JPS59107656A - 直交偏波デイジタル無線通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は同一周波数の互いに直交する２つの偏波（垂直
と水平または右旋と左旋円偏波）を用いてディジタル信
号を伝送する的交仙波ディジタル無線通信方式に関する
。

同一周波数の直交する２偏波で別々の通信情報を伝送す
る直交偏波無線通信方式は周波数を有効に利用する通信
方式として注目されている。自由空間は元来直交する２
佃波を独立に伝送できる媒質であるが、実際の伝搬路で
は媒質中に存在する雨滴などの異方性のため交差細波成
分が発生して交差偏波干渉を生じ、これが天候条件によ
って変動する。従って、良好な伝送品質を保旺するため
には伝搬路の状況に応じて交差偏波干渉を自動的に除去
する手段が必要となる。ディジタル変調された直交２偏
波間の交差偏波干渉を除去する手段として、復調された
ベースバンド信号情報に基づきトランスバーサルフィル
タの各可変重み付は回路を制御し、波形歪の等化と交差
偏波干渉の除去を行う方法が特開昭５５−１３３１５６
号公報および％願昭５６−５５５３０号明細書に提案さ
れている。

前者は干渉を寿えている側の偏波のゆ調されたベースバ
ンド信号と、干渉を受けている側の偏波の誤差信号（復
調されたベースバンド信号とこれを識別再生した再生信
号との差で与えられる）との相関を求めて制御信号を発
生する信号相関法によるものであ＃）、後者は交差偏波
干渉除去用のトランスバーサルフィルタの制御信号に摂
動信号をル゛畳し、誤差信号に含まれる摂動信号成分の
極性から制御方向を決定し制御信号を発生する摂動法に
よるものである。拶連するように、いずれの場合も交差
偏波干渉を除去するトランスバーサルフィルタが、波形
歪を等化するトランスバーサルフィルタの入力側から分
岐して接続されているため、フェージング等による波形
歪が大きくなると交差偏波干渉を十分に除去し切れない
という欠点があるＯ 本発明の目的は、上述の欠点を除去し、波形歪の大きい
場合でも交差偏波干渉が除去でき、構成が簡単な伯交偏
波ディジタル無線通信方式を提供することである。

本発明の直交偏波ティジタル無線通信方式は。

同一周波数の互いに旧変する２つの偏波を用いてディジ
タル信号を伝送する伯交偏波ディジタル無線通信方式に
おいて、前記２つの偏波の信号をそれぞれ受信する受信
装置の中間周波数帯に設けられ伝搬路で発生した波形歪
を自動等化する適応型の波形等化器およびその出力から
ベースバンド信号を復調するディジタル復調器と、復調
された各偏波のベースバンド信号をそれぞれ分岐して他
方の偏波に結合する可変結合器と一方の前記可変結合器
の分岐点および他方の前！’ｌｒ’可変結合の結合点の
間にそれぞれ挿入され前記可変結合器に等しい遅延時間
を与える遅延回路とから成る交差偏波干渉除去回路と、
この交差偏波干渉、除去回路の出力に接続されベースバ
ンド信号に基づいて前記波形等化器および前記可変結合
器の制御信号を発生する制御信号発生器とを備えること
によって構成される。

次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図は特開昭５５−１３３１５６号公報記載の信号相
関法による交差偏波干渉除去回路を協えた従来の直交偏
波ディジタル無線通信方式のシステム構成の一例を、−
伝送方向のみについて示したブロック図である。第１図
において、送信側の各偏波に設けられたティジタル変調
器１，１′と送信周波数変換器２．２′はそれぞれ共通
の搬送波発振器３と送信局部発振器４で励振され、別々
の通信情報１０１，１０２は送信アンテナ５から同一搬
送周波数の■及びＨ偏波信号として送出される。

