JPH0516214B2 - - Google Patents
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- JPH0516214B2 JPH0516214B2 JP62267430A JP26743087A JPH0516214B2 JP H0516214 B2 JPH0516214 B2 JP H0516214B2 JP 62267430 A JP62267430 A JP 62267430A JP 26743087 A JP26743087 A JP 26743087A JP H0516214 B2 JPH0516214 B2 JP H0516214B2
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- polarized wave
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- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 32
- 238000005388 cross polarization Methods 0.000 claims description 19
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 19
- 238000000034 method Methods 0.000 description 18
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 9
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000004424 eye movement Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000008520 organization Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともな
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
各々消去する方式等がよく研究され実用化されて
きている。
近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
本発明の目的はデイジタル伝送における交差偏
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う交差偏波補償回路を提
供することにある。
波補償方式を復調ベース・バンド信号情報をもと
にベース・バンド帯で行う交差偏波補償回路を提
供することにある。
この発明によれば、単一偏波用の現用のアンテ
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイ
クロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビーム用いていること、ま
た、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシヨ
ン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
クロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビーム用いていること、ま
た、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシヨ
ン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
このような伝送系において、本発明は従来方式
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号を時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号を時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
この発明の回路は、同一のビツト・レートの第
１および第２のデイジタル・データ系列……ak
−２，ak−１，ak，ak＋１，ak＋２……および
……bk−２，bk−１，bk，bk＋１，bk＋２……
を相直交する第１および第２の偏波でそれぞれ周
波数が異なる搬送波に乗せるデイジタル無線伝送
において、受信を希望する前記第１の偏波を同期
検波すべく設けられた第１の偏波の搬送波を抽出
する搬送波抽出器と；前記搬送波抽出器出力を参
照搬送波とする前記第１の偏波に対する第１の同
期検波器と；偏波干渉を起こす前記第２の偏波の
同期検波を行うために設けられ前記搬送波抽出器
出力を同じく参照搬送波とする第２の同期検波器
と；前記第１および第２の偏波から同期検波によ
り前記第１および第２の系列に対応してそれぞれ
得られる第３および第４の決列……Ak−２，Ak
−１，Ak，Ak＋１，Ak＋２……および……Bk
−２，Bk−１，Bk，Bk＋１，Bk＋２……と前
記第３および第４の系列の受信側での推定値であ
る第５および第６の系列……Ａ＾ｋ−２，Ａ＾ｋ−
１，Ａ＾ｋ，Ａ＾ｋ＋１，Ａ＾ｋ＋２……および……Ｂ
＾
ｋ−２，Ｂ＾ｋ−１，Ｂ＾ｋ，Ｂ＾ｋ＋１，Ｂ＾ｋ＋２
…
…からＭ，M′，ＮおよびN′を零または正の整数
として Ck＝N′ Σi=-N αi・Ak＋ｉ＋M′ Σi=-M βi・Bk＋ｉ−N′ Σi=0 α′i・Ａ＾ｋ＋１−M′ Σi=0 β′i・Ｂ＾ｋ＋ｉ （但し、αi，βi，αi′，βi′は複素定数） なる第７の系列……Ck−２，Ck−１，Ck，Ck
＋１，Ck＋２……を出力するフイルターを備え、
前記フイルターから前記第２の偏波からの交差偏
波干渉を除去した前記第１の系列を得るようにし
たことを特徴とする。
