JPS6412137B2 - - Google Patents
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- JPS6412137B2 JPS6412137B2 JP21671582A JP21671582A JPS6412137B2 JP S6412137 B2 JPS6412137 B2 JP S6412137B2 JP 21671582 A JP21671582 A JP 21671582A JP 21671582 A JP21671582 A JP 21671582A JP S6412137 B2 JPS6412137 B2 JP S6412137B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は同一周波数の互いに直交する２つの偏
波（垂直と水平または右旋と左旋円偏波）を用い
てデイジタル信号を伝送する直交偏波デイジタル
無線通信方式に関する。
波（垂直と水平または右旋と左旋円偏波）を用い
てデイジタル信号を伝送する直交偏波デイジタル
無線通信方式に関する。
同一周波数の直交する２偏波で別々の通信情報
を伝送する直交偏波無線通信方式は周波数を有効
に利用する通信方式として注目されている。自由
空間は元来直交する２偏波を独立に伝送できる媒
質であるが、実際の伝搬路では媒質中に存在する
雨滴などの異方性のため交差偏波成分が発生して
交差偏波干渉を生じ、これが天候条件によつて変
動する。従つて、良好な伝送品質を保証するため
には伝搬路の状況に応じて交差偏波干渉を自動的
に除去する手段が必要となる。デイジタル変調さ
れた直交２偏波間の交差偏波干渉を除去する手段
として、復調されたベースバンド信号情報に基づ
きトランスバーサルフイルタの各可変重み付け回
路を制御し、波形歪の等化と交差偏波干渉の除去
を行う方法が特開昭55−133156号公報および特願
昭56−55530号明細書に提案されている。前者は
干渉を与えている側の偏波の復調されたベースバ
ンド信号と、干渉を受けている側の偏波の誤差信
号（復調されたベースバンド信号とこれを識別再
生した再生信号との差で与えられる）との相関を
求めて制御信号を発生する信号相関法によるもの
であり、後者は交差偏波干渉除去用のトランスバ
ーサルフイルタの制御信号に摂動信号を重畳し、
誤差信号に含まれる摂動信号成分の極性から制御
方向を決定し制御信号を発生する摂動法によるも
のである。後述するように、いずれの場合も交差
偏波干渉を除去するトランスバーサルフイルタ
が、波形歪を等化するトランスバーサルフイルタ
の入力側から分岐して接続されているため、フエ
ージング等による波形歪が大きくなると交差偏波
干渉を十分に除去し切れないという欠点がある。
を伝送する直交偏波無線通信方式は周波数を有効
に利用する通信方式として注目されている。自由
空間は元来直交する２偏波を独立に伝送できる媒
質であるが、実際の伝搬路では媒質中に存在する
雨滴などの異方性のため交差偏波成分が発生して
交差偏波干渉を生じ、これが天候条件によつて変
動する。従つて、良好な伝送品質を保証するため
には伝搬路の状況に応じて交差偏波干渉を自動的
に除去する手段が必要となる。デイジタル変調さ
れた直交２偏波間の交差偏波干渉を除去する手段
として、復調されたベースバンド信号情報に基づ
きトランスバーサルフイルタの各可変重み付け回
路を制御し、波形歪の等化と交差偏波干渉の除去
を行う方法が特開昭55−133156号公報および特願
昭56−55530号明細書に提案されている。前者は
干渉を与えている側の偏波の復調されたベースバ
ンド信号と、干渉を受けている側の偏波の誤差信
号（復調されたベースバンド信号とこれを識別再
生した再生信号との差で与えられる）との相関を
求めて制御信号を発生する信号相関法によるもの
であり、後者は交差偏波干渉除去用のトランスバ
ーサルフイルタの制御信号に摂動信号を重畳し、
誤差信号に含まれる摂動信号成分の極性から制御
方向を決定し制御信号を発生する摂動法によるも
のである。後述するように、いずれの場合も交差
偏波干渉を除去するトランスバーサルフイルタ
が、波形歪を等化するトランスバーサルフイルタ
の入力側から分岐して接続されているため、フエ
ージング等による波形歪が大きくなると交差偏波
干渉を十分に除去し切れないという欠点がある。
本発明の目的は、上述の欠点を除去し、波形歪
の大きい場合でも交差偏波干渉が除去でき、構成
が簡単な直交偏波デイジタル無線通信方式を提供
することである。
