JPH0642653B2 - 交差偏波補償回路 - Google Patents
交差偏波補償回路Info
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- JPH0642653B2 JPH0642653B2 JP60027101A JP2710185A JPH0642653B2 JP H0642653 B2 JPH0642653 B2 JP H0642653B2 JP 60027101 A JP60027101 A JP 60027101A JP 2710185 A JP2710185 A JP 2710185A JP H0642653 B2 JPH0642653 B2 JP H0642653B2
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- Japan
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- polarization
- interference
- cross polarization
- cross
- transmission
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Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともない生じる
交差偏波干渉補償技術に関する。
交差偏波干渉補償技術に関する。
(従来技術とその問題点) マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星通信を中
心に急速に発展している。無線通信の需要は今後移動通
信サービスの拡大等の理由で更に増大していくことが予
想され、準ミリ波以上の周波帯開択と共に、実用的価値
の高い現用の周波数帯のいわゆる周波数再度利用の考え
が高まっている。すでにCCIR(国際無線通信諮問委員会)
の4〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、直交
偏波を使用することが明記されている。また、衛星通信
においてもINTELSAT(国際電気通信衛星機構)は、Ｖ号系
衛星で単一偏波で用いられてきた4〜6GHz帯での直交偏
波共用術を実用化する模様である。
心に急速に発展している。無線通信の需要は今後移動通
信サービスの拡大等の理由で更に増大していくことが予
想され、準ミリ波以上の周波帯開択と共に、実用的価値
の高い現用の周波数帯のいわゆる周波数再度利用の考え
が高まっている。すでにCCIR(国際無線通信諮問委員会)
の4〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、直交
偏波を使用することが明記されている。また、衛星通信
においてもINTELSAT(国際電気通信衛星機構)は、Ｖ号系
衛星で単一偏波で用いられてきた4〜6GHz帯での直交偏
波共用術を実用化する模様である。
これらの直交偏波共用化の達成には、アンテナや給電装
置などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬
上の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発
も重要な課題となっている。
置などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬
上の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発
も重要な課題となっている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立で、両偏
波を同時に伝送できる伝送線路であるが、実際の伝搬路
には降雨などの媒質の異方性が存在し、直交偏波共用方
式が採用すると、交差偏波の発生による偏波間の結合が
異変波チャンネル干渉を起こすことになる。
波を同時に伝送できる伝送線路であるが、実際の伝搬路
には降雨などの媒質の異方性が存在し、直交偏波共用方
式が採用すると、交差偏波の発生による偏波間の結合が
異変波チャンネル干渉を起こすことになる。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をアンテナ給
電装置や無線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を
行なうものである。
電装置や無線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を
行なうものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするアナログ伝送
が中心であったことから、前述の交差偏波補償方式もア
ンテナ給電装置周辺に可変移相器と減衰器とを設け直交
度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償回路を設け
異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく研究され実
用化されてきている。
が中心であったことから、前述の交差偏波補償方式もア
ンテナ給電装置周辺に可変移相器と減衰器とを設け直交
度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償回路を設け
異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく研究され実
用化されてきている。
近年、マイクロ波帯においても、ディジタル伝送が使用