受信アンテナ６で受信されたＶ、Ｈ偏波の信号は受信周
波数変換器７．７′で別々の受信局部発振器８．８′に
よシ中間周波数（Ｉ　Ｐ　）に変換・増幅された後ディ
ジタル復調器９．９′で復調され、交差偏波干渉除去回
路１０で波形歪の等化と交差偏波干渉の除去を行い、そ
の出力は制御信号発生５− 器１１に加えられる。制御信号発生器１１は入力信号を
識別・再生して再生信号１０３，１０４を出力すると共
に、交差偏波干渉除去回路１０を構成し−１それトラン
スバーザルフィルタから成る波形等化器１２　、１２’
及び可変結合器１３．１３’の制御信号１０５，１０５
’及び１０６，１０６’を発生する。

交差偏波干渉除去回路１０及び制御信号発生器１１の動
作原理は、公知のトランスバーサルフィルタによる適応
型波形等化器の拡張であって、波形等化器１２．１２’
け各偏波の’ａ　ＲＩＭされたベースバンド信号と、こ
のベースバンド信号から求められる誤差信号との相関を
求めて制御信号１０５゜１０５′を発生する公知のＺＦ
’（ゼロフォーシング）法の制御アルゴリズムによって
制御されている。Ｈ偏波の交差偏波干渉を除去するため
の可変結合器１３を構成するトランスバーサルフィルタ
の各可変重み付は回路は、干渉を受けているＨ偏波の誤
差信号と干渉を与えている■偏波の復調されたベースバ
ンド信号との相関を求め、Ｈ偏波の６− 交差偏波干渉を相殺するような補償信号１０７を発生す
るように制御される。■偏波およびＨ偏波の復調出力１
０８及び１０９をＶｌ。８及びＨｌｏｌとすると、量を
０．±１．±２・・・・・・とじてＶｌ。８＝■。十Σ
αｉＶｉ＋ΣβｉＨｉ　　・旧・・・・・（１）１社（
イ） Ｈｌ。、：Ｈ，十Σ１　ｉ　Ｈｉ＋Σδｉ　Ｖ　ｉ　　
・−−−−＝・（２）Ｉζ０ で表すことができる。ここで■。、Ｉ−ｎｏは送信符号
１０１．１０２と等しい各偏波の受信符号であシ、第２
項は波形歪に基づく先行（ｉ＜Ｏ’）及び後続符号（ｉ
＞Ｏ）からの符号量干渉を、第３項は交差偏波成分の同
期杓号（’＝ｏ）ｂ先行符号および後続符号からの干渉
成分を表している。制御信号発生器１１の入力信号１１
０，１１１は交差偏波干渉除去回路１０の働きによって
波形歪および交差偏波干渉が低減されるが（１）及び（
２）式と同様な形式で表示でき Ｈ…＝Ｈ０＋Σγ’ｉＨｉ十Σδ’ｉＶｉ　　・・・・
・・・・・（４）１’−ｉ（イ） で示される。制御信号発生器１１で求められるＨ偏波の
推定値ＨｋがＨ８を正しく推定できたと考えると誤差信
号Ｅはｒ４）式から Ｅ＝　Σ　γす■旧＋Σδ’ｉＶｌ　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（５）Ｉ−ρ であり、これと（３）式のｖｌ。Ｓとの相関を求めると
、元来Ｖ偏波とＨ偏波には全く無相関なデータが伝送さ
れておシ、各データ系列も時系列的に無相関であるから
、高次の微少項を無視すれば（５）式第２項のうちδ′
ｏＶ０のみを検出することができる。この値が小さくな
るよう可変結合器１３を構成するトランスバーサルフィ
ルタの中間タップの可変重み付は回路を制御して（２）
式のＨ偏波受信出力の交差偏波干渉のうち同期符号成分
δ。■。を打ち消す補償信号＜Ｖ。が得られる。すなわ
ち、δ。−罵＝δ≦→０　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）とな
るよう補償係数もが制御される。同様にして、先行符号
および後続符号からの干渉成分に対しては（３）式のＶ
ｌｌ。を１ビツトずらした信号と（５）式の誤差信号と
の相関を求めることによって、それぞれの補償信号δｉ
Ｖｉ　（１＃Ｏ）が得られる。Ｖ偏波の交差偏波干渉を
除去する可変結合器１３′についても同様である。