の大きい場合でも交差偏波干渉が除去でき、構成
が簡単な直交偏波デイジタル無線通信方式を提供
することである。
本発明の直交偏波デイジタル無線通信方式は、
同一周波数の互いに直交する２つの偏波を用いて
デイジタル信号を伝送する直交偏波デイジタル無
線通信方式において、前記２つの偏波の信号をそ
れぞれ受信する受信装置の中間周波数帯に設けら
れ伝搬路で発生した波形歪を自動等化する適応型
の波形等化器およびその出力からベースバンド信
号を復調するデイジタル復調器と、復調された各
偏波のベースバンド信号をそれぞれ分岐して他方
の偏波に結合する可変結合器と一方の前記可変結
合器の分岐点および他方の前記可変結合の結合点
の間にそれぞれ挿入され前記可変結合器に等しい
遅延時間を与える遅延回路とから成る交差偏波干
渉除去回路と、この交差偏波干渉除去回路の出力
に接続されベースバンド信号に基づいて前記波形
等化器および前記可変結合器の制御信号を発生す
る制御信号発生器とを備えることによつて構成さ
れる。
同一周波数の互いに直交する２つの偏波を用いて
デイジタル信号を伝送する直交偏波デイジタル無
線通信方式において、前記２つの偏波の信号をそ
れぞれ受信する受信装置の中間周波数帯に設けら
れ伝搬路で発生した波形歪を自動等化する適応型
の波形等化器およびその出力からベースバンド信
号を復調するデイジタル復調器と、復調された各
偏波のベースバンド信号をそれぞれ分岐して他方
の偏波に結合する可変結合器と一方の前記可変結
合器の分岐点および他方の前記可変結合の結合点
の間にそれぞれ挿入され前記可変結合器に等しい
遅延時間を与える遅延回路とから成る交差偏波干
渉除去回路と、この交差偏波干渉除去回路の出力
に接続されベースバンド信号に基づいて前記波形
等化器および前記可変結合器の制御信号を発生す
る制御信号発生器とを備えることによつて構成さ
れる。
次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は特開昭55−133156号公報記載の信号相
関法による交差偏波干渉除去回路を備えた従来の
直交偏波デイジタル無線通信方式のシステム構成
の一例を、一伝送方向のみについて示したブロツ
ク図である。第１図において、送信側の各偏波に
設けられたデイジタル変調器１，１′と送信周波
数変換器２，２′はそれぞれ共通の搬送波発振器
３と送信局部発振器４で励振され、別々の通信情
報１０１，１０２は送信アンテナ５から同一搬送
周波数のＶ及びＨ偏波信号として送出される。受
信アンテナ６で受信されたＶ，Ｈ偏波の信号は受
信周波数変換器７，７′で別々の受信局部発振器
８，８′により中間周波数IFに変換・増幅された
後デイジタル復調器９，９′で復調され、交差偏
波干渉除去回路１０で波形歪の等化と交差偏波干
渉の除去を行い、その出力は制御信号発生器１１
に加えられる。制御信号発生器１１は入力信号を
識別・再生して再生信号１０３，１０４を出力す
ると共に、交差偏波干渉除去回路１０を構成しそ
れぞれトランスバーサルフイルタから成る波形等
化器１２，１２′及び可変結合器１３，１３′の制
御信号１０５，１０５′及び１０６，１０６′を発
生する。
関法による交差偏波干渉除去回路を備えた従来の
直交偏波デイジタル無線通信方式のシステム構成
の一例を、一伝送方向のみについて示したブロツ
ク図である。第１図において、送信側の各偏波に
設けられたデイジタル変調器１，１′と送信周波
数変換器２，２′はそれぞれ共通の搬送波発振器
３と送信局部発振器４で励振され、別々の通信情
報１０１，１０２は送信アンテナ５から同一搬送
周波数のＶ及びＨ偏波信号として送出される。受
信アンテナ６で受信されたＶ，Ｈ偏波の信号は受
信周波数変換器７，７′で別々の受信局部発振器
８，８′により中間周波数IFに変換・増幅された
後デイジタル復調器９，９′で復調され、交差偏
波干渉除去回路１０で波形歪の等化と交差偏波干
渉の除去を行い、その出力は制御信号発生器１１
に加えられる。制御信号発生器１１は入力信号を
識別・再生して再生信号１０３，１０４を出力す
ると共に、交差偏波干渉除去回路１０を構成しそ
れぞれトランスバーサルフイルタから成る波形等
化器１２，１２′及び可変結合器１３，１３′の制
御信号１０５，１０５′及び１０６，１０６′を発
生する。
交差偏波干渉除去回路１０及び制御信号発生器
１１の動作原理は、公知のトランスバーサルフイ
ルタによる適応型波形等化器の拡張であつて、波
形等化器１２，１２′は各偏波の復調されたベー
スバンド信号と、このベースバンド信号から求め
られる誤差信号との相関を求めて制御信号１０
