JPS6331981B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともな
い生じる交差偏波干渉補償技術に関し、特に交差
偏波補償回路に関する。

マイクロ波帯域の無線通信は地上通信並びに衛
星通信を中心に急速に発展している。無線通信の
需要は今後移動通信サービスの拡大等の理由でさ
らに増大していくことが予想され、準ミリ波以上
の周波数帯開拓と共に実用的価値の高い現用の周
波数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつて
いる。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の
４〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においても、INTELSAT（国際電
気通信衛星機構）はＶ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。

これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。

本来自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの謀質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。

交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的に補償を行なうものである。

従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
消去する方式等がよく研究され実用化されてきて
いる。

近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用されるようになり、交差偏波補償方式に
ついてもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効
率の良い方式の提案が要請されている。

今、受信を希望する第１の偏波と干渉になる第
２の偏波の両搬送波周波数が異つていると、第１
の偏波より得られた復調ベース・バンド信号の第
２の偏波からの干渉成分を、第２の偏波より得ら
れた復調ベース・バンド信号を基に消去しようと
すると、先の両搬送波周波数差による位相回転を
考慮する必要がある。

本発明の目的はデイジタル伝送における交差偏
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う場合、先の位相回転を
交差偏波補償に先立つて吸収する交差偏波補償前
置回路を提供することにある。

現在、衛星用アンテナのビーム幅は地上マイク
ロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また、
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。

この発明によれば搬送周波数が異なる２局の直
交偏波共用が可能になり、衛星通信に於ける周波
数再利用の点で重要な技術を提供することにな
る。

この発明の回路は第１および第２のデイジタル
系列を相直交する第１および第２の偏波でそれぞ
れ周波数が異る搬送波に乗せるデイジタル無線伝
送において、受信を希望する前記第１の偏波に対
する第１の同期検波器と；偏波干渉を起す前記第
２の偏波に対する第２の同期検波器と；前記第１
と第２の同期検波器の両参照搬送波のビートを検
出し、前記第２の同期検波器出力に前記ビートを
乗じ前記第１の同期検波出力に含まれる偏波干渉
成分に類似した信号を出力する干渉成分再生器と
を含み； 前記第１の同期検波器出力に含まれる偏波干渉
成分を消去する為の参照信号を前記干渉成分再生
器から得ることを特徴とする交差偏波補償前置回
路である。

次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。

まず交差偏波補償のベース・バンド補償が従来
どの様に行なわれてきたかを詳しく説明する。

従来、受信を希望する第１の偏波から得られた
ベース・バンド信号に含まれる第２の偏波からの
直交偏波干渉成分の除去は、第１及び第２の偏波
より得られた両復調ベース・バンド信号を入力と
する自動等化器により行なわれていた。そこで、
まず自動等化器による交差偏波補償に付いて説明
する。

第１図はデイジタル伝送用の従来の線形自動等
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１、
ak、ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。

図中、参照数字１，２，３および４はＴ秒の遅
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また、参照数字１２は信号識
別回路であり、１０１は出力端子を示すものであ
る。パルスakを送信したときの受信信号Akから
推定値A^kを得るものであり、伝送誤りが発生し
なければak＝A^kと推定される。

第１図の本等化器の機能は図より明らかなよう
に、前後の２送信符号からの符号間干渉₂ 〓^i=-2(i=0) −αi・ｋ＋ｉ…を可変減衰器５，６，８お
よび９で消去することである。可変減衰器５，
６，７，８および９の減衰量αiを自動的かつ理想
的に変化させるアルゴリズムはいろいろあり、例
えば、1965年４月発行のBSTJ（Bell Sytem
Techncal Jounal）vol.44、pp547−588記載の
“Automatic equalization for digital
communication に示されているzeroforcing法、
1967年11月発行のBSTJvol.46 pp2179−2208記
載の（“An automatic equalizer for general−
purpose communication channel”で示されて
いる自乗平均等化法が一般的に知られている。ま
た、多少構成が異なるが、1970年５月発行の
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY、vol.IT−16、
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。