第１図の回路では１５］変結合器１３は昏詞出力１０８
を分岐して接続されているのでトランスバーサルフィル
タの中間タップの補償信号は（１）式から ａ、　ｙ、Ｏ，＝　ａ、　’ｖｏ十″ｊｒｏ（ΣαｉＶ
ｉ＋ΣβＩＨＩ）・＜７）１’Ｊ で表される。又、トランスバーサルフィルタの先行およ
び後続タップの可変重み付は回路から得られる各補償信
号は■！。８をｉビットずらした信号ＶＩＯＩＩＴＩ）
に各補償係数δ１を掛けて・・・・・・・・・（８） となる。いずれも波形歪が小さい場合には交差偏波補償
成分は第１項のみとな夛、同期、先行お上び後続の各干
渉成分は独立に制御され安定で良好な補償が行われるが
、波形歪が大きくなると各干渉成分の制御ループが相互
に影響し合って、敗れんが遅くなったシルーブが不安定
となるため、交差偏波干渉の除去が不十分となシ、符号
誤シが生じ易いという欠点がある。

第２図は特願昭５６−５５５３０号明細書記載の９− 摂動法による交差偏波干渉除去回路を備えた従来の直交
偏波ディジタル無線通信方式のシステム構成の一例を、
−伝送方向について示したブロック図である。送信側の
ディジタル変調器２１．２１’と送信周波数変換器２２
．２２’はそれぞれ独立の搬送波発振器２３．２３’と
送信局部発振器２４゜２４′で励振され、Ｖ偏波とＩ（
偏波の信号は僅かに異った周波数で送信される。受信側
ではＶ、Ｈ両側波の信号は共通の受信局部発振器２８を
用いた受信周波数変換器２７．２７’でＩＦ帯に変換・
増幅され、ＩＦ帯の交差偏波干渉除去回路３０で波形歪
の等化および交差偏波干渉の除去を行りた後、ディジタ
ル復−器９．９′に与えられる。ディジタル復調器９，
９′は■及び１１偏加のベースバンド信号を復調し、そ
の出力はそれぞれ制御信号発生器３１゜３１′に加えら
れる。制御信号発生器３１は■偏波のＱ調出力１３０の
みを受け、■偏波信号の識別・再生を行い、■偏波の波
形等化を行う波形等化量３２及び■偏波の交差偏波干渉
を除去する可変結合器３３′の制御信号１２５及び１２
６を発生す１０− る。同様に制御係号発生器３１′はＨ偏波のゆ調出力１
３１のみを受けて、Ｈ偏波用の波形等信器３２′の制御
信号１２５′及び可変結合器３３の制御信号１２６′を
発生する。波形等化器の制御信号１２５．１２５’は第
１図の場合と同様に信号相関法によって得られるが、可
変結合器の制御信号１２６゜１２６′は摂動法によって
求められる。

第３図は摂動法による制御方法を説明するため、第２図
の交差偏波干渉除去回路３０及び副側１信号発生器３１
の構成を示したブロック図でおシ、波形等化器３２．３
２’及び可変結合器３３’、３３がそれぞれ３タツプの
トランスバーサルフィルタで構成されている場合を示し
ている。波形等化器３２の名可変重み付は回路の制御信
号１２５は、ディジタル復シ１器９のゆ調出力１３０と
これを識別・再生して誤差信号を発生する誤差検出器４
０の誤差信号出力１３２から波形等化制御器４１によっ
れ摂動信号発振器５０と、誤差信号と摂動信号の相関を
求める相関器５１と、相関器５１の出力を積分する積分
器５２と、その出力の符号を反転し制御信号を送出する
インバータ５３と、制御信号と摂動信号を重畳する加算
器５４と、重畳する摂動信号の大きさを制御する減衰器
５５と、誤差信号の平均値を求めるための低域フィルタ
５６とから構成されている。この方法は眼差信号に含ま
れる摂動周波数成分の正負を相関器５１で判定して制御
信号を変化させる方向を定め、積分器５２とインバータ
５４を通して制御することによシ干渉除去を行うもので
あシ、誤差信号が小さくなると重畳する摂動信号の大き
さも減少するように構成されている。この動作原理の詳
細は特願昭５６−５５５３０号明細書を参照されたい。