５，１０５′を発生する公知のZF（ゼロフオーシ
ング）法の制御アルゴリズムによつて制御されて
いる。Ｈ偏波の交差偏波干渉を除去するための可
変結合器１３を構成するトランスバーサルフイル
タの各可変重み付け回路は、干渉を受けているＨ
偏波の誤差信号と干渉を与えているＶ偏波の復調
されたベースバンド信号との相関を求め、Ｈ偏波
の交差偏波干渉を相殺するような補償信号１０７
を発生するように制御される。Ｖ偏波およびＨ偏
波の復調出力１０８及び１０９をV108及びH109と
すると、ｉを０，±１，±２……として V108＝V0＋ 〓≠ αiVi＋ΣβiHi ……(1) H109＝H0＋ 〓≠ γiHi＋ΣδiVi ……(2) で表すことができる。ここでV0，H0は送信符号
１０１，１０２と等しい各偏波の受信符号であ
り、第２項は波形歪に基づく先行（ｉ＜０）及び
後続符号（ｉ＞０）からの符号間干渉を、第３項
は交差偏波成分の同期符号（ｉ＝０）、先行符号
および後続符号からの干渉成分を表している。制
御信号発生器１１の入力信号１１０，１１１は交
差偏波干渉除去回路１０の働きによつて波形歪お
よび交差偏波干渉が低減されるが(1)及び(2)式と同
様な形式で表示でき V110＝V0＋ 〓≠ α′iVi＋Σβ′iHi ……(3) H111＝H0＋ 〓≠ γ′iHi＋Σδ′iVi ……(4) で示される。制御信号発生器１１で求められるＨ
偏波の推定値HkがH0を正しく推定できたと考え
ると誤差信号Ｅは(4)式から Ｅ＝ 〓≠ γ′iHi＋Σδ′iVi ……(5) であり、これと(3)式のV105との相関を求めると、
元来Ｖ偏波とＨ偏波には全く無相関なデータが伝
送されており、各データ系列も時系列的に無相関
であるから、高次の微少項を無視すれば(5)式第２
項のうちδ′0V0のみを検出することができる。こ
の値が小さくなるよう可変結合器１３を構成する
トランスバーサルフイルタの中間タツプの可変重
み付け回路を制御して(2)式のＨ偏波受信出力の交
差偏波干渉のうち同期符号成分δ0V0を打ち消す
補償信号0V0が得られる。すなわち、 δ0−0＝δ′0→０ ……(6) となるよう補償係数0が制御される。同様にし
て、先行符号および後続符号からの干渉成分に対
しては(3)式のV110をｉビツトずらした信号と(5)式
の誤差信号との相関を求めることによつて、それ
ぞれの補償信号iVi（ｉ≠０）が得られる。Ｖ偏
波の交差偏波干渉を除去する可変結合器１３′に
ついても同様である。
１１の動作原理は、公知のトランスバーサルフイ
ルタによる適応型波形等化器の拡張であつて、波
形等化器１２，１２′は各偏波の復調されたベー
スバンド信号と、このベースバンド信号から求め
られる誤差信号との相関を求めて制御信号１０
５，１０５′を発生する公知のZF（ゼロフオーシ
ング）法の制御アルゴリズムによつて制御されて
いる。Ｈ偏波の交差偏波干渉を除去するための可
変結合器１３を構成するトランスバーサルフイル
タの各可変重み付け回路は、干渉を受けているＨ
偏波の誤差信号と干渉を与えているＶ偏波の復調
されたベースバンド信号との相関を求め、Ｈ偏波
の交差偏波干渉を相殺するような補償信号１０７
を発生するように制御される。Ｖ偏波およびＨ偏
波の復調出力１０８及び１０９をV108及びH109と
すると、ｉを０，±１，±２……として V108＝V0＋ 〓≠ αiVi＋ΣβiHi ……(1) H109＝H0＋ 〓≠ γiHi＋ΣδiVi ……(2) で表すことができる。ここでV0，H0は送信符号
１０１，１０２と等しい各偏波の受信符号であ
り、第２項は波形歪に基づく先行（ｉ＜０）及び
後続符号（ｉ＞０）からの符号間干渉を、第３項
は交差偏波成分の同期符号（ｉ＝０）、先行符号
および後続符号からの干渉成分を表している。制
御信号発生器１１の入力信号１１０，１１１は交
差偏波干渉除去回路１０の働きによつて波形歪お
よび交差偏波干渉が低減されるが(1)及び(2)式と同
様な形式で表示でき V110＝V0＋ 〓≠ α′iVi＋Σβ′iHi ……(3) H111＝H0＋ 〓≠ γ′iHi＋Σδ′iVi ……(4) で示される。制御信号発生器１１で求められるＨ
偏波の推定値HkがH0を正しく推定できたと考え
ると誤差信号Ｅは(4)式から Ｅ＝ 〓≠ γ′iHi＋Σδ′iVi ……(5) であり、これと(3)式のV105との相関を求めると、
元来Ｖ偏波とＨ偏波には全く無相関なデータが伝
送されており、各データ系列も時系列的に無相関
であるから、高次の微少項を無視すれば(5)式第２
項のうちδ′0V0のみを検出することができる。こ
