JPH0440902B2 - - Google Patents
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- JPH0440902B2 JPH0440902B2 JP58013141A JP1314183A JPH0440902B2 JP H0440902 B2 JPH0440902 B2 JP H0440902B2 JP 58013141 A JP58013141 A JP 58013141A JP 1314183 A JP1314183 A JP 1314183A JP H0440902 B2 JPH0440902 B2 JP H0440902B2
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- Japan
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- circuit
- polarization
- signal
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- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 16
- 238000005388 cross polarization Methods 0.000 claims description 14
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 9
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 9
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008520 organization Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、無線伝送の直交偏波共用にともなつ
て生ずる交差偏波の干渉補償技術に関し、特に、
直交偏波通信方式において交差偏波干渉を除去す
るための中間周波帯に備えられた交差偏波干渉除
去回路に関する。
て生ずる交差偏波の干渉補償技術に関し、特に、
直交偏波通信方式において交差偏波干渉を除去す
るための中間周波帯に備えられた交差偏波干渉除
去回路に関する。
マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する直交
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する直交
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行なうものである。
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行なうものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
上記要請に従つてデイジタル伝送における交差
偏波補償方式を復調ベースバンド信号情報をもと
にベースバンド帯で行う交差偏波補償回路が提案
され、単一偏波用の現用のアンテナ系及び中間周
波数機器を通し、同一搬送周波数での交差偏波共
用のデイジタル伝送を行うことができるようにな
つた。このような交差偏波補償回路については、
本出願と同一出願人の出願に係る特願昭54−
24764号明細書に詳細に記載されている。
偏波補償方式を復調ベースバンド信号情報をもと
にベースバンド帯で行う交差偏波補償回路が提案
され、単一偏波用の現用のアンテナ系及び中間周
波数機器を通し、同一搬送周波数での交差偏波共
用のデイジタル伝送を行うことができるようにな
つた。このような交差偏波補償回路については、
本出願と同一出願人の出願に係る特願昭54−
24764号明細書に詳細に記載されている。
さて、この種の交差偏波補償回路を中間周波数
帯に設けた方がベースバンド帯に設けた場合より
も回路構成が極めて容易になることが知られてい
る。
帯に設けた方がベースバンド帯に設けた場合より
も回路構成が極めて容易になることが知られてい
る。
しかしながら、直交偏波通信方式の中間周波数
帯において、干渉波除去の為の可変結合回路とし
てトランスバーサルフイルタを用いた場合、入力
搬送波周波数が変調速度の整数倍に等しく選ばれ
た信号遅延回路における搬送帯に対する位相回転
が2πの整数倍となつて、各タツプ間に対する位
相差が等しくなり、問題なくZF法によるアルゴ
リズムが成立するが、一般に入力搬送波周波数が
変調速度の正の整数倍に等しくない条件のもとで
は、各タツプ間の位相差が生じ、そのままでは
ZF法は用いることが出来ないという欠点を有し
ていた。
帯において、干渉波除去の為の可変結合回路とし
てトランスバーサルフイルタを用いた場合、入力
搬送波周波数が変調速度の整数倍に等しく選ばれ
た信号遅延回路における搬送帯に対する位相回転
が2πの整数倍となつて、各タツプ間に対する位
相差が等しくなり、問題なくZF法によるアルゴ
リズムが成立するが、一般に入力搬送波周波数が
変調速度の正の整数倍に等しくない条件のもとで
は、各タツプ間の位相差が生じ、そのままでは
ZF法は用いることが出来ないという欠点を有し
ていた。
本発明は先行技術に内在する前記欠点を除去す
る為になされたものであり、従つて本発明の目的
