufen
werden als quasikomplementär bezeichnet Weitere Unsymmetrien ergeben sich durch die an den Treibertransistoren
und an den Spannungseinstellungsdioden abfallenden Restspannungen.
Der Erfindung liegt daher die Erkenntnis zugrunde, daß bei den modernen integrationsfähigen Verstärkerschaltungen
die Mitisngleichspannung am Ausgang der
Schaltung nur annähernd der halben Betriebsspannung entspricht. Die Abweichung vom halben Wert der Betriebsspannung
ist, falls eine Optimierung der Schaltung gewünscht wird, vom Absolutwert der Betriebsspannung
abhängig. Dies bedeutet, daß bei sehr niederen Betriebsspannungen die Abweichung der Mittengleichspannung
von dieser Betriebsspannung prozentual relativ größer ist als bei größeren Werten für die Betriebsspannung.
Dies beruht darauf, daß bei kleinen Betriebsspannungswerten die Unsymmetrien in der Verstärkerschaltung
stärker zur Geltung kommen.
Die Mittengleichspannung muß ;^her in Abhängigkeit
von der zur Verfugung stehenden Batteriespannung unterschiedliche Prozentsätze dieser Batteriespannung
annehmen, wobei sich die Mittengleichspannung an die halbe Batteriespannung mit zunehmenden
Werten dieser Batteriespannung annähen. So wurde bei einem NF-Verstärker mit quasikomplementärer Endstufe
gemäß F i g. 1 festgestellt, daß bei einer Versorgungsspannung Ub von 2 V die Mittengleichspannung
Um 30% der Batteriespsinnung betragen muß, während
bei einer Batteriespannung von 9 Volt die Spannung UM
45% des Wertes der Batteriespannung hat, um eine optimale Aussteuerung der Verstärkerschaltung und damit
eine maximale Ausgangsleistung zu erzielen.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit deren Hilfe eine
Mittengleichspannung bei NF-Verstärker erzielt wird, die sich mit der Versorgungsspannung derart verändert,
daß eine optimale Aussteuerung und eine maximale Ausgangsleistung erzielt wird.
Bei einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer Gegentakt-Endstufe
in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung wird dies erfindungsgemäß dadurch erreicht,
daß zur Spannungseinstellung ein aus verschiedenen Stromzweigen bestehendes Netzwerk vorgesehen
ist, das so dimensioniert ist, daß die einzelnen Stromzweige mit zunehmender Versorgungsspannung
nacheinander stromführend werden. Die Spannungseinstellung erfolgt vorzugsweise mit Hilfe einer Stromspiegelschaltung,
in deren Eingangskreis das Netzwerk liegt und in deren Ausgangskreis die Last liegt, an der die
Ausgangsgleichspannung Um ansteht.
' Das Netzwerk besteht in einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung aus mehreren parallel geschalteten Stromzweigen, deren Aktivierungsspannung, bei der diese Stromzweige stromführend werden, im wesentlichen durch die Zahl der in Reihe und in Flußrichtung geschalteten Dioden im jeweiligen Stromzweig bestimmt wird. Dadurch wird erreicht, daß mit zunehmende/ Versorgungsspannung nach und nach die parallel geschalteten Stromzweige derart stromführend werden, daß die Ausgangsgleichspannung aufgrund des ansteigenden Summenstroms durch die Stromspiegelschaltung und damit durch die Last überproportional mit der Versorgungsgleichspannung ansteigt In Abhängigkeit von der Versorgungsspannung ergeben sich somit die gewünschten prozentualen Werte für die Ausgangsgleichspannung Um.