される様になり交差偏波補償方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
される様になり交差偏波補償方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
(発明の目的) 本発明の目的はディジタル伝送において交差偏波を共用
して2重に周波数帯を利用する為の交差偏波補償回路を
提供することにある。
して2重に周波数帯を利用する為の交差偏波補償回路を
提供することにある。
この発明によれば、単一偏波用の現用のアンテナ系およ
び中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏波
共用のディジタル伝送を行うことができる。
び中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏波
共用のディジタル伝送を行うことができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイクロ回線
のそれに比較してかなり広いこと、またグローバル・ビ
ーム用のアンテナでは実効送信電力を高めるため非対称
ビームを用いること、また、宇宙空間におけるファラデ
ー・ローテーション等により、高い直交偏波識別度が期
待できない。
のそれに比較してかなり広いこと、またグローバル・ビ
ーム用のアンテナでは実効送信電力を高めるため非対称
ビームを用いること、また、宇宙空間におけるファラデ
ー・ローテーション等により、高い直交偏波識別度が期
待できない。
このような伝送系において、本発明は従来方式と比較し
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもTDMAのように同一アンテナで複数局の信号を時分割
的に受信するような場合にも各送信局個別に交差偏波補
償を行うことできる。
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもTDMAのように同一アンテナで複数局の信号を時分割
的に受信するような場合にも各送信局個別に交差偏波補
償を行うことできる。
(発明の構成) 本発明によれば、同一ビットレートの第1及び第2のディ
ジタル系列{ak},{bk}を相直交する第1及び第2の偏波に
のせるディジタル無線伝送において、前記第1及び第2の
偏波より受信される信号を各々{Ak},{Bk}とし、前記Bk
とその識別値 の差が小である場合には をそうでない場合にはBkを仮識別出力 として出力する仮識別手段と、前記 が供給され、出力 を得るフィルタ、とを備えたことを特徴とする交差偏波
補償回路が得られる。
ジタル系列{ak},{bk}を相直交する第1及び第2の偏波に
のせるディジタル無線伝送において、前記第1及び第2の
偏波より受信される信号を各々{Ak},{Bk}とし、前記Bk
とその識別値 の差が小である場合には をそうでない場合にはBkを仮識別出力 として出力する仮識別手段と、前記 が供給され、出力 を得るフィルタ、とを備えたことを特徴とする交差偏波
補償回路が得られる。
(構成の詳細な説明) 次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第2図はディジタル伝送用の従来の線形自動等化器のブ
ロック図である。端子100には帯域制限されたランダム
パルス……ak−1,ak,ak＋1……がT秒間隔で次々に加え
られる。
ロック図である。端子100には帯域制限されたランダム
パルス……ak−1,ak,ak＋1……がT秒間隔で次々に加え
られる。
図中、参照数字1,2,3および4はＴ秒の遅滞回路、参照数
字5,6,7,8および9は可変減衰器、参照数字10は加算器、
参照数字11はサンブラーであり、また参照数字12は信号
識別回路であり、パルスakを送信したときの受信信号Ak
から推定値 を得るものであり、伝送誤りが発生しなければ と推定される。
字5,6,7,8および9は可変減衰器、参照数字10は加算器、
参照数字11はサンブラーであり、また参照数字12は信号
識別回路であり、パルスakを送信したときの受信信号Ak
から推定値 を得るものであり、伝送誤りが発生しなければ と推定される。
第2図の等化器の機能は図より明らかなように前後の2送
信符号からの符号間干渉 を可変減衰器5,6,7,8および9で消去することである。可
変減衰器5,6,7,8および9の減衰量aiを自動的かつ理想的
に変化させるアルゴリズムは様々で、例えば、1965年4
月発行のベル システム テクニカル ジャーナル(Bel
l System Technical Journal)vol.44,pp547-588記載の
「オートマチック エコライゼイション フォーディジ
タル コミュニケーションン(Automatic equalization
for digital communication)」に示されているzero
forcing法,1967年11月発行のベル システム テクニ
カルジャーナルvol.46,pp 2179-2208記載の「アン オ
ートマチック エコライザ フォージェネラル パーパ
ス コミュニケーション チャンネル(An automatic eq
ualizer for generalpurpose communication channe
l)」で示されている自乗平均等化法が一般的に知られて
いる。
信符号からの符号間干渉 を可変減衰器5,6,7,8および9で消去することである。可
変減衰器5,6,7,8および9の減衰量aiを自動的かつ理想的
に変化させるアルゴリズムは様々で、例えば、1965年4
月発行のベル システム テクニカル ジャーナル(Bel
l System Technical Journal)vol.44,pp547-588記載の