は、入力搬送波周波数が変調速度の正の整数倍に
等しくない条件のもとにおいても、安定に制御を
行うことができる新規な交差偏波干渉除去回路を
提供することにある。
る為になされたものであり、従つて本発明の目的
は、入力搬送波周波数が変調速度の正の整数倍に
等しくない条件のもとにおいても、安定に制御を
行うことができる新規な交差偏波干渉除去回路を
提供することにある。
上記目的を達成する為に、本発明は、交差偏波
干渉によつて主偏波信号にもれ込んだ異偏波成分
を取り除くために中間周波数帯にてトランスバー
サルフイルタ型可変結合回路を備えた交差偏波干
渉除去回路において、前記トランスバーサルフイ
ルタの信号遅延回路の遅延時間を入力信号である
デイジタル直交振幅変調波の変調速度の逆数に選
ぶ既知の方法でなく、搬送波周波数に周波数オフ
セツトが生じても、タツプ間の位相関係がある特
定の位相関係になるような条件のもので、変調速
度の逆数にもつとも近い値に選ぶように工夫する
ことにより、即ち、前記トランスバーサルフイル
タのタツプと可変重み付け回路との間に位相補正
用遅延回路を設け、前記可変重み付け回路入力に
おける搬送波の位相関係が互いにほぼ同位相とな
るように調整し、しかして、入力搬送波周波数が
変調速度の正の整数倍に等しくない条件のもとに
おいてもZF法による制御を可能ならしめている。
干渉によつて主偏波信号にもれ込んだ異偏波成分
を取り除くために中間周波数帯にてトランスバー
サルフイルタ型可変結合回路を備えた交差偏波干
渉除去回路において、前記トランスバーサルフイ
ルタの信号遅延回路の遅延時間を入力信号である
デイジタル直交振幅変調波の変調速度の逆数に選
ぶ既知の方法でなく、搬送波周波数に周波数オフ
セツトが生じても、タツプ間の位相関係がある特
定の位相関係になるような条件のもので、変調速
度の逆数にもつとも近い値に選ぶように工夫する
ことにより、即ち、前記トランスバーサルフイル
タのタツプと可変重み付け回路との間に位相補正
用遅延回路を設け、前記可変重み付け回路入力に
おける搬送波の位相関係が互いにほぼ同位相とな
るように調整し、しかして、入力搬送波周波数が
変調速度の正の整数倍に等しくない条件のもとに
おいてもZF法による制御を可能ならしめている。
以下、本発明をその好ましい一実施例について
図面を参照しながら詳細に説明する。
図面を参照しながら詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク構成
図である。本実施例は入力直交振幅変調波を16値
直交振幅変調波とし、可変結合回路を中間周波数
帯に設けた３タツプのトランスバーサルフイルタ
とした場合である。
図である。本実施例は入力直交振幅変調波を16値
直交振幅変調波とし、可変結合回路を中間周波数
帯に設けた３タツプのトランスバーサルフイルタ
とした場合である。
図において、参照番号１，２は入力変調信号の
変調速度の逆数に選ばれたトランスバーサルフイ
ルタを構成する遅延回路、３，４，５，６，７，
８は可変重み付け回路、９，１０は信号合成回
路、１１は90゜方向性結合器、１２，１２′，１
３，１３′，１４，１４′はトランスバーサルフイ
ルタのタツプ間における搬送波の位相関係が互い
にほぼ同位相となるように調整（補正）する位相
補正用遅延回路をそれぞれ示す。
変調速度の逆数に選ばれたトランスバーサルフイ
ルタを構成する遅延回路、３，４，５，６，７，
８は可変重み付け回路、９，１０は信号合成回
路、１１は90゜方向性結合器、１２，１２′，１
３，１３′，１４，１４′はトランスバーサルフイ
ルタのタツプ間における搬送波の位相関係が互い
にほぼ同位相となるように調整（補正）する位相
補正用遅延回路をそれぞれ示す。
以下の説明は、一般のＬ値（Ｌ＝l2，ｌは２以
上の整数）であり、Ｎタツプ（Ｎは正の整数）の
中間周波数帯のトランスバーサルフイルタについ
ても同様に行えるため以下の説明は一般性を失な
わない。
上の整数）であり、Ｎタツプ（Ｎは正の整数）の
中間周波数帯のトランスバーサルフイルタについ
ても同様に行えるため以下の説明は一般性を失な
わない。
入力信号S0は、遅延回路１により遅延された信
号S1となり、更に遅延回路２により遅延されて信
号S2となる。信号S0は、分岐されて位相補正用遅
延回路１２，１２′を通り、それぞれ可変重み付
け回路３及び６において制御信号と掛け合わされ
る。又、信号S1は分岐されて位相補正用遅延回路
１３，１３′を通りそれぞれ可変重み付け回路４
及び７において制御信号と掛け合わされる。同様
に、信号S2も、又、分岐されて位相補正用遅延回
路１４を通り、それぞれ可変重み付け回路５，８
において制御信号と掛け合わされる。可変重み付
け回路３〜５の出力信号は信号合成回路９で信号
合成されて信号RSとなる。一方、可変重み付け
回路６〜８の出力信号は信号合成回路１０で信号
合成されて信号ISとなる。信号RSとISは、90゜方
向性結合器１１において互いにその位相が90゜の
関係となるように合成され、出力信号が得られ
る。
号S1となり、更に遅延回路２により遅延されて信
号S2となる。信号S0は、分岐されて位相補正用遅
延回路１２，１２′を通り、それぞれ可変重み付
け回路３及び６において制御信号と掛け合わされ
る。又、信号S1は分岐されて位相補正用遅延回路
１３，１３′を通りそれぞれ可変重み付け回路４
及び７において制御信号と掛け合わされる。同様