' Das Netzwerk besteht in einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung aus mehreren parallel geschalteten Stromzweigen, deren Aktivierungsspannung, bei der diese Stromzweige stromführend werden, im wesentlichen durch die Zahl der in Reihe und in Flußrichtung geschalteten Dioden im jeweiligen Stromzweig bestimmt wird. Dadurch wird erreicht, daß mit zunehmende/ Versorgungsspannung nach und nach die parallel geschalteten Stromzweige derart stromführend werden, daß die Ausgangsgleichspannung aufgrund des ansteigenden Summenstroms durch die Stromspiegelschaltung und damit durch die Last überproportional mit der Versorgungsgleichspannung ansteigt In Abhängigkeit von der Versorgungsspannung ergeben sich somit die gewünschten prozentualen Werte für die Ausgangsgleichspannung Um.
Die Erfindung wird nachstehend noch anhand eines Ausführungsbeispieles erläutert Die
F i g. ί zeigt einen NF-Verstärker mit quasikomplementärer
Gegentakt-B-Endstufe.
F i g. 2 zeigt eine vorteilhafte und geeignete Ausführungsform des erfindungsgemäßen Netzwerkes. In
F i g. 3 ist der Spannungsverlauf der Ausgangsgleichspannung des Verstärkers in Abhängigkeit von der Batteriespannung
dargestellt
Der NF-Verstärker gemäß Fig. 1 enthält eine Vorstufe
aus dem Transistor Γι 9 und der Differenzverstärkerstufe
mit den Transistoren Γι7 und Tx& eine Treiberstufe
mit dem Transistor T20 und eine quasikomplementäre
Gegentakt-B-Endstufe mit den NPN-Endstufentransistoren Tx und T2 und dem PNP-Transistor TXe, der
dem Endstufentransistor Γ2 vorgeschaltet ist und die
erforderliche Phasendrehung bewirkt. Die Ausgangsgieichspannung Uy,, die vielfach auch als Mittenspannung
bezeichnet wird, fällt an der Verbindung zwischen Kollektor und Emitter beider Endstufentransistoren Tx
und T2 und damit an der Reihenschaltung aus Auskoppelkondensaior
CL und Last RL ab. Zur Arbeitspunkteinstellung
der Endstufe dient auch der Widerstand Rj zwischen
Kollektor und Basis des Endstufentransistors T\, der mit den in Flußrichtung betriebenen Dioden Dx und
D2 und der Kollektoremitterstrecke des Treibertransistors
T20 in Reihe geschaltet ist. Die Restspannungen der Transistoren der Treiberstufe und der Endstufe sowie
der Dioden Dx und D2 bewirken die Unsymmetrien,
die insbesondere bei niederen Batteriespannungen Ub
eine prozentuale Anpassung der Ausgangsgleichspannung Um in der bereits geschilderten Weise erforderlich
macht.
Die Ausgangsgleichspannung Um wird gemäß der
Schaltung nach F i g. 1 mit Hilfe eines Stromspiegelverstärkers aus den Transistoren Γ3 und Γ4 eingestellt. Im
Eingangsstromkreis dieses Stromspiegelverstärkers und damit in der Kollektorstrecke des ab Diode betriebenen
Transistors Γ3 liegt beim Stand der Technik ein Widerstand Rx. Der Ausgangcstromkreis des Svromspiegelverstärkers
und damit der Kollektorzweig des Transistors Ta ist über die in Reihe geschalteten Widerstände
R'i und R 2 mit dem Ausgang A des Verstärkers
verbunden; wobei gilt R'2 < R2- Der als Diode betriebene
Transistor Tz ist parallel zur Basisemitterstrecke des
Transistors T* geschaltet. Durch den Transistor Tj fließt
ein Strom /3, für den ρilt:
<->BE
Übe bezeichnet den Spannungsabfali an der Basrsemitterstrecke
des Transistors Γ3. Am Widerstand Rx fällt dann die Spannung
Ux = /3 ■ Ri
ab. Da im Transistor Γι ein Kollektorstrom U fließt, der
dem Strom im Transistor Γ3 und dem Emitterflächenverhältnis der beiden Transistoren proportional ist, er-
!0 gibt sich für den Strom U der Wert:
I4=I3
wobei
wobei
Fei '
das EmiUerRächenverhäitnis der Transistoren Γ3 und Ta
bezeichnet. Wenn gleiche Transistoren Γ3 und Ta verwendet
werden, ist das Verhältnis FeJFe3 = 1 und es
gilt:
/4 = Λ-
Hiermit ist der Spannungsabfall am Widerstand R2
und damit auch die Ausgangsgleichspaiinung am Punkt A durch die Wahl des Widerstandes R2 gegeben. Es gilt
dann
Um = U2 + Übe - /3 ■ R2 + U8E
wobei sich der Faktor Übe dadurch ergibt, daß an der
Basiselektrode des Transistors Γ·β dieser Spannungswert ansteht. Wenn somit der Widerstand R2 halb so
groß ist wie der Widerstand R\, liegt am Pjnkt A etwa
50% der Spannung Ub an. Diese Spannung Um ändert
sich proportional mit der Batteriespannung, da sich auch der Strom /3 und damit der Strom /4 proportional mit
der Batteriespannung verändert.