「オートマチック エコライゼイション フォーディジ
タル コミュニケーションン(Automatic equalization
for digital communication)」に示されているzero
forcing法,1967年11月発行のベル システム テクニ
カルジャーナルvol.46,pp 2179-2208記載の「アン オ
ートマチック エコライザ フォージェネラル パーパ
ス コミュニケーション チャンネル(An automatic eq
ualizer for generalpurpose communication channe
l)」で示されている自乗平均等化法が一般的に知られて
いる。
また、多少構成が異なるが、1970年5月発行のアイイー
イーイー トランザクションズ オン インフォーメー
ション セオリイ(IEEE TRNSACTIONS ON INFORMATION T
HEORY)vol.IT-16,pp270-276記載の「アン アナリシス
オブ ア デイシジョン ダイレクティド レシーバ
ー ウィズ アン ノウン プライア(An alysis of a
Decision Directed Receiver with Unknown Prior)」で
示されている非線形自動等化法などもある。
イーイー トランザクションズ オン インフォーメー
ション セオリイ(IEEE TRNSACTIONS ON INFORMATION T
HEORY)vol.IT-16,pp270-276記載の「アン アナリシス
オブ ア デイシジョン ダイレクティド レシーバ
ー ウィズ アン ノウン プライア(An alysis of a
Decision Directed Receiver with Unknown Prior)」で
示されている非線形自動等化法などもある。
また、第2図の入力端子に与えられる信号が相位相変調
または16値直交振幅変調された複数信号である場合に
は、1975年6月発行のアイイーイーイー トランザクシ
ョンズ オン コミュニケーションズ(IEEE TRNSACTION
S ON COMMUNICA-TIONS),vol.COM-23,pp684〜687記載の
「ツー イクステンショナル アプリケーションズ オ
ブ ザ ゼロフォーシィング エコライゼイション メ
ソッド(Two Extensional Applications of the Zero Fo
rcing Equalization Method)」に示されていた自動等化
法がある。
または16値直交振幅変調された複数信号である場合に
は、1975年6月発行のアイイーイーイー トランザクシ
ョンズ オン コミュニケーションズ(IEEE TRNSACTION
S ON COMMUNICA-TIONS),vol.COM-23,pp684〜687記載の
「ツー イクステンショナル アプリケーションズ オ
ブ ザ ゼロフォーシィング エコライゼイション メ
ソッド(Two Extensional Applications of the Zero Fo
rcing Equalization Method)」に示されていた自動等化
法がある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は可変減衰
器の減衰量（タップ・グイン）を推定する回路が異なる
だけであり、非線形自動等化器の外は第2図に示したよ
うな構成になっている。
器の減衰量（タップ・グイン）を推定する回路が異なる
だけであり、非線形自動等化器の外は第2図に示したよ
うな構成になっている。
第3図は従来の非線形自動等化器のブロック図を示し、
参照数字1′,2′,3′および4′は第1図の構成要素1、
2、3および4に対応し、参照数字5′,6′,7′,8′および
9′は第1図の構成要素5、6、7、8および9に対応し、参
照数字10′は第1図の構成要素10と対応し、参照数字1
1′は第1図の構成要素11と対応し、参照数字12′は第1
図の構成要素12と対応し、参照数字13、14は加算器であ
る。
参照数字1′,2′,3′および4′は第1図の構成要素1、
2、3および4に対応し、参照数字5′,6′,7′,8′および
9′は第1図の構成要素5、6、7、8および9に対応し、参
照数字10′は第1図の構成要素10と対応し、参照数字1
1′は第1図の構成要素11と対応し、参照数字12′は第1
図の構成要素12と対応し、参照数字13、14は加算器であ
る。
第3図の構成が第1図と異なる点は、先行符号から干渉を
先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理的に
は第2図の構成の動作と同じである。そこで、以降で扱
う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては、第
2図のものを考える。但し、この場合、可変減衰器は複
素信号を扱うものとする。
先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理的に
は第2図の構成の動作と同じである。そこで、以降で扱
う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては、第
2図のものを考える。但し、この場合、可変減衰器は複
素信号を扱うものとする。
第4図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の様子を示
す図である。参照数字30を送信側地上局、参照数字31を
受信地上局、参照数字32を通信衛星として、水平偏波30
0および垂直偏波301を送信すると、垂直偏波から水平偏
波への交差偏波干渉はアップ・リンク（衛星向送信）で