の値が小さくなるよう可変結合器１３を構成する
トランスバーサルフイルタの中間タツプの可変重
み付け回路を制御して(2)式のＨ偏波受信出力の交
差偏波干渉のうち同期符号成分δ0V0を打ち消す
補償信号0V0が得られる。すなわち、 δ0−0＝δ′0→０ ……(6) となるよう補償係数0が制御される。同様にし
て、先行符号および後続符号からの干渉成分に対
しては(3)式のV110をｉビツトずらした信号と(5)式
の誤差信号との相関を求めることによつて、それ
ぞれの補償信号iVi（ｉ≠０）が得られる。Ｖ偏
波の交差偏波干渉を除去する可変結合器１３′に
ついても同様である。
第１図の回路では可変結合器１３は復調出力１
０８を分岐して接続されているのでトランスバー
サルフイルタの中間タツプの補償信号は(1)式から 0V108＝0V0＋0 （ 〓≠ αiVi＋ΣβiHi） ……(7) で表される。又、トランスバーサルフイルタの先
行および後続タツプの可変重み付け回路から得ら
れる各補償信号はV108をｉビツトずらした信号
V108(i)に各補償係数δiを掛けて iV108(i)＝iVi＋i （ 〓≠ αi+jVi+j＋ 〓j βi+jHi+j） ……(8) となる。いずれも波形歪が小さい場合には交差偏
波補償成分は第１項のみとなり、同期、先行およ
び後続の各干渉成分は独立に制御され安定で良好
な補償が行われるが、波形歪が大きくなると各干
渉成分の制御ループが相互に影響し合つて、收れ
んが遅くなつたりループが不安定となるため、交
差偏波干渉の除去が不十分となり、符号誤りが生
じ易いという欠点がある。
０８を分岐して接続されているのでトランスバー
サルフイルタの中間タツプの補償信号は(1)式から 0V108＝0V0＋0 （ 〓≠ αiVi＋ΣβiHi） ……(7) で表される。又、トランスバーサルフイルタの先
行および後続タツプの可変重み付け回路から得ら
れる各補償信号はV108をｉビツトずらした信号
V108(i)に各補償係数δiを掛けて iV108(i)＝iVi＋i （ 〓≠ αi+jVi+j＋ 〓j βi+jHi+j） ……(8) となる。いずれも波形歪が小さい場合には交差偏
波補償成分は第１項のみとなり、同期、先行およ
び後続の各干渉成分は独立に制御され安定で良好
な補償が行われるが、波形歪が大きくなると各干
渉成分の制御ループが相互に影響し合つて、收れ
んが遅くなつたりループが不安定となるため、交
差偏波干渉の除去が不十分となり、符号誤りが生
じ易いという欠点がある。
第２図は特願昭56−55530号明細書記載の摂動
法による交差偏波干渉除去回路を備えた従来の直
交偏波デイジタル無線通信方式のシステム構成の
一例を、一伝送方向について示したブロツク図で
ある。送信側のデイジタル変調器２１，２１′と
送信周波数変換器２２，２２′はそれぞれ独立の
搬送波発振器２３，２３′と送信局部発振器２４，
２４′で励振され、Ｖ偏波とＨ偏波の信号は僅か
に異つた周波数で送信される。受信側ではＶ，Ｈ
両偏波の信号は共通の受信局部発振器２８を用い
た受信周波数変換器２７，２７′でIF帯に変換・
増幅され、IF帯の交差偏波干渉除去回路３０で
波形歪の等化および交差偏波干渉の除去を行つた
後、デイジタル復調器９，９′に与えられる。デ
イジタル復調器９，９′はＶ及びＨ偏波のベース
バンド信号を復調し、その出力はそれぞれ制御信
号発生器３１，３１′に加えられる。制御信号発
生器３１はＶ偏波の復調出力１３０のみを受け、
Ｖ偏波信号の識別・再生を行い、Ｖ偏波の波形等
化を行う波形等化器３２及びＶ偏波の交差偏波干
渉を除去する可変結合器３３′の制御信号１２５
及び１２６を発生する。同様に制御信号発生器３
１′はＨ偏波の復調出力１３１のみを受けて、Ｈ
偏波用の波形等化器３２′の制御信号１２５′及び
可変結合器３３の制御信号１２６′を発生する。
波形等化器の制御信号１２５，１２５′は第１図
の場合と同様に信号相関法によつて得られるが、
可変結合器の制御信号１２６，１２６′は摂動法
によつて求められる。
法による交差偏波干渉除去回路を備えた従来の直
交偏波デイジタル無線通信方式のシステム構成の
一例を、一伝送方向について示したブロツク図で
ある。送信側のデイジタル変調器２１，２１′と
送信周波数変換器２２，２２′はそれぞれ独立の
搬送波発振器２３，２３′と送信局部発振器２４，
２４′で励振され、Ｖ偏波とＨ偏波の信号は僅か
に異つた周波数で送信される。受信側ではＶ，Ｈ
両偏波の信号は共通の受信局部発振器２８を用い
た受信周波数変換器２７，２７′でIF帯に変換・