In der F i g. 3 zeigt die Kurve a die Abhängigkeit der
Spannung Um von der Batteriespannung Ub in einem
logarithmischen Maßstab. Es gilt:
45
45
UM=\I1 Ub.
Die Kurve b zeigt den optimalen Verlauf der Ausgangsgleichspannung,
bei der eine maximale Aussteuerung und eine maximale Ausgangsleistung möglich ist.
Bei einer Batteriespannung von 2 V beträgt die Ausgang.^ieichspannung
0,6 V und damit 30% der Batteriespannung; dieser prozentuale Wert steigt bis zur Batteriespannung
von 9 V auf ca. Um — 4 V und damit auf 45% der Batteriespannung an.
Nach der Erfindung wird diese nicht mehr der Batteriespannung proportionale Funktion durch Ersatz des
Widerstandes R1 zwischen den Anschlüssen Sund Cder
Schaltung nach F i g. 1 durch ein Netzwerk /Vgelöst.
Das Netzwerk N besteht beispielsweise gemäß F i g. 2 aus vier parallel geschalteten Stromzweigen Zx,
Z2, Zj und Za. Der Stromzweig Zx enthält zwei aus Dioden
in Flußrichtung geschaltete Transitoren T5 und T6
sowie einen Widerstand A3. Der Stromzweig Z2 enthält
zwei als Dioden geschaltete und in Flußrichtung betriebene Transistoren T8 und T9, den Widerstand Ra und
den als Diode betriebenen Transistor Γ7, der Teil einer Stromspiegelschaltung ist. Der Kollektorstromzweig
des Transistors Ti bildet den Eingangskreis dieser
Stromspiegelschaltung. Der Ausgangsstromkreis dieses Stromspiegelverstärkers wird durch die Kollektorstrekke
des Transistors Γιο gebildet, der mit dem Punkt C
verbunden ist. Im Emitterstrompfad dieses Transistors Tio liegt noch ein Widerstand Rj. Die Reihenschaltung
aus Widerstand R5 und Kollektoremitterstrecke des
Transistors Γιο bildet den Stromzweig Zz. Der Stromzweig
Z4 besteht aus fünf in Reihe und in Flußrichtung
geschalteten, als Diode betriebenen Transistoren Tw bis
Γ|5 und dem hierzu in Reihe geschalteten Widerstand
/?6. Bei einem geeigneten Ausführungsbeispiel hatten
die Widerstände R] und R6 den Wert von 39 kO. Der
Widerstand R4 hatte den Wert von 6,1 kQ und der Widerstand
Ri hatte einen Wert von 75 Ω.
Bei Spannungen ab etwa 1,2 V aufwärts fängt der Stromzweig Zi an stromführend zu werden, während
die anderen Stromzweige Zi bis Z4 gesperrt bleiben.