また、第１図の入力端子に与えられる信号が４
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS、Vol.COM−23、pp684
−687記載の“Two Extensional Applicatios of
the Zero Forcing Equalizafion Method”に示
された自動等化法がある。

上記各自動等化法による実際の等化器の構成
は、可変減衰器の減衰量（タツプゲイン）を推定
する回路が異なるだけであり、非線形自動等化器
の外は第１図のような構成になつている。

第２図は従来の非線形自動等化器のブロツク図
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３および１４は加算器である。

第２図の構成が第１図と異なる点は、先行符号
からの干渉を先行符号……Ak＋２，Ak＋１……
の識別結果……A^k＋２，A^k＋１……を基に消去
する点にあり、原理的には第１図の構成の動作と
同じである。そこで、以後無線デイジタル伝送用
自動等化器の構成としては、第１図のものを考え
る。ただし、このとき可変減衰器は複素信号を扱
うものとする。

第３図は衛星通信における直交偏波間の結合の
様子を示す図である。参照数字３０を送信側地上
局、参照数字３１を受信側地上局、参照数字３２
を通信衛星として、水平偏波３００および垂直偏
波３０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波へ
の交差偏波干渉は、アツプ・リンク（衛星向送信
で発生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局
向送信）で発生する干渉３０３と水平偏波自身の
自己干渉３０４とが主なものである。今、両偏波
とも同一の搬送周波数を持つているとすれば、こ
れら全ての干渉は、同期検波して得られたベー
ス・バンド信号においては各干渉の和となつて得
られる。このため、正確に干渉成分が分れば、こ
れらを検波したベース・バンド信号から減ずるこ
とにより、干渉成分が消去できることが分る。

ここで、両偏波の搬送波周波数が同一の場合と
△だけ異なる場合とについて以下に補償の動作
を説明する。

まず、両偏波とも同一送信局が使用する場合
（△＝０）について動作を以下に述べる。

自己干渉３０４は通常の多重伝播路回線上の歪
みと考えられるので、第１図に示した通常の自動
等化器でその影響は除去される。

次に、干渉３０２および３０３についても、垂
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。

第４図は交差偏波補償用のフイルターのブロツ
ク図を示す図である。

図中、ブロツク４０１０がフイルター部であ
り、参照数字４０，４１，４２，４３，４５，４
６および４７は第１図の各遅延回路に参照数字４
８，４９，５０，５１，５２，５３，５４，５
５，５６および５７は第１図の各可変減衰器と同
一のものであり、参照数字５８は第１図の加算器
１０と同一のものであり、参照数字５９は第１図
のサンプラー１１と同一のものであり、参照数字
６０は第１図の信号識別器１２と同一のものであ
る。

まず、入力端子４００には水平偏波により送ら
れてきた復調ベース・バンド信号……Ak−１，
Ak，Ak＋１……が加えられ、入力端子４０１に
は垂直偏波により送られてきた復調ベース・バン
ド信号……Bk−１，Bk，Bk＋１……が加えら
れる。

この回路において垂直偏波から水平偏波への干
渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出され
る。

減衰器４８，４９，５０，５１および５２から
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和₂ 〓^i=-2 −α−ｉ・ak
＋ｉを除去することができる。

次に、減衰器５３，５４，５５，５６および５
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和₂ 〓^i=-2 −βi・bk＋ｉを除去するこ
とができる。従つて、出力端子４０２には全ての
干渉が除去された水平偏波成分Ck＝₂ 〓^i=-2 αi・Ak
＋ｉ＋₂ 〓^i=-2 βi・Bk＋１akのみが出力される。

ここで、減衰器４８，４９，５０，５１，５
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi、βiにする制御アルゴリズムは第１図の自動等
化器のそれの拡張として考えることができる。