可変結合器３３′の各可変型み付は回路の摂動周波数は
互いに直交関係を保つよう、ω。、２ωｏ、３ω。に選
定されておシ可変結合器の入力１３３の波形歪が小さい
ときは、トランスバーサルフィルタの各タップは相互に
影響し合うことなく、結合係数を決定することができ安
定な制御が行われる。しかしながら、Ｈ偏波の入力信号
１３３０波形歪が大きくなるとトランスバーサルフィル
タの中間タップから先行および後続符号干渉成分がＶ偏
波に結合され、制御ループが相互に影響し合って、第１
図の信号相関法におけると同様、制御ループの牧れんが
遅くなったハネ安定となって交差偏波干渉の除去が不十
分となシ符号ｉｂが発生し易いという欠点を有する。

上述の欠点を除去する一つの方法は、これ迄の説明から
明らかなように、交差偏波干渉除去用の可変結合器入力
の波形歪を少なくすることであシ、例えば波形等化器を
中間周波帯に設け、波形等化後、ベースバンド帯で交差
偏波干渉除去を行うことによって達成される。第４図は
本発明の第１の実施例のブロック図であυ、信号相関法
による制御を行う場合を示す。第４図において、送信側
の構成は第１図と同様で、共通の搬送波発振器３及び送
信局部発振器４で励振されたディジタル変調器１，１′
及び送信周波数変換器２．２′によりて同一周波数のＶ
、Ｈ偏波信号が送出される０各偏１３− 波の受信信号は別々の受信局部発揚器８．８′を有する
受信周波数変換器７．７′でＩＦ帯に変換・増幅された
後、ＩＰ’％のトランスバーサルフィルタから成る波形
等化器３２．３２’を経てディジタル復調器９．９′に
加えられる。情調されたベースバンド信号は可変結合器
１３．１３’と、とれと同じ遅延時間を与えるｌ＠姑回
路６１．６１’とから成る交差偏波干渉除去回路６０に
加えられる。交差偏波干渉除去回路６０の出力は第１図
と同じ信号相関法による制御信号発生器１１に加えられ
る０制御化号発生器１１は入力ベースパント信号を識別
・再生して再生信号を出力すると共に波形等化器３２．
３２’及び可変結合器１３．１３’の制御信号を発生し
、波形歪および交差偏波干渉を除去するよう構成されて
いる。この構成によれば波形歪の大きい場合でも交差偏
波干渉の除去が安定に行われる効果がある。

第５図は本発明の第２の実施例のブロック図で、交差偏
波干渉除去回路の制御を摂動法によって行う場合である
。送信側の構成は第２図と同様で、１４− 別々の搬送波発振器２３．２３’及び送信局部発振器２
４　、２４’で励振されるディジタル変調器２１゜２１
′及び送信周波数変換器２２．２２’から成シ、送信さ
れる■偏波およびＨ偏波の周波数は完全に同一ではない
。受信側の構成は制御信号発生器を除いて第１の実施例
と同じであシ、制御信号発生器３１．３１’は第２図の
場合と同様信号相関法によ多波形等化器３２．３２’を
、摂動法により可変結合器１３．１３’をそれぞれ制御
するよう構成されている。この構成によれば波形等化後
に交差偏波干渉除去を行うため、第１の実施例と同様波
形歪の大きい場合でも交差偏波干渉の除去が安定に行わ
れる。