Der Ausgangsstrom durch den Widerstand /?2 wird somit
bei niedrigen Werten der Batteriespannung Ub ausschließlich
durch den Stromzweig Z\ bestimmt. Ab etwa 1,8 V wird auch der zweite Stromzweig Zi leitend, so
daß sich die beiden Ströme durch die Stromzweige Z\ und Zi addieren. Der Strom durch den Transistor Γ?
öffnet nun auch verzögert den Transistor Γιο der Strom-Spiegelschaltung,
so daß auch dieser Stromzweig Zj mit zunehmender Batteriespannung aufgesteuert wird. Der
Summenstrom /3 setzt sich nun bereits aus drei Teilströmen durch die Stromzweige Z\ bis Z^ zusammen.
Schließlich wird ab einer Batteriespannung von ca. 3 V auch der Stromzweig Z4 leitend, so daß der durch diesen
Stromzweig fließende Strom den Summenstrom /3 zusätzlich erhöht. Insgesamt bedeutet dies, daß der Strom
/3 stärker als proportional mit der Batterispannung Ub ansteigt, so daß auch die Ausgangsgleichspannung Um
stärker als proportional gemäß dem Kurvenverlauf b in F i g. 3 erhöht wird. Durch eine Abänderung des Netzwerkes,
beispielsweise durch Hinzufügen einzelner Dioden in den verschiedenen Stromzweigen, kann die
Ausgangsgleichspannung in weiten Grenzen an die geforderte Funktion der Schaltung angepaßt werden.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
45
50
60
65
Claims (5)
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs
am Ausgang einer Gegentakt-Endstufe (Ti, T2) in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung
(Ub), dadurch gekennzeichnet, daß zur Spannungseinstellung ein aus
verschiedenen Stromzweigen (Zi -Z4) bestehendes
Netzwerk (N) vorgesehen ist, das so dimensioniert ist, daß die einzelnen Stromzweige mit zunehmender
Versorgungsspannung nacheinander stromführend werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungseinstellung
mit Hilfe einer Stromspiegelschaltung (T3. T4)
erfolgt, in deren Eingangskreis das Netzwerk (N) liegt und κι deren Ausgangskreis die Last (R2) liegt,
an der die Ausgangs-Gleichspar.nun.g (Uu) ansteht
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (N)Jaus
mehreren parallel geschalteten Stromzweigen (Zi-Zt) besteht, deren Aktivierungsspannung im
wesentlichen durch die Zahl der in Reihe und in Flußrichtung geschalteten Dioden bestimmt wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest in einem
Stromzweig (Z2) eine Diode (T7) Teil einer Stromspiegelschal fing (T1, Ti 0) ist, deren Ausgangskreis
(Zi) gleichfalls parallel zu den Stromzweigen (Zi, Z2,
Zi) geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch ^kennzeichnet, daß
mit zunehmender Versorgungsspannung (Ub) nach und nach die parallel geschalteten Stromzweige
(Zi-Z4) derart stromführend werden, daß die Ausgangs-Gleichspannung
aufgrund des ansteigenden Summenstroms durch die Stromspiegelschaltung (T3, T4) und damit durch die Last (Ri) überproportional
mit der Versorgungsspannung ansteigt.
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Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19843421126 DE3421126C2 (de) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer Gegentaktendstufe |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19843421126 DE3421126C2 (de) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer Gegentaktendstufe |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3421126A1 DE3421126A1 (de) | 1985-12-12 |
DE3421126C2 true DE3421126C2 (de) | 1986-04-03 |
Family
ID=6237773
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19843421126 Expired DE3421126C2 (de) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Soll-Gleichspannungsverlaufs am Ausgang einer Gegentaktendstufe |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3421126C2 (de) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5753112A (en) * | 1980-09-16 | 1982-03-30 | Toshiba Corp | Sepp power amplifier |
-
1984
- 1984-06-07 DE DE19843421126 patent/DE3421126C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3421126A1 (de) | 1985-12-12 |
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D2 | Grant after examination | ||
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