発生する干渉302、ダウン・リンク（地上局向送信）で
発生する干渉303と、水平偏波自身の自己干渉304とが主
なものである。今、両偏波とも同一の搬送周波数を持っ
ているとすれば、これらの全ての干渉は周期検波して得
られたベース・バンド信号に於いては、各干渉の和とな
って得られる。この為、正確に干渉成分が分かれば、こ
れらを検波したベース・バンド信号から減ずることによ
り干渉成分が消去できることが分る。
す図である。参照数字30を送信側地上局、参照数字31を
受信地上局、参照数字32を通信衛星として、水平偏波30
0および垂直偏波301を送信すると、垂直偏波から水平偏
波への交差偏波干渉はアップ・リンク（衛星向送信）で
発生する干渉302、ダウン・リンク（地上局向送信）で
発生する干渉303と、水平偏波自身の自己干渉304とが主
なものである。今、両偏波とも同一の搬送周波数を持っ
ているとすれば、これらの全ての干渉は周期検波して得
られたベース・バンド信号に於いては、各干渉の和とな
って得られる。この為、正確に干渉成分が分かれば、こ
れらを検波したベース・バンド信号から減ずることによ
り干渉成分が消去できることが分る。
まず、自己干渉304は通常の多重伝播路回線歪みと考え
られるので、第2図に示した通常の自動等化器でその影
響は除去される。
られるので、第2図に示した通常の自動等化器でその影
響は除去される。
次に、干渉302および303についても、垂直偏波側で送信
された送信符号が分かれば、この符号をもとに垂直偏波
からの干渉は完全に除去することができる。
された送信符号が分かれば、この符号をもとに垂直偏波
からの干渉は完全に除去することができる。
第5図は従来から知られていた線形演算による交差偏波
補償回路のブロック図である。図中ブロック4010がフィ
ルターであり、参照数字40,41,42,43,44,45,46および47
は第2図の各遅延回路と同一のものであり、参照数字48,
49,50,51,52,53,54,55,56および57は第2図の各可変減衰
器と同一のものであり、参照数字59は第2図のサンプラ
ー11と同一のものであり、参照数字60は第2図の信号識
別器12と同一のものである。
補償回路のブロック図である。図中ブロック4010がフィ
ルターであり、参照数字40,41,42,43,44,45,46および47
は第2図の各遅延回路と同一のものであり、参照数字48,
49,50,51,52,53,54,55,56および57は第2図の各可変減衰
器と同一のものであり、参照数字59は第2図のサンプラ
ー11と同一のものであり、参照数字60は第2図の信号識
別器12と同一のものである。
まず、入力端子400には水平偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられ、入力端子401へは垂
直偏波により送られてきた復調ベニス・バンド信号が加
えられる。この回路において、垂直偏波から水平偏波の
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽抽出され
る。
調ベース・バンド信号が加えられ、入力端子401へは垂
直偏波により送られてきた復調ベニス・バンド信号が加
えられる。この回路において、垂直偏波から水平偏波の
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽抽出され
る。
減衰器48,49,50,51および52から出力により水平偏波成
分自身の波形歪みと第4図に示した自己干渉304の和 を除去することができる。
分自身の波形歪みと第4図に示した自己干渉304の和 を除去することができる。
次に、減衰器53,54,55,56および57からの出力により第4
図の交差偏波干渉302および303の和 を除去することができる。従って、出力端子402には全
ての干渉が除去された水平偏波成分 のみが出力される。
図の交差偏波干渉302および303の和 を除去することができる。従って、出力端子402には全
ての干渉が除去された水平偏波成分 のみが出力される。
ここで、減衰器48,49,50,51,52,53,54,55,56および57の
減衰器αi,βiに対する制御アルゴリズムは第2図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。すなわ
ち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関なデータに乗せ
られており、各データ系列は時系列的に無相関である。
従って、各減衰器の減衰量(タップ・ゲイン)を受信符号
とその推定値との差と前記減算器の入力とが直交するよ
うに選ぶと前記差を最少にできるという直交原理を利用
することができる。これは前述した自乗平均等化法の拡
張である。
減衰器αi,βiに対する制御アルゴリズムは第2図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。すなわ
ち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関なデータに乗せ
られており、各データ系列は時系列的に無相関である。
従って、各減衰器の減衰量(タップ・ゲイン)を受信符号
とその推定値との差と前記減算器の入力とが直交するよ
うに選ぶと前記差を最少にできるという直交原理を利用
することができる。これは前述した自乗平均等化法の拡
張である。
第6図は第5図の可変減衰器49に対する減衰量の制御回路
500を示したものである。図中、参照数字41,45,49,58,5
9,および60は第5図の対応する参照数字の構成要素と同
じものである。加算器63は受信符号Akとその推定値 との差 を検出するために用いられているものである。また、掛