増幅され、IF帯の交差偏波干渉除去回路３０で
波形歪の等化および交差偏波干渉の除去を行つた
後、デイジタル復調器９，９′に与えられる。デ
イジタル復調器９，９′はＶ及びＨ偏波のベース
バンド信号を復調し、その出力はそれぞれ制御信
号発生器３１，３１′に加えられる。制御信号発
生器３１はＶ偏波の復調出力１３０のみを受け、
Ｖ偏波信号の識別・再生を行い、Ｖ偏波の波形等
化を行う波形等化器３２及びＶ偏波の交差偏波干
渉を除去する可変結合器３３′の制御信号１２５
及び１２６を発生する。同様に制御信号発生器３
１′はＨ偏波の復調出力１３１のみを受けて、Ｈ
偏波用の波形等化器３２′の制御信号１２５′及び
可変結合器３３の制御信号１２６′を発生する。
波形等化器の制御信号１２５，１２５′は第１図
の場合と同様に信号相関法によつて得られるが、
可変結合器の制御信号１２６，１２６′は摂動法
によつて求められる。
第３図は摂動法による制御方法を説明するた
め、第２図の交差偏波干渉除去回路３０及び制御
信号発生器３１の構成を示したブロツク図であ
り、波形等化器３２，３２′及び可変結合器３
３′，３３がそれぞれ３タツプのトランスバーサ
ルフイルタで構成されている場合を示している。
波形等化器３２の各可変重み付け回路の制御信号
１２５は、デイジタル復調器９の復調出力１３０
とこれを識別・再生して誤差信号を発生する誤差
検出器４０の誤差信号出力１３２から波形等化制
御器４１によつて求められる。可変結合器３３′
の各可変重み付け回路の制御信号１２６は干渉等
化制御器４２，４３，４４によつて作られる。干
渉等化制御器はそれぞれ摂動信号発振器５０と、
誤差信号と摂動信号の相関を求める相関器５１
と、相関器５１の出力を積分する積分器５２と、
その出力の符号を反転し制御信号を送出するイン
バータ５３と、制御信号と摂動信号を重畳する加
算器５４と、重畳する摂動信号の大きさを制御す
る減衰器５５と、誤差信号の平均値を求めるため
の低域フイルタ５６とから構成されている。この
方法は誤差信号に含まれる摂動周波数成分の正負
を相関器５１で判定して制御信号を変化させる方
向を定め、積分器５２とインバータ５４を通して
制御することにより干渉除去を行うものであり、
誤差信号が小さくなると重畳する摂動信号の大き
さも減少するように構成されている。この動作原
理の詳細は特願昭56−55530号明細書を参照され
たい。可変結合器３３′の各可変重み付け回路の
摂動周波数は互いに直交関係を保つよう、ω0，
2ω0，3ω0に選定されており可変結合器の入力１
３３の波形歪が小さいときは、トランスバーサル
フイルタの各タツプは相互に影響し合うことな
く、結合係数を決定することができ安定な制御が
行われる。しかしながら、Ｈ偏波の入力信号１３
３の波形歪が大きくなるとトランスバーサルフイ
ルタの中間タツプから先行および後続符号干渉成
分がＶ偏波に結合され、制御ループが相互に影響
し合つて、第１図の信号相関法におけると同様、
制御ループの收れんが遅くなつたり、不安定とな
つて交差偏波干渉の除去が不十分となり符号誤り
が発生し易いという欠点を有する。
め、第２図の交差偏波干渉除去回路３０及び制御
信号発生器３１の構成を示したブロツク図であ
り、波形等化器３２，３２′及び可変結合器３
３′，３３がそれぞれ３タツプのトランスバーサ
ルフイルタで構成されている場合を示している。
波形等化器３２の各可変重み付け回路の制御信号
１２５は、デイジタル復調器９の復調出力１３０
とこれを識別・再生して誤差信号を発生する誤差
検出器４０の誤差信号出力１３２から波形等化制
御器４１によつて求められる。可変結合器３３′
の各可変重み付け回路の制御信号１２６は干渉等
化制御器４２，４３，４４によつて作られる。干
渉等化制御器はそれぞれ摂動信号発振器５０と、
誤差信号と摂動信号の相関を求める相関器５１
と、相関器５１の出力を積分する積分器５２と、
その出力の符号を反転し制御信号を送出するイン
バータ５３と、制御信号と摂動信号を重畳する加
算器５４と、重畳する摂動信号の大きさを制御す
る減衰器５５と、誤差信号の平均値を求めるため
の低域フイルタ５６とから構成されている。この
方法は誤差信号に含まれる摂動周波数成分の正負
を相関器５１で判定して制御信号を変化させる方
向を定め、積分器５２とインバータ５４を通して
制御することにより干渉除去を行うものであり、
誤差信号が小さくなると重畳する摂動信号の大き
さも減少するように構成されている。この動作原
理の詳細は特願昭56−55530号明細書を参照され
たい。可変結合器３３′の各可変重み付け回路の