１および第２のデイジタル・データ系列……ak
−２，ak−１，ak，ak＋１，ak＋２……および
……bk−２，bk−１，bk，bk＋１，bk＋２……
を相直交する第１および第２の偏波でそれぞれ周
波数が異なる搬送波に乗せるデイジタル無線伝送
において、受信を希望する前記第１の偏波を同期
検波すべく設けられた第１の偏波の搬送波を抽出
する搬送波抽出器と；前記搬送波抽出器出力を参
照搬送波とする前記第１の偏波に対する第１の同
期検波器と；偏波干渉を起こす前記第２の偏波の
同期検波を行うために設けられ前記搬送波抽出器
出力を同じく参照搬送波とする第２の同期検波器
と；前記第１および第２の偏波から同期検波によ
り前記第１および第２の系列に対応してそれぞれ
得られる第３および第４の決列……Ak−２，Ak
−１，Ak，Ak＋１，Ak＋２……および……Bk
−２，Bk−１，Bk，Bk＋１，Bk＋２……と前
記第３および第４の系列の受信側での推定値であ
る第５および第６の系列……Ａ＾ｋ−２，Ａ＾ｋ−
１，Ａ＾ｋ，Ａ＾ｋ＋１，Ａ＾ｋ＋２……および……Ｂ
＾
ｋ−２，Ｂ＾ｋ−１，Ｂ＾ｋ，Ｂ＾ｋ＋１，Ｂ＾ｋ＋２
…
…からＭ，M′，ＮおよびN′を零または正の整数
として Ck＝N′ Σi=-N αi・Ak＋ｉ＋M′ Σi=-M βi・Bk＋ｉ−N′ Σi=0 α′i・Ａ＾ｋ＋１−M′ Σi=0 β′i・Ｂ＾ｋ＋ｉ （但し、αi，βi，αi′，βi′は複素定数） なる第７の系列……Ck−２，Ck−１，Ck，Ck
＋１，Ck＋２……を出力するフイルターを備え、
前記フイルターから前記第２の偏波からの交差偏
波干渉を除去した前記第１の系列を得るようにし
たことを特徴とする。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図はデイジタル伝送用の従来の線形自動等
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１，
ak，ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak−１，
ak，ak＋１……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
図中、参照数字１，２，３および４はＴ秒の遅
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスakを送信したときの受信信
号Akから推定値Ａ＾ｋを得るものであり、伝送誤
りが発生しなければak＝Ａ＾ｋと推定される。
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスakを送信したときの受信信
号Akから推定値Ａ＾ｋを得るものであり、伝送誤
りが発生しなければak＝Ａ＾ｋと推定される。
第１図の等化器の機能は図より明らかなように
前後の２送信符号からの符号間干渉Σαi・αk＋ｉ
を可変減衰器５，６，８および９で消去すること
である。可変減衰器５，６，７，８および９の減
衰量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリ
ズムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44，
pp547−588記載の“Automaticequalization for
digital communicationに示されているzero
forcing法、1967年11月発行のBSTJ vol.46，
pp2179−2208記載の“An automatic equalizer
for general−purposecommunication channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られ
ている。
前後の２送信符号からの符号間干渉Σαi・αk＋ｉ
を可変減衰器５，６，８および９で消去すること
である。可変減衰器５，６，７，８および９の減
衰量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリ
ズムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44，
pp547−588記載の“Automaticequalization for
digital communicationに示されているzero
forcing法、1967年11月発行のBSTJ vol.46，
pp2179−2208記載の“An automatic equalizer
for general−purposecommunication channel”
で示されている自乗平均等化法が一般的に知られ
ている。
また、多少構成が異なるが、1970年５月発行の
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY，vol.IT−16，
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。
IEEE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY，vol.IT−16，
pp270−276記載の“Analysis of ａ Decision
Directed Receiver with Unknown Prior”で
示されている非線形自動等化法などもある。
また、第１図の入力端子に与えられる信号が４
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS，vol.COM−23，pp684
〜687記載の“Two Extensional Applications
of the Zero Forcing Equalization Method”
に示された自動等化法がある。