算器61と検分器62とは一つあとの受信符号Ak+1と、先の との直交性を検出するために使用され、相関の正負によ
って可変減衰器の減衰量を増減するように動作する。
500を示したものである。図中、参照数字41,45,49,58,5
9,および60は第5図の対応する参照数字の構成要素と同
じものである。加算器63は受信符号Akとその推定値 との差 を検出するために用いられているものである。また、掛
算器61と検分器62とは一つあとの受信符号Ak+1と、先の との直交性を検出するために使用され、相関の正負によ
って可変減衰器の減衰量を増減するように動作する。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方法で行う
ことができ、回線が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減衰量制御回路500は不要になる。この
場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれば
よい。
ことができ、回線が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減衰量制御回路500は不要になる。この
場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれば
よい。
(実施例) 第1図が、本発明の一実施例を示すブロック図である。
第1図は第4図とで異なる点は、入力端子401に垂直偏波
側ベースバンド信号が加えられる代りに、仮識別器70に
よってその仮識別値(交差偏波干渉除去後の信号識別値
と区別するため仮識別値と称する。)が入力されている
点である。ただし、遅延回路46,47に入る信号に対して
は時間的に真の識別値が得られるので、真の識別値を端
子403から入れることができる。この様子構成にするこ
とにより、従来干渉側のタップ係数53,54,55,56,57が干
渉側の主伝送路特性の逆特性を模擬していたのに対し、
その必要がなくなり、干渉側から希望波側への交差伝送
路特性のみを模擬するだけでよくなり、干渉側の主伝送
路での深いフェージィングデイップ発生による交差偏波
補償能力の低下を軽減することとなる。
第1図は第4図とで異なる点は、入力端子401に垂直偏波
側ベースバンド信号が加えられる代りに、仮識別器70に
よってその仮識別値(交差偏波干渉除去後の信号識別値
と区別するため仮識別値と称する。)が入力されている
点である。ただし、遅延回路46,47に入る信号に対して
は時間的に真の識別値が得られるので、真の識別値を端
子403から入れることができる。この様子構成にするこ
とにより、従来干渉側のタップ係数53,54,55,56,57が干
渉側の主伝送路特性の逆特性を模擬していたのに対し、
その必要がなくなり、干渉側から希望波側への交差伝送
路特性のみを模擬するだけでよくなり、干渉側の主伝送
路での深いフェージィングデイップ発生による交差偏波
補償能力の低下を軽減することとなる。
先の実施例では、仮識別器70の入力には干渉側信号がそ
の交差偏波干渉が除去されないまま入力されているの
で、干渉が大きい場合及び雑音レベルが高くなったとき
の仮識別の誤りが問題になる。入力信号が64値QAM,256Q
AM信号などレベル信号に対しては、干渉側の仮識別誤り
がただちに逆方向の補償をする様なことはないが識別誤
りの対策が必要となってくる。
の交差偏波干渉が除去されないまま入力されているの
で、干渉が大きい場合及び雑音レベルが高くなったとき
の仮識別の誤りが問題になる。入力信号が64値QAM,256Q
AM信号などレベル信号に対しては、干渉側の仮識別誤り
がただちに逆方向の補償をする様なことはないが識別誤
りの対策が必要となってくる。
第7図は仮識別器の実施例を示すブロック図である。図
中70は識別器71は識別器70への入力xとその識別器出力
の識別値 との差 を得る差の減算器、72は を得る絶対値回路、73は がある閾値に対して上にあるか下にあるかを判定する比
較器、74はスイッチで比較器出力により制御され、 がある閾値以下である時には下側を、逆にある閾値以上
である時には上側が出力される。これによりこの仮識別
器出力 は となる。これにより信号に対する外乱が大きく識別誤り
を起す可能性のある上記(ii)の場合には識別を行わず入
力信号xをそのまま出力することにより識別誤りを起こ
した時に生ずぬ逆補償を軽減するものである。この場
合、多くの入力信号に対してx＝xであるので、タップ係
数は、やはり干渉側の主伝送路歪みの影響は受けない。
中70は識別器71は識別器70への入力xとその識別器出力
の識別値 との差 を得る差の減算器、72は を得る絶対値回路、73は がある閾値に対して上にあるか下にあるかを判定する比
較器、74はスイッチで比較器出力により制御され、 がある閾値以下である時には下側を、逆にある閾値以上
である時には上側が出力される。これによりこの仮識別
器出力 は となる。これにより信号に対する外乱が大きく識別誤り
を起す可能性のある上記(ii)の場合には識別を行わず入
力信号xをそのまま出力することにより識別誤りを起こ
した時に生ずぬ逆補償を軽減するものである。この場
合、多くの入力信号に対してx＝xであるので、タップ係
数は、やはり干渉側の主伝送路歪みの影響は受けない。
以上のように本発明によれば交差偏波補償をベース・バ
ンド帯で行うことができる為、現用の単一偏波用の送受
信号に全く手を加えることなく交差偏波共用を実現させ
ることができる。
ンド帯で行うことができる為、現用の単一偏波用の送受
信号に全く手を加えることなく交差偏波共用を実現させ
ることができる。
また、衛星通信、特にTDMA通信の様に同一受信アンテナ