摂動周波数は互いに直交関係を保つよう、ω0，
2ω0，3ω0に選定されており可変結合器の入力１
３３の波形歪が小さいときは、トランスバーサル
フイルタの各タツプは相互に影響し合うことな
く、結合係数を決定することができ安定な制御が
行われる。しかしながら、Ｈ偏波の入力信号１３
３の波形歪が大きくなるとトランスバーサルフイ
ルタの中間タツプから先行および後続符号干渉成
分がＶ偏波に結合され、制御ループが相互に影響
し合つて、第１図の信号相関法におけると同様、
制御ループの收れんが遅くなつたり、不安定とな
つて交差偏波干渉の除去が不十分となり符号誤り
が発生し易いという欠点を有する。
上述の欠点を除去する一つの方法は、これ迄の
説明から明らかなように、交差偏波干渉除去用の
可変結合器入力の波形歪を少なくすることであ
り、例えば波形等化器を中間周波帯に設け、波形
等化後、ベースバンド帯で交差偏波干渉除去を行
うことによつて達成される。第４図は本発明の第
１の実施例のブロツク図であり、信号相関法によ
る制御を行う場合を示す。第４図において、送信
側の構成は第１図と同様で、共通の搬送波発振器
３及び送信局部発振器４で励振されたデイジタル
変調器１，１′及び送信周波数変換器２，２′によ
つて同一周波数のＶ，Ｈ偏波信号が送出される。
各偏波の受信信号は別々の受信局部発振器８，
８′を有する受信周波数変換器７，７′でIF帯に
変換・増幅された後、IF帯のトランスバーサル
フイルタから成る波形等化器３２，３２′を経て
デイジタル復調器９，９′に加えられる。復調さ
れたベースバンド信号は可変結合器１３，１３′
と、これと同じ遅延時間を与える遅延回路６１，
６１′とから成る交差偏波干渉除去回路６０に加
えられる。交差偏波干渉除去回路６０の出力は第
１図と同じ信号相関法による制御信号発生器１１
に加えられる。制御信号発生器１１は入力ベース
バンド信号を識別・再生して再生信号を出力する
と共に波形等化器３２，３２′及び可変結合器１
３，１３′の制御信号を発生し、波形歪および交
差偏波干渉を除去するよう構成されている。この
構成によれば波形歪の大きい場合でも交差偏波干
渉の除去が安定に行われる効果がある。
説明から明らかなように、交差偏波干渉除去用の
可変結合器入力の波形歪を少なくすることであ
り、例えば波形等化器を中間周波帯に設け、波形
等化後、ベースバンド帯で交差偏波干渉除去を行
うことによつて達成される。第４図は本発明の第
１の実施例のブロツク図であり、信号相関法によ
る制御を行う場合を示す。第４図において、送信
側の構成は第１図と同様で、共通の搬送波発振器
３及び送信局部発振器４で励振されたデイジタル
変調器１，１′及び送信周波数変換器２，２′によ
つて同一周波数のＶ，Ｈ偏波信号が送出される。
各偏波の受信信号は別々の受信局部発振器８，
８′を有する受信周波数変換器７，７′でIF帯に
変換・増幅された後、IF帯のトランスバーサル
フイルタから成る波形等化器３２，３２′を経て
デイジタル復調器９，９′に加えられる。復調さ
れたベースバンド信号は可変結合器１３，１３′
と、これと同じ遅延時間を与える遅延回路６１，
６１′とから成る交差偏波干渉除去回路６０に加
えられる。交差偏波干渉除去回路６０の出力は第
１図と同じ信号相関法による制御信号発生器１１
に加えられる。制御信号発生器１１は入力ベース
バンド信号を識別・再生して再生信号を出力する
と共に波形等化器３２，３２′及び可変結合器１
３，１３′の制御信号を発生し、波形歪および交
差偏波干渉を除去するよう構成されている。この
構成によれば波形歪の大きい場合でも交差偏波干
渉の除去が安定に行われる効果がある。
第５図は本発明の第２の実施例のブロツク図
で、交差偏波干渉除去回路の制御を摂動法によつ
て行う場合である。送信側の構成は第２図と同様
で、別々の搬送波発振器２３，２３′及び送信局
部発振器２４，２４′で励振されるデイジタル変
調器２１，２１′及び送信周波数変換器２２，２
２′から成り、送信されるＶ偏波およびＨ偏波の
周波数は完全に同一ではない。受信側の構成は制
御信号発生器を除いて第１の実施例と同じであ
り、制御信号発生器３１，３１′は第２図の場合
と同様信号相関法により波形等化器３２，３２′
を、摂動法により可変結合器１３，１３′をそれ
ぞれ制御するよう構成されている。この構成によ
れば波形等化後に交差偏波干渉除去を行うため、
第１の実施例と同様波形歪の大きい場合でも交差
偏波干渉の除去が安定に行われる。
で、交差偏波干渉除去回路の制御を摂動法によつ
て行う場合である。送信側の構成は第２図と同様