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS，vol.COM−23，pp684
〜687記載の“Two Extensional Applications
of the Zero Forcing Equalization Method”
に示された自動等化法がある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形目動等化器の
外は第１図ような構成になつている。
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形目動等化器の
外は第１図ような構成になつている。
第２図は従来の非線形自動等化器のブロツク図
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３，１４は加算器である。
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３，１４は加算器である。
第２図の構成が第１図と異なる点は、先行符号
からの干渉を先行符号の識別結果を基に消去する
点にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じ
である。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送
用自動等化器の構成としては、第１図のものを考
える。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を
扱うものとする。
からの干渉を先行符号の識別結果を基に消去する
点にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じ
である。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送
用自動等化器の構成としては、第１図のものを考
える。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を
扱うものとする。
第３図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の
様子を示す図である。参照数字30を送信側地上
局、参照数字31を受信側地上局、参照数字32を通
信衛星として、水平偏波３００および垂直偏波３
０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波への交
差偏波干渉はアツプ・リンク（衛星向送信）で発
生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局向送
信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身の自
己干渉３０４とが主なものである。今、両偏波と
も同一の搬送周波数を持つているとすれば、これ
ら全ての干渉は同期検波して得られたベース・バ
ンド信号に於いては、各干渉の和となつて得られ
る。この為、正確に干渉成分が分れば、これらを
検波したベース・バンド信号から減ずることによ
り干渉成分が消去できることが分る。
様子を示す図である。参照数字30を送信側地上
局、参照数字31を受信側地上局、参照数字32を通
信衛星として、水平偏波３００および垂直偏波３
０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波への交
差偏波干渉はアツプ・リンク（衛星向送信）で発
生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局向送
信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身の自
己干渉３０４とが主なものである。今、両偏波と
も同一の搬送周波数を持つているとすれば、これ
ら全ての干渉は同期検波して得られたベース・バ
ンド信号に於いては、各干渉の和となつて得られ
る。この為、正確に干渉成分が分れば、これらを
検波したベース・バンド信号から減ずることによ
り干渉成分が消去できることが分る。
ここで、両偏波の搬送波周波数が同一の場合と
Δだけ異なる場合とについて以下に本発明の動
作を説明する。
Δだけ異なる場合とについて以下に本発明の動
作を説明する。
まず、両偏波とも同一送信局が使用する場合
（Δ＝０）について本発明の動作を以下に述べ
る。
（Δ＝０）について本発明の動作を以下に述べ
る。
自己干渉３０４は通常の多重伝播回線上の歪み
と考えられるので、第１図に示した通常の自動等
化器でその影響は除去される。
と考えられるので、第１図に示した通常の自動等
化器でその影響は除去される。
次に、干渉３０２および３０３についても、垂
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。
第４図は第１図に示す自動等化器の構成を利用
した交差偏波補償回路のブロツク図を示す図であ
る。図中、ブロツク４０１０がフイルターであ
り、参照数字４０，４１，４２，４３，４４，４
５，４６および４７は第１図の各遅延回路と同一
のものであり、参照数字４８，４９，５０，５
１，５２，５３，５４，５５，５６および５７は
第１図の各可変減衰器と同一のものであり、参照
数字５８は第１図の加算器１０と同一のものであ
り、参照数字５９は第１図のサンプラー１１と同
一のものであり、参照数字６０は第１図の信号識
別器１２と同一のものである。
した交差偏波補償回路のブロツク図を示す図であ
る。図中、ブロツク４０１０がフイルターであ
り、参照数字４０，４１，４２，４３，４４，４
５，４６および４７は第１図の各遅延回路と同一
のものであり、参照数字４８，４９，５０，５
１，５２，５３，５４，５５，５６および５７は
第１図の各可変減衰器と同一のものであり、参照
数字５８は第１図の加算器１０と同一のものであ
り、参照数字５９は第１図のサンプラー１１と同