上述の第４図および第５図の実施例では受信側の局部発
振器は■偏波とＨ偏波でそれぞれ独立の発振器を用いて
いるが、これは同一発振器の出力を分岐するようにして
もよく、又、第５図の送信側の搬送波発振器２３．２３
’及び送信局部発振器２４．２４’はそれぞれ共通の発
振器として第４図と同様の構成とすることもできる。第
３図の説明において波形等信器および可変結合器はそれ
ぞれ３タツプのトランスバーサルフィルタから成る場合
を説明したが、本発明に用いる波形等化器および可変結
合器は３タツプ以外の構成でもよく、又、波形等化器と
可変結合器のタップ数は必ずしも同一でなくてもよい。

更に、可変結合器はトランスバーサルフィルタでなく一
つの可変重み付は回路で構成することもできる。

以上詳細に説明したごとく本発明の直交偏波ディジタル
無線通信方式によれば、波形歪の等化を中間周波帯で行
い、交差偏波干渉の除法をベースバンド帯で行うため、
波形歪の大きい場合でも交差偏波干渉除去回路の制御が
安定で干渉除去が確実に行われるという効果がある。史
に交差偏波干渉除去をベースバンド帯で行うため受信側
の局部発振器を両側波に共通な発振器とする制約がなく
、波形等化をＩＦ帯で行うため直交変調を用いる場合で
も波形等化器の構成が複雑とならない利点があるＯ

【図面の簡単な説明】

第１図は信号相関法を用いた従来の方式のシステム構成
を示すブロック図、第２図は摂動法を用いた従来方式の
ブロック図、第３図は摂動法の制御回路構成を示すブロ
ック図、第４図は信号相関法を用いた本発明の第１の実
施例のブロック図、第５図は摂動法を用いた本発明の第
２の実施例のブロック図である。 １．１’　、２１．２１’・・・・・・ディジタル変調
器、２．２’　、２２．２２’・・・・・・送信周波数
変換器、３゜２３．２３’・・・・・・搬送波発振器、
４，２４．２４’・・・・・・送信局部発振器、５．６
・・・・・・アンテナ％７＃７’ｅ２７．２７’・・・
・・・受信周波数変換器、８．８’　、２８・・・・・
・受信局部発振器、９，９’・・・・・・ディジタル復
調器、１０，３０．６０・・・・・・交差偏波干渉除去
回路、１１　、３１　、３１′−・・・・・制御信号発
生器、１２．１２’。 ３２．３２’・・・・・・波形等化器、１３．１３’　
、３３゜３３′・・・・・・可変結合器、４０・・・・
・・魁差検出器、４１゜４２．４３・・・・・・干渉等
化制御器、５０・・・・・・摂動信号発振器、５１・・
・・・・相関器、５２・・・・・・積分器、５３１７− １８−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 同一周波数の互いに直交する２つの偏波を用いてディジ
   タル信号を伝送する直交偏波ディジタル無線通信方式に
   おいて、前記２つの偏波の信号をそれぞれ受信する受信
   装置の中間周波数帯に設けられｆ伝搬路で発生した波形
   歪を自動等化する適応型の波形等化量およびその出力か
   らベースバンド信号を復調するディジタル復調器と、復
   調された各偏波のベースバンド信号をそれぞれ分岐して
   他方の偏波に結合する可変結合器と一方の前記可変結合
   器の分岐点および他方の前記可変結合器の結合点の間に
   それぞれ挿入され前記可変結合器に等しい遅延時間を与
   える遅延回路とから成る交差偏波干渉除去回路と、この
   交差偏波干渉除去回路の出力に接続されベースバンド信
   号に基づいて前記波形等化器および前記可変結合器の制
   御信号を発生する制御信号発生器とを１ｍＩえたことを
   特徴とする直交偏波ディジタル無線通信方式。