で、別々の搬送波発振器２３，２３′及び送信局
部発振器２４，２４′で励振されるデイジタル変
調器２１，２１′及び送信周波数変換器２２，２
２′から成り、送信されるＶ偏波およびＨ偏波の
周波数は完全に同一ではない。受信側の構成は制
御信号発生器を除いて第１の実施例と同じであ
り、制御信号発生器３１，３１′は第２図の場合
と同様信号相関法により波形等化器３２，３２′
を、摂動法により可変結合器１３，１３′をそれ
ぞれ制御するよう構成されている。この構成によ
れば波形等化後に交差偏波干渉除去を行うため、
第１の実施例と同様波形歪の大きい場合でも交差
偏波干渉の除去が安定に行われる。
上述の第４図および第５図の実施例では受信側
の局部発振器はＶ偏波とＨ偏波でそれぞれ独立の
発振器を用いているが、これは同一発振器の出力
を分岐するようにしてもよく、又、第５図の送信
側の搬送波発振器２３，２３′及び送信局部発振
器２４，２４′はそれぞれ共通の発振器として第
４図と同様の構成とすることもできる。第３図の
説明において波形等化器および可変結合器はそれ
ぞれ３タツプのトランスバーサルフイルタから成
る場合を説明したが、本発明に用いる波形等化器
および可変結合器は３タツプ以外の構成でもよ
く、又、波形等化器と可変結合器のタツプ数は必
ずしも同一でなくてもよい。更に、可変結合器は
トランスバーサルフイルタでなく一つの可変重み
付け回路で構成することもできる。
の局部発振器はＶ偏波とＨ偏波でそれぞれ独立の
発振器を用いているが、これは同一発振器の出力
を分岐するようにしてもよく、又、第５図の送信
側の搬送波発振器２３，２３′及び送信局部発振
器２４，２４′はそれぞれ共通の発振器として第
４図と同様の構成とすることもできる。第３図の
説明において波形等化器および可変結合器はそれ
ぞれ３タツプのトランスバーサルフイルタから成
る場合を説明したが、本発明に用いる波形等化器
および可変結合器は３タツプ以外の構成でもよ
く、又、波形等化器と可変結合器のタツプ数は必
ずしも同一でなくてもよい。更に、可変結合器は
トランスバーサルフイルタでなく一つの可変重み
付け回路で構成することもできる。
以上詳細に説明したごとく本発明の直交偏波デ
イジタル無線通信方式によれば、波形歪の等化を
中間周波帯で行い、交差偏波干渉の除去をベース
バンド帯で行うため、波形歪の大きい場合でも交
差偏波干渉除去回路の制御が安定で干渉除去が確
実に行われるという効果がある。更に交差偏波干
渉除去をベースバンド帯で行うため受信側の局部
発振器を両偏波に共通な発振器とする制約がな
く、波形等化をIF帯で行うため直交変調を用い
る場合でも波形等化器の構成が複雑とならない利
点がある。
イジタル無線通信方式によれば、波形歪の等化を
中間周波帯で行い、交差偏波干渉の除去をベース
バンド帯で行うため、波形歪の大きい場合でも交
差偏波干渉除去回路の制御が安定で干渉除去が確
実に行われるという効果がある。更に交差偏波干
渉除去をベースバンド帯で行うため受信側の局部
発振器を両偏波に共通な発振器とする制約がな
く、波形等化をIF帯で行うため直交変調を用い
る場合でも波形等化器の構成が複雑とならない利
点がある。
第１図は信号相関法を用いた従来の方式のシス
テム構成を示すブロツク図、第２図は摂動法を用
いた従来方式のブロツク図、第３図は摂動法の制
御回路構成を示すブロツク図、第４図は信号相関
法を用いた本発明の第１の実施例のブロツク図、
第５図は摂動法を用いた本発明の第２の実施例の
ブロツク図である。 １，１′，２１，２１′……デイジタル変調器、
２，２′，２２，２２′……送信周波数変換器、
３，２３，２３′……搬送波発振器、４，２４，
２４′……送信局部発振器、５，６……アンテナ、
７，７′，２７，２７′……受信周波数変換器、
８，８′，２８……受信局部発振器、９，９′……
デイジタル復調器、１０，３０，６０……交差偏
波干渉除去回路、１１，３１，３１′……制御信
号発生器、１２，１２′，３２，３２′……波形等
化器、１３，１３′，３３，３３′……可変結合
器、４０……誤差検出器、４１，４２，４３……
干渉等化制御器、５０……摂動信号発振器、５１
……相関器、５２……積分器、５３……インバー
タ、５４……加算器、５５……減衰器、５６……
低域フイルタ、６１，６１′……遅延回路。
テム構成を示すブロツク図、第２図は摂動法を用
いた従来方式のブロツク図、第３図は摂動法の制
御回路構成を示すブロツク図、第４図は信号相関
法を用いた本発明の第１の実施例のブロツク図、
第５図は摂動法を用いた本発明の第２の実施例の