一のものであり、参照数字６０は第１図の信号識
別器１２と同一のものである。
まず、入力端子４００には水平偏波により送ら
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１には垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１には垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
この回路において、垂直偏波から水平偏波への
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
減衰器４８，４９，５０，５１および５２から
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和2 Σi=-2 αi・ak＋ｉ を除去することができる。
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和2 Σi=-2 αi・ak＋ｉ を除去することができる。
次に、減衰器５３，５４，５５，５６および５
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和2 Σi=-2 −βi・bk＋ｉを除去するこ
とができる。従つて、出力端子４０２には全ての
干渉が除去された水平偏波成分Ck＝2 Σi=-2 αi・Ak
＋ｉ＋2 Σi=-2 βi・Bk＋１akのみが出力される。
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和2 Σi=-2 −βi・bk＋ｉを除去するこ
とができる。従つて、出力端子４０２には全ての
干渉が除去された水平偏波成分Ck＝2 Σi=-2 αi・Ak
＋ｉ＋2 Σi=-2 βi・Bk＋１akのみが出力される。
ここで、減衰器４８，４９，５０，５１，５
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi，βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器の出力が受信
符号とその推定値との差とが直交するように選ぶ
と前記差を最少にできるという直交原理を利用す
ることができる。これは前述した自乗平均等化法
の拡張である。
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi，βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、前記減衰器の出力が受信
符号とその推定値との差とが直交するように選ぶ
と前記差を最少にできるという直交原理を利用す
ることができる。これは前述した自乗平均等化法
の拡張である。
第７図は本発明の一実施例を示し、第２図の非
線形自動等化器の構成を使用した交差偏波補償回
路を示す。図において、交差偏波補償回路は、８
個の信号処理回路１２４〜１３１と、加算回路１
３２および１３３と、識別回路１３４および１３
５を有している。各信号処理回路は遅延回路と可
変減衰器と加算器から構成されている。入力端子
１２０には、水平偏波により送られてきた復調ベ
ースバンド信号AKが供給され、入力端子１２１
には垂直偏波により送られてきた復調ベースバン
ド信号BKが供給される。まず、第１の信号処理
回路１２４は、ベースバンドAKを処理して第１
の処理信号としてΣAK+i・αiを出力する。同様に
して、第２の信号処理回路１２５は、ベースバン
ド信号BKを処理して第２の処理信号ΣBK+i・βiを
出力する。これら第１および第２の処理信号は、
第３および第４の信号処理回路１２６および１２
７から与えられる第３および第４の処理信号と加
算器１３２で減算（負の加算）される。この加算
器１３２の出力は、次に識別器１３４で識別さ
れ、ベースバンド信号AKの推定値Ａ＾Kが得られ
る。この推定値Ａ＾Kは、第３の信号処理回路１２
６で処理され、前述の第３の処理信号ΣＡ＾K+i・
αi′が得られる。一方、第４の処理信号は、ベー
スバンド信号BKの推定値をＢ＾Kとして、こ推定値
Ｂ＾Kを第４の信号処理回路１２７で処理すること
により得られる。
線形自動等化器の構成を使用した交差偏波補償回
路を示す。図において、交差偏波補償回路は、８
個の信号処理回路１２４〜１３１と、加算回路１
３２および１３３と、識別回路１３４および１３
５を有している。各信号処理回路は遅延回路と可
変減衰器と加算器から構成されている。入力端子
１２０には、水平偏波により送られてきた復調ベ
ースバンド信号AKが供給され、入力端子１２１
には垂直偏波により送られてきた復調ベースバン
ド信号BKが供給される。まず、第１の信号処理
回路１２４は、ベースバンドAKを処理して第１
の処理信号としてΣAK+i・αiを出力する。同様に
して、第２の信号処理回路１２５は、ベースバン
ド信号BKを処理して第２の処理信号ΣBK+i・βiを
出力する。これら第１および第２の処理信号は、
第３および第４の信号処理回路１２６および１２
７から与えられる第３および第４の処理信号と加
算器１３２で減算（負の加算）される。この加算
器１３２の出力は、次に識別器１３４で識別さ
れ、ベースバンド信号AKの推定値Ａ＾Kが得られ
る。この推定値Ａ＾Kは、第３の信号処理回路１２
６で処理され、前述の第３の処理信号ΣＡ＾K+i・
αi′が得られる。一方、第４の処理信号は、ベー
スバンド信号BKの推定値をＢ＾Kとして、こ推定値
Ｂ＾Kを第４の信号処理回路１２７で処理すること
により得られる。
従つて、前述の加算器１３２の出力CKは次の
ように表わされる。
ように表わされる。
CK＝N′
Σ
AK+i・αi＋ΣBK+i・βi−ΣＡ＾K+i・αi′−Σ
Ｂ＾K+i・βi′ なお、第５〜第８の信号処理回路１２８〜１３
１の加算器１３３および識別器１３５はベースバ