に、信号S2も、又、分岐されて位相補正用遅延回
路１４を通り、それぞれ可変重み付け回路５，８
において制御信号と掛け合わされる。可変重み付
け回路３〜５の出力信号は信号合成回路９で信号
合成されて信号RSとなる。一方、可変重み付け
回路６〜８の出力信号は信号合成回路１０で信号
合成されて信号ISとなる。信号RSとISは、90゜方
向性結合器１１において互いにその位相が90゜の
関係となるように合成され、出力信号が得られ
る。
従来、中間周波数帯トランスバーサルフイルタ
を用いた交差偏波干渉除去回路においては、復調
されたベースバンド信号と、それより発生させた
誤差信号に対しては、ZFアルゴリズムが一般に
は適用できなかつた。適用できるのは入力変調信
号の搬送波周波数（fc）が、入力変調信号の変調
速度（fs）の正の整数倍に等しい場合に限られて
いた。この場合、第１図に示した遅延回路１，２
における遅延時間τ1，τ2による搬送波の位相回転
が2πの整数倍となり、各タツプでの変調信号
（S0，S1，S2）は同位相となるので、第１図にお
いて位相補正用遅延回路１２，１３′，１３，１
３′及び１４，１４′がない場合（即ち遅延回路１
２，１２′，１３，１３′，１４，１４′の遅延時
間はすべて０秒）の方式が適用できる。
を用いた交差偏波干渉除去回路においては、復調
されたベースバンド信号と、それより発生させた
誤差信号に対しては、ZFアルゴリズムが一般に
は適用できなかつた。適用できるのは入力変調信
号の搬送波周波数（fc）が、入力変調信号の変調
速度（fs）の正の整数倍に等しい場合に限られて
いた。この場合、第１図に示した遅延回路１，２
における遅延時間τ1，τ2による搬送波の位相回転
が2πの整数倍となり、各タツプでの変調信号
（S0，S1，S2）は同位相となるので、第１図にお
いて位相補正用遅延回路１２，１３′，１３，１
３′及び１４，１４′がない場合（即ち遅延回路１
２，１２′，１３，１３′，１４，１４′の遅延時
間はすべて０秒）の方式が適用できる。
しかしながら、fc＝Nfs（Ｎは正の整数）の場
合には、信号S0，S1，S2が必ずしも同位相になら
ない為に、制御系が正しく動作しない。換言すれ
ば、正しく動作する為の条件は、信号S1を基準位
相（0゜）とした時に、ベクトル平面上で他タツプ
の信号（S0，S2）が−90゜〜＋90゜の位相範囲内に
あればよい。従つて、第１図に示す如く、タツプ
の入力側に位相補正用遅延回路１２〜１４′を用
意し、各々の遅延時間を上述の如く、各タツプを
通過後の信号S0とS2の位相が、信号S1を基準位相
（0゜）としたときに−90゜〜＋90゜の範囲内にくるよ
うに選ぶことにより入力変調信号の搬送波周波数
（fc）が入力変調信号の変調速度（（fs）の正の整
数倍に等しくない場合でも正しく制御を行わしめ
ることが可能である。
合には、信号S0，S1，S2が必ずしも同位相になら
ない為に、制御系が正しく動作しない。換言すれ
ば、正しく動作する為の条件は、信号S1を基準位
相（0゜）とした時に、ベクトル平面上で他タツプ
の信号（S0，S2）が−90゜〜＋90゜の位相範囲内に
あればよい。従つて、第１図に示す如く、タツプ
の入力側に位相補正用遅延回路１２〜１４′を用
意し、各々の遅延時間を上述の如く、各タツプを
通過後の信号S0とS2の位相が、信号S1を基準位相
（0゜）としたときに−90゜〜＋90゜の範囲内にくるよ
うに選ぶことにより入力変調信号の搬送波周波数
（fc）が入力変調信号の変調速度（（fs）の正の整
数倍に等しくない場合でも正しく制御を行わしめ
ることが可能である。
しかも、遅延量に関しては、位相補正用遅延回
路１２，１２′，１３，１３′，１４，１４′の分
は、遅延回路１，２に比して通常無視出来る量で
あり、可変結合器の干渉除去能力を損うものでは
ない。
路１２，１２′，１３，１３′，１４，１４′の分
は、遅延回路１，２に比して通常無視出来る量で
あり、可変結合器の干渉除去能力を損うものでは
ない。
上記実施例においては、入力直交振幅変調波を
16値直交振幅変調波とし、中間周波数帯に設けた
トランスバーサルフイルタを３タツプとした場合
について説明したが、本発明はこの実施例に限定
されるものではなく、その範囲内における種々の
変形、変更を含むことは勿論である。
16値直交振幅変調波とし、中間周波数帯に設けた
トランスバーサルフイルタを３タツプとした場合
について説明したが、本発明はこの実施例に限定
されるものではなく、その範囲内における種々の
変形、変更を含むことは勿論である。
以上、述べたように、本発明に依れば、中間周
波数帯可変結合器を簡単なZF形アルゴリズムを
適用して、入力搬送波周波数が変調速度の正の整
数倍に等しくない条件のもとにおいても安定に制
御することが出来るから、回路規模が小型化され
るし、デイジタル回路化も容易である等の利点を
有する。
波数帯可変結合器を簡単なZF形アルゴリズムを
適用して、入力搬送波周波数が変調速度の正の整
数倍に等しくない条件のもとにおいても安定に制
御することが出来るから、回路規模が小型化され
るし、デイジタル回路化も容易である等の利点を
有する。
第１図は本発明による一実施例を示すブロツク
構成図である。 １，２……遅延回路、３〜８……可変重み付け
回路、９，１０……信号合成回路、１１……90゜
方向性結合器、１２，１２′，１３，１３′，１
４，１４′……位相補正用遅延回路。