詳しく述べると、水平偏波と垂直偏波とには全
く無相関なデーターが乗せられており、各データ
ー系列は時系列的に無相関である。従つて、各減
衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器
の出力が受信符号とその推定値との差とが直交す
るように選ぶと、前記差を最小できるという直交
原理を利用することができる。これは前述した自
乗平均等化法の拡張である。

第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，４５，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
定値A^kとの差（Ak−A^k）を検出するために用
いられるものである。また、掛算器６１と積分器
６２とは一つあとの電気符号Ak−１と、先の
（Ak−A^k）との直交性を検出するために使用さ
れ、相関の正負によつて可変減衰器の減衰量α−
１を増減するように動作する。

他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどがなければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。

次に偏波１および２の搬送周波数が△Hzだけ
異なる場合について考える。偏波１を同期検波し
て得られたベース・バンド信号b₁（ｔ）は、｛ｈ
（ｔ）＋ξ₁・ｈ（ｔ＋△t₁）｝＋｛ξ₂・ｇ（ｔ＋△t₂
）＋
ξ₃・ｇ（ｔ＋△t₃）｝e^-j2〓△^ft（ξ₁、ξ₂、ξ₃は係
数）
なる形に書ける。ここで第一項は求める系列１と
自己干渉３０４との和、第二項は交差偏波干渉２
０２，２０３の和である。

偏波２をそれ自身の搬送波で同期検波すると、
ｇ（ｔ）が得られるが、これをもとにb₁（ｔ）第２
項を消去しようとすると、e^-j2〓△^ftの項の補正を
する必要がある。この補正を行なわない方法とし
ては偏波２を偏波１の搬送波で同期検波をするの
がよい。同検波で得られるベース・バンド信号b₂
（ｔ）はｇ（ｔ）e^-i2〓△^ftなる形をしている。この
ため、b₁（ｔ）の第２項を消去するのに都合のよ
い形でb₂（ｔ）が得られることになる。

第６図は先のe^-j2〓△^ftにもとづく位相回転を交
差偏波補償前で吸収する交差偏波補償回路の従来
例を示すブロツク図である。

図中、参照数字７０は受信アンテナ、参照数字
７１は直交偏波分離器、参照数字７２および７３
は同期検波器、参照数字７７は同期検波器７２に
同期用搬送波を供給する搬送波抽出器、参照数字
４０００は第４図に示したフイルターである。

受信アンテナ７０には２相PSKに（位相変調）
信号が入力されるものとする。搬送波抽出器７７
は、自乗回路７４、狭帯域帯域波器７５および
２分周器７６から構成されている。

今、同期検波器７２に希望する偏波１が入力さ
れ、同期検波器７３に偏波干渉を引き起こす偏波
２が入力されるものとする。フイルター４０００
の入力端子４００には、前述したようにb₁（ｔ）
が与えられ同期検波器７２，７３には共通に搬送
波抽出器７７の出力が加えられているので、b₂
（ｔ）が供給される。これによりフイルター出力
端子４０２からは全ての干渉が取り除かれたｈ
（ｔ）のみが出力されてくる。

しかし、この従来例はいくつかの欠点を持つ。
まず、干渉波成分を除去する為だけに専用の同期
検波器７３を必要とする点である。一般に同期検
波器には波形成形フイルターが含まれて理想的に
動作することから、これらの要素も必要になる。
次には同期検波器７３の出力が第２の偏波を第１
の偏波の搬送波で同期検波したものなので外に全
く利用することができないものである点である。

すなわちこの従来例によつて両側の偏波に対
し、偏波干渉補償をする為には水平偏波、垂直偏
波の各々について第６図に示した回路が必要とな
るので、計４個の同期検波回路が必要となる。こ
れは極めて不経済である。この不経済性を改善し
たのが本発明である。