ンド信号BKの推定値Ｂ＾K得るために使用され、そ
の動作はベースバンド信号AK推定値Ａ＾Kを求める
過程と同じであり、そのときの加算器１３３の出
力dKは、次のように表わせる。
Ｂ＾K+i・βi′ なお、第５〜第８の信号処理回路１２８〜１３
１の加算器１３３および識別器１３５はベースバ
ンド信号BKの推定値Ｂ＾K得るために使用され、そ
の動作はベースバンド信号AK推定値Ａ＾Kを求める
過程と同じであり、そのときの加算器１３３の出
力dKは、次のように表わせる。
dK＝−Σβi・AK+i
＋Σαi・BK+i＋Σβi′・Ａ＾K+i−Σαi′・Ｂ＾
K+i 第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，４５，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
定値Ａ＾ｋとの差（Ak−Ａ＾ｋ）を検出するために
用いられるものである。また、掛算器６１と積分
器６２とは一つあとの受信符号Ak＋１と、先の
（Ak−Ａ＾ｋ）との直交性を検出するために使用さ
れ、相関の正負によつて可変減衰器の減衰量を増
減するように動作する。
K+i 第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，４５，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
定値Ａ＾ｋとの差（Ak−Ａ＾ｋ）を検出するために
用いられるものである。また、掛算器６１と積分
器６２とは一つあとの受信符号Ak＋１と、先の
（Ak−Ａ＾ｋ）との直交性を検出するために使用さ
れ、相関の正負によつて可変減衰器の減衰量を増
減するように動作する。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
次に偏波１および２の搬送周波数がΔHzだけ
異なる場合について考える。偏波１を同期検波し
て得られたベース・バンド信号b1（ｔ）は、（ｈ
（ｔ）＋ξ1・ｈ（ｔ＋Δt1）＋ξ2・ｇ（ｔ＋Δt2）＋
ξ3・ｇ（ｔ＋Δt3）exp（−j2πΔt）（ξ1，ξ2，
ξ3は
係数）なる形に書ける。ここで第１項は求める系
列１と自己干渉３０４との和、第２項は交差偏波
干渉３０２，３０３和である。
異なる場合について考える。偏波１を同期検波し
て得られたベース・バンド信号b1（ｔ）は、（ｈ
（ｔ）＋ξ1・ｈ（ｔ＋Δt1）＋ξ2・ｇ（ｔ＋Δt2）＋
ξ3・ｇ（ｔ＋Δt3）exp（−j2πΔt）（ξ1，ξ2，
ξ3は
係数）なる形に書ける。ここで第１項は求める系
列１と自己干渉３０４との和、第２項は交差偏波
干渉３０２，３０３和である。
偏波２をそれ自身の搬送波で同期検波すると、
ｇ（ｔ）が得られるが、これをもとにb1（ｔ）第
２項を消去しようとすると、exp（−j2πΔt）の
項の補正をする必要がある。この補正を行わない
方法としては、偏波２を偏波１の搬送波で同期検
波をするのがよい。同検波で得られるベース・バ
ンド信号b2（ｔ）はｇ（ｔ）exp（−i2πΔt）なる
形をしている。このため、b1（ｔ）の第２項を消
去するに都合のよい形でb2（ｔ）が得られること
になる。
ｇ（ｔ）が得られるが、これをもとにb1（ｔ）第
２項を消去しようとすると、exp（−j2πΔt）の
項の補正をする必要がある。この補正を行わない
方法としては、偏波２を偏波１の搬送波で同期検
波をするのがよい。同検波で得られるベース・バ
ンド信号b2（ｔ）はｇ（ｔ）exp（−i2πΔt）なる
形をしている。このため、b1（ｔ）の第２項を消
去するに都合のよい形でb2（ｔ）が得られること
になる。
本発明の原理がこれである。第６図は本発明の
一実施例のブロツク図を示す図である。
一実施例のブロツク図を示す図である。
図中、参照数字７０は受信アンテナ、参照数字
７１は直交偏波分離器、参照数字７２および７３
は同期検波器、参照数字７７は同期検波器７２に
同期用搬送波を供給する搬送波抽出器、参照数字
４０００は第４図に示したフイルターである。
７１は直交偏波分離器、参照数字７２および７３
は同期検波器、参照数字７７は同期検波器７２に
同期用搬送波を供給する搬送波抽出器、参照数字
４０００は第４図に示したフイルターである。
受信アンテナ７０には２相PSKに（位相変調）
信号が入力されるものとする。搬送波抽出器７７
は、自乗回路７４、狭帯域帯域、波器７５および
２分周器７６から構成されている。
信号が入力されるものとする。搬送波抽出器７７
は、自乗回路７４、狭帯域帯域、波器７５および
２分周器７６から構成されている。
今、同期検波器７２に希望する偏波１が入力さ
れ、同期検波器７３に偏波干渉を引き起す偏波２
が入力されるものとする。フイルター４０００の
入力端子４００には、前述したようにb1（ｔ）が
与えられ同期検波器７２，７３には共通に搬送波
抽出器７７の出力が加えれているので、b2（ｔ）
が供給される。これによりフイルター出力端子４
０２からは全ての干渉が取り除かれたｈ（ｔ）の
みが出力されてくる。
れ、同期検波器７３に偏波干渉を引き起す偏波２
が入力されるものとする。フイルター４０００の
入力端子４００には、前述したようにb1（ｔ）が
与えられ同期検波器７２，７３には共通に搬送波
抽出器７７の出力が加えれているので、b2（ｔ）
が供給される。これによりフイルター出力端子４
０２からは全ての干渉が取り除かれたｈ（ｔ）の
みが出力されてくる。
以上のように、本発明によれば、交差偏波補償
をベース・バンド帯で行うことができるため、現
用の単一偏波用の送受信系に全く手を加えること
なく交差偏波共用を実現させることができる。
をベース・バンド帯で行うことができるため、現
用の単一偏波用の送受信系に全く手を加えること
なく交差偏波共用を実現させることができる。
また、衛星通信、特にTDMA通信の様に同一
受信アンテナで複数個の局からの信号を次々に受
信するような場合の交差偏波補償法とし、特に有