構成図である。 １，２……遅延回路、３〜８……可変重み付け
回路、９，１０……信号合成回路、１１……90゜
方向性結合器、１２，１２′，１３，１３′，１
４，１４′……位相補正用遅延回路。
Claims (1)
- １ 互いに直交する２つの偏波を使用する直交偏
波通信方式においてもれ込んだ異偏波を除去する
ために、中間周波帯で異偏波の信号を主偏波に結
合し、その結合量を制御信号によつて制御できる
トランスバーサルフイルタ型可変結合器を備えた
交差偏波干渉除去回路において、前記トランスバ
ーサルフイルタのタツプと可変重み付け回路との
間に位相補正用遅延回路を設け、前記可変重み付
け回路入力における搬送波の位相関係が互いにほ
ぼ同位相となるように調整し、入力変調信号の搬
送波周波数と前記入力変調信号の変調速度が如何
なる関係にあつても正しく制御を行うことを特徴
とした交差偏波干渉除去回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1314183A JPS59139739A (ja) | 1983-01-29 | 1983-01-29 | 交差偏波干渉除去回路 |
| CA000443601A CA1215430A (en) | 1982-12-20 | 1983-12-19 | Cross-polarization distortion canceller for use in digital radio communication receiver |
| US06/563,364 US4575862A (en) | 1982-12-20 | 1983-12-20 | Cross-polarization distortion canceller for use in digital radio communication receiver |
| EP83112848A EP0111931B1 (en) | 1982-12-20 | 1983-12-20 | Cross-polarization distortion canceller for use in digital radio communication receiver |
| DE8383112848T DE3381339D1 (de) | 1982-12-20 | 1983-12-20 | Kreuzpolarisationsentzerrer zur anwendung in einem digitalen funkverbindungsempfaenger. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1314183A JPS59139739A (ja) | 1983-01-29 | 1983-01-29 | 交差偏波干渉除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59139739A JPS59139739A (ja) | 1984-08-10 |
| JPH0440902B2 true JPH0440902B2 (ja) | 1992-07-06 |
Family
ID=11824878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1314183A Granted JPS59139739A (ja) | 1982-12-20 | 1983-01-29 | 交差偏波干渉除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59139739A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2788734B2 (ja) * | 1988-06-20 | 1998-08-20 | 日本電気株式会社 | 両偏波伝送方式 |
| JPH03174829A (ja) * | 1989-05-17 | 1991-07-30 | Nec Corp | 両偏波伝送システム |
| JP3859909B2 (ja) | 1999-08-20 | 2006-12-20 | 富士通株式会社 | 交差偏波干渉除去装置及び交差偏波干渉除去用のビットシフト方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57170644A (en) * | 1981-04-15 | 1982-10-20 | Nec Corp | Eliminating circuit for cross polarization interference |
-
1983
- 1983-01-29 JP JP1314183A patent/JPS59139739A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57170644A (en) * | 1981-04-15 | 1982-10-20 | Nec Corp | Eliminating circuit for cross polarization interference |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59139739A (ja) | 1984-08-10 |
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