第７図が本発明の交差偏波補償前置回路の一実
施例を示すブロツク図である。

図中端子８００，８０１には第１の偏波および
第２の偏波による受信信号が各々加えられてい
る。８０は第１の偏波に対する第１の同期検波器
で掛算器７２０、参照搬送波発振器７２２、波形
成形フイルター（低域波器）７２１から成つて
いる。８１は第２の偏波に対する第２の同期検波
器で同じく掛算器７３０、参照搬送波発振器７３
２波形成形フイター７３１から成つている。

８２は干渉成分再生器である。この干渉成分再
生器は前記したｇ（ｔ）・e^-j2〓△^ftで得るものであ
る。まず掛算器７７０と低域通過フイルター７７
１とにより第１の偏波と第２の偏波との搬送波周
波数ビートを得、このビートe^-j2〓△^ftと第２の同
期検波出力ｇ（ｔ）＋ξh（ｔ＋△ｔ）……ξ０と
をダブル・バランスドミキサー７７２に加え、ｇ
（ｔ）・e^-j2〓△^ftを端子４０１に得るものである。

よつて端子４００に得られているベース・バン
ド信号b₁（ｔ）の第２項は先に示した様に端子４
０１の信号によつて消去することができる。

ダブル・バランスド・ミキサー７７３と信号極
性反転器７７４は同じく第１の偏波の第２の偏波
に対する干渉成分を再生する為のもので信号極性
反転器７７４はビートの位相回りを逆にする為に
複素共役信号を出力する。

ここでブロツク４０００，４０００′は第４図
のブロツク４０００と同一のもので、偏波干渉補
償用のフイルターである。

以上、第７図に示した実施例に於いては同期検
波回路は必要最少限の２つしか用いていない構成
をとつている。しかるに第６図を用いて説明した
従来技術では同期検波回路が４個必要であつた。
このように本発明は第６図に示した従来技術より
も、より経済的なシステムを提供することができ
る。

本発明により同一周波数を別の局が直交偏波を
利用して使用する無線システムに於いて、その直
交偏波干渉をベース・バンドで補償する場合に問
題になる両送信局間の搬送周波数差による直交偏
波干渉成分の位相回りを、直交偏波干渉補償前で
吸収することができ、これにより直交偏波により
同一周波数を共用している２つの無線送信局間の
搬送波周波数の相異が直交偏波干渉補償にほとん
ど影響を与えなくなり、システム設計上きわめて
有効な技術である。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は従来の自動等化器のブロ
ツク図を示す図、第３図は衛星通信における交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は本発明の
一構成要素のフイルターのブロツク図を示す図、
第５図は第４図に示したフイルターの可変減衰器
の減衰量制御回路の一例を示す図。第６図は交差
偏波補償前置回路の従来例を示すブロツク図、第
７図は本発明の交差偏波補償前置回路の一実施例
を示すブロツク図である。 図中８０は第１の同期検波回路、８１は第２の
同期検波回路、８２は干渉成分再生器を各々示
す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１および第２のデイジタル系列を相直交す
   る第１及び第２の偏波でそれぞれ周波数が異なる
   搬送波に乗せるデイジタル無線伝送において、 (イ) 前記第１の偏波による入力信号が供給される
   第１の同期検波器、 (ロ) 前記第２の偏波による入力信号が供給される
   第２の同期検波器、 (ハ) 前記第１、第２の同期検波器の両参照搬送波
   のビートを検出する手段と、この出力に前記第
   ２の同期検波器の出力を乗じて第１の擬似干渉
   信号を得る手段と、前記ビートを検出する手段
   の出力信号の複素共役信号に前記第１の同期検
   波器出力を乗じて第２の擬似干渉信号を得る手
   段とから構成され、前記第１の同期検波器出力
   に含まれる偏波干渉信号を除去するための参照
   信号として前記第１の擬似干渉信号を、前記第
   ２の同期検波器出力に含まれる偏波干渉信号を
   除去するための参照信号として前記第２の擬似
   干渉信号を出力する干渉成分再生器、 より構成される交差偏波補償前置回路。