ブロツク図である。 １，１′，２１，２１′……デイジタル変調器、
２，２′，２２，２２′……送信周波数変換器、
３，２３，２３′……搬送波発振器、４，２４，
２４′……送信局部発振器、５，６……アンテナ、
７，７′，２７，２７′……受信周波数変換器、
８，８′，２８……受信局部発振器、９，９′……
デイジタル復調器、１０，３０，６０……交差偏
波干渉除去回路、１１，３１，３１′……制御信
号発生器、１２，１２′，３２，３２′……波形等
化器、１３，１３′，３３，３３′……可変結合
器、４０……誤差検出器、４１，４２，４３……
干渉等化制御器、５０……摂動信号発振器、５１
……相関器、５２……積分器、５３……インバー
タ、５４……加算器、５５……減衰器、５６……
低域フイルタ、６１，６１′……遅延回路。
Claims (1)
- １ 同一周波数の互いに直交する２つの偏波を用
いてデイジタル信号を伝送する直交偏波デイジタ
ル無線通信方式において、前記２つの偏波の信号
をそれぞれ受信する受信装置の中間周波数帯に設
けられ伝搬路で発生した波形歪を自動等化する適
応型の波形等化器およびその出力からベースバン
ド信号を復調するデイジタル復調器と、復調され
た各偏波のベースバンド信号をそれぞれ分岐して
他方の偏波に結合する可変結合器と一方の前記可
変結合器の分岐点および他方の前記可変結合器の
結合点の間にそれぞれ挿入され前記可変結合器に
等しい遅延時間を与える遅延回路とから成る交差
偏波干渉除去回路と、この交差偏波干渉除去回路
の出力に接続されベースバンド信号に基づいて前
記波形等化器および前記可変結合器の制御信号を
発生する制御信号発生器とを備えたことを特徴と
する直交偏波デイジタル無線通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21671582A JPS59107656A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | 直交偏波デイジタル無線通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21671582A JPS59107656A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | 直交偏波デイジタル無線通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59107656A JPS59107656A (ja) | 1984-06-21 |
| JPS6412137B2 true JPS6412137B2 (ja) | 1989-02-28 |
Family
ID=16692779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21671582A Granted JPS59107656A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | 直交偏波デイジタル無線通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59107656A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1993025019A1 (en) * | 1992-06-01 | 1993-12-09 | Fujitsu Limited | Compensator for interference between cross polarizations and cross polarization interference eliminator using the compensator |
| WO2014141338A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2014-09-18 | 日本電気株式会社 | 信号受信装置、無線通信システム、歪み補償方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 |
-
1982
- 1982-12-10 JP JP21671582A patent/JPS59107656A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59107656A (ja) | 1984-06-21 |
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