で複数個の局からの信号を次々受信するような場合の交
差偏波補償法とし、特に有効であり、従来の給電系や中
間周波数帯での補償法からはこれらの効果は全く期待で
きない。
で複数個の局からの信号を次々受信するような場合の交
差偏波補償法とし、特に有効であり、従来の給電系や中
間周波数帯での補償法からはこれらの効果は全く期待で
きない。
フェージングによる交差偏波識別度の劣化の主要因は正
偏波成分の減衰である。この状態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復調器によって得られるため受信側で前記異
偏波成分を消去することができる。従って、従来降雨に
よる正偏波成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的
に対応して低下していったところを本発明を用いること
により同識別度をある程度の正偏波減衰に対しては十分
実用に耐える程に保たせることができる。
偏波成分の減衰である。この状態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復調器によって得られるため受信側で前記異
偏波成分を消去することができる。従って、従来降雨に
よる正偏波成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的
に対応して低下していったところを本発明を用いること
により同識別度をある程度の正偏波減衰に対しては十分
実用に耐える程に保たせることができる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図およ
び第3図は従来の自動等化器のブロック図、第4図は衛星
通信に於ける交差偏波干渉を説明するための図、第5図
は従来の線形演算による交差偏波補償回路のブロック
図、第6図は減衰量制御回路を示す図、第7図は仮識別器
の構成例を示す図である。図中、4010はフィルタ、40〜
47は遅延回路、48〜57は可変減衰器、58は加算器、59は
サンプラー、60は信号識別器(希望波側)、70は干渉側信
号識別器、をそれぞれ示す。
び第3図は従来の自動等化器のブロック図、第4図は衛星
通信に於ける交差偏波干渉を説明するための図、第5図
は従来の線形演算による交差偏波補償回路のブロック
図、第6図は減衰量制御回路を示す図、第7図は仮識別器
の構成例を示す図である。図中、4010はフィルタ、40〜
47は遅延回路、48〜57は可変減衰器、58は加算器、59は
サンプラー、60は信号識別器(希望波側)、70は干渉側信
号識別器、をそれぞれ示す。
Claims (1)
- 【請求項１】同一ビットレートの第1及び第2のディジタ
ル系列{ak},{bk}を相直交する第1及び第2の偏波にのせ
るディジタル無線伝送において、前記第1及び第2の偏波
より受信される信号を各々{Ak},{Bk}とし、前記Bkとそ
の識別値 の差が小である場合には をそうでない場合にはBkを仮識別出力 として出力する仮識別手段と、前記 が供給され、出力 を得るフィルタ、とを備えたことを特徴とする交差偏波
補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60027101A JPH0642653B2 (ja) | 1985-02-14 | 1985-02-14 | 交差偏波補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60027101A JPH0642653B2 (ja) | 1985-02-14 | 1985-02-14 | 交差偏波補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61187438A JPS61187438A (ja) | 1986-08-21 |
| JPH0642653B2 true JPH0642653B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=12211691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60027101A Expired - Lifetime JPH0642653B2 (ja) | 1985-02-14 | 1985-02-14 | 交差偏波補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0642653B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2932380B1 (ja) | 1998-01-30 | 1999-08-09 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 干渉波検出回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133156A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
| JPS5617543A (en) * | 1979-07-24 | 1981-02-19 | Nec Corp | Axial ratio compensating circuit |
-
1985
- 1985-02-14 JP JP60027101A patent/JPH0642653B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61187438A (ja) | 1986-08-21 |
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