効であり、従来の給電系や中間周波数帯での補償
法からはこれらの効果は全く期待できない。
受信アンテナで複数個の局からの信号を次々に受
信するような場合の交差偏波補償法とし、特に有
効であり、従来の給電系や中間周波数帯での補償
法からはこれらの効果は全く期待できない。
第１図および第２図は従来の自動等化器のブロ
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は第１図の
等化器の構成を使用した偏波補償回路の一例を示
す図、第５図は第４図に示したフイルターの可変
減衰器の減衰量制御回路を示す図および第６図は
本発明の一実施例のブロツク図を示す図である。
第７図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第６図において、７２が同期検波器７，７３が同
期検波器２，７７が搬送波抽出器、４０００がフ
イルター１。
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は第１図の
等化器の構成を使用した偏波補償回路の一例を示
す図、第５図は第４図に示したフイルターの可変
減衰器の減衰量制御回路を示す図および第６図は
本発明の一実施例のブロツク図を示す図である。
第７図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第６図において、７２が同期検波器７，７３が同
期検波器２，７７が搬送波抽出器、４０００がフ
イルター１。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同一のビツト・レートの第１および第２のデ
イジタル・データ系列……ak−２，ak−１，
ak，ak＋１，ak＋２……および……bk−２，bk
−１，bk，bk＋１，bk＋２……を相直交する第
１および第２の偏波でそれぞれ周波数が異なる搬
送に乗せるデイジタル無線伝送において、 受信を希望する前記第１の偏波を同期検波をす
べく設けられた第１の偏波の搬送波を抽出する搬
送波抽出器と；前記搬送波抽出器出力を参照搬送
波とする前記第１の偏波に対する第１の同期検波
器と；偏波干渉を起こす前記第２の偏波の同期検
波を行うために設けられ前記搬送波抽出器出力を
同じく参照搬送波とする第２の同期検波器と；前
記第１および第２の偏波から同期検波により前記
第１および第２の系列に対応してそれぞれ得られ
る第３および第４の系列……Ak−２，Ak−１，
Ak，Ak＋１，Ak＋２……およびBk−２，Bk
−１，Bk，Bk＋１，Bk＋２……と前記第３お
よび第４の系列の受信側での推定値である第５お
よび第６の系列……Ａ＾ｋ−２，Ａ＾ｋ−１，Ａ＾ｋ，
Ａ＾＋１，Ａ＾ｋ＋２……および……Ｂ＾ｋ−２，Ｂ＾
ｋ
−１，Ｂ＾ｋ，Ｂ＾ｋ＋１，Ｂ＾ｋ＋２……からＭ，
M′，ＮおよびN′を零または正の整数として Ck＝N′ Σi=-N αi・Ak＋ｉ＋M′ Σi=-M βi・Bk＋ｉ−N′ Σi=0 α′i・Ａ＾ｋ＋ｉ−M′ Σi=0 β′i・Ｂ＾ｋ＋ｉ （但し、αi，βi，αi′，βi′は複数定数） なる第７の系列……Ck−２，Ck−１，Ck，Ck
＋１，Ck＋２……を出力するフイルターを備え、
前記フイルターから前記第２の偏波からの交差偏
波干渉を除去した前記第１の系列を得るようにし
たことを特徴とする交差偏波補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62267430A JPS63219243A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62267430A JPS63219243A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2476579A Division JPS55133155A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63219243A JPS63219243A (ja) | 1988-09-12 |
| JPH0516214B2 true JPH0516214B2 (ja) | 1993-03-03 |
Family
ID=17444736
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62267430A Granted JPS63219243A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63219243A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05102920A (ja) * | 1991-04-22 | 1993-04-23 | Trw Inc | セル式の電話サテライトシステム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133155A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
-
1987
- 1987-10-23 JP JP62267430A patent/JPS63219243A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133155A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05102920A (ja) * | 1991-04-22 | 1993-04-23 | Trw Inc | セル式の電話サテライトシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63219243A (ja) | 1988-09-12 |
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