JPS61187438A - 交差偏波補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともない生じる
交差偏波干渉補償技術に関する。

（従来技術とその問題点） マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星通信を中
心に急速に発展している。無線通信の需要は今後移動通
信サービスの拡大等の理由で更に増大していくことが予
想され、準ミリ波以上の周波帯開拓と共に、実用的価値
の高い現用の周波数帯のいわゆる周波数再度利用の考え
が高まっている。すてにＣＣＩＲ（国際無線通信諮問委
員会）の４〜６ＧＨｚのＦＭＳＩ線周波数配置に関する
勧告には、直交偏波を使用することが明記されている。

また、衛星通信においてもＩＮ置ＳＡＴ　（国際電気通
信衛星機構）は、Ｖ量系衛星で単一偏波で用いられてき
た４〜６ＧＨｚ帯での直交偏波共用術を実用化する模様
である。

これらの直交偏波共用化の達成には、アンテナや給電装
置などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬
上の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発
も重要な課題となっている。

本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立で、両側
波を同時に伝送できる伝送線路であるが、実際の伝搬路
には降雨などの媒質の異方性が存在し、直交偏波共用方
式を採用すると、交差偏波の発生による偏波間の結合が
異変波チャンネル干渉を起こすことになる。

交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をアンテナ給
電装置や無線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を
行なうものである。

従来、マイクロ波帯通信はＦＭを中心とするアナログ伝
送が中心であったことから、前述の交差偏波補償方式も
アンテナ給電装置周辺に可変移相器と減衰器とを設は直
交度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償回路を設
は異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく研究され
実用化されてきている。

近年、マイクロ波帯においても、ディジタル伝送が使用
される様になり交差偏波補償方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。

（発明の目的） 本発明の目的はディジタル伝送において交差偏波を共用
して２重に周波数帯を利用する為の交差偏波補償回路を
提供することにある。

この発明によれば、単−偏波用の現用のアンテナ系およ
び中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏波
共用のディジタル伝送を行うことができる。

現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイクロ回線
のそれに比較してかなり広いこと、またグローバル・ビ
ーム用のアンテナでは実効送信電力を高めるため非対称
ビームを用いること、また、宇宙空間におけるファラデ
ー・ローテーション等により、高い直交偏波識別度が期
待できない。

このような伝送系において、本発明は従来方式と比較し
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもＴＤＭＡのように同一アンテナで複数局の信号を時
分割的に受信するよう・　　な場合にも各送信局個別に
交差偏波補償を行うことできる。

（発明の構成） 本発明によれば、同一ビットレートの第１及び第２のデ
ィジタル系列｛ａｋ｝、｛ｂｋ｝を相直交する第１及び
第２の偏波にのせるディジタル無線伝送において、前記
第１及び第２の偏波より受信される信号を各々（。ｉ、
ｐｉ複素数、Ｍ、Ｍ”、Ｎ、Ｎ’正整数）を得るフィル
タ、とを備えたことを特徴とする交差偏波補償回路が得
られる。

（構成の詳細な説明） 次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。

第２図はディジタル伝送用の従来の線形自動等化器のブ
ロック図である。端子１００には帯域制限されたランダ
ムパルス・・・・・・ａｋ−１，ａｋ、ａｋ＋１・・・
・・・がＴ秒間隔で次々に加えられる。

図中、参照数字１，２，３および４はＴ秒の遅滞回路、
参照数字５，６，７，８および９は可変減衰器、参照数
字１０は加算器、参照数字１１はサンプラーであり、ま
た参照数字１２は信号識別回路であり、パルスａｋ＆送
信したときの受信信号Ａ、から推定値Ａｋｔ得るもので
あり、伝送誤りが発生しなければａｙ”　Ａｙと推定さ
れる。

第２図の等化器の機能は図より明らかなように前後の２
送信符号からの符号量干渉 を可変減衰器５，６，７．８および９で消去することで
ある。可変減衰器５，６，７．８および９の減衰量。ｉ
を自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズムは様々で
、例えば、１９６５年４月発行のベルシステムテクニカ
ルジャーナル（Ｂｅｌｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｅｃｈｎｉ
ｃａｌ　Ｊｏｕｒｎａｌ）ｖｏｌ、４４．　ｐｐ５４７
−５８８記載の「オートマチックエコライゼイションフ
ォーディジタルコミュニケーションン（Ａｕｔｏｍａｔ
ｉｃ　　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　　ｆｏｒ　　ｄｉ
ｇｉｔａｌｃｏｍｍｕｎｉｃａ　ｔｉｏｎ月に示されて
いるｚｅｒｏ　ｆｏｒｃｉｎｇ法、１９６７年１１月発
行のベルシステムテクニカルジャーナルｖｏ１．４６．
　ｐｐ　２１７９−２２０８記載の［アンオートマチッ
クエコライザフォージェネラルパーパスコミュニケーシ
ョンチャンネル（Ａｎ　ａｕｔｏｍａｔｉｃｅｑｕａｌ
ｉｚｅｒ　ｆｏｒ　ｇｅｎｅｒａｌｐｕｒｐｏｓｅ　ｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｃｈａｎｎｅｌ）　Ｊで示さ
れている自乗平均等化法が一般的に知られている。

また、多少構成が異なるが、１９７０年５月発行のアイ
イーイーイー　トランザクションズオンインフォーメー
ションセオリイ（ＩＥＥＥＴＲＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ
　ＩＮＦＯＲＭＡＴＩＯＮ　ＴＨＥＯＲＹ）ｖｏｌ、Ｉ
Ｔ−１６，ｐｐ２７０−２７６記載の［アンアナリシス
オプアデイシジョンダイレクティドレシーバーウィズア
ンノウンプライア（Ａｎ　ａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　ａ　Ｄ
ｅｃｉｓｉｏｎ　Ｄｉｒｅｃｔｅｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ
　ｗｉｔｈＵｎｋｎｏｗｎ　Ｐｒｌｏｒ月で示されてい
る非線形自動等化法などもある。

また、第２図の入力端子に与えられる信号が相位相麦調
または１６値直薬振幅変調された複数信号である場合に
は、１９７５年６月発行のアイイーイーイートランザク
ションズオンコミュニケーションズ・（ＩＥＥＥ　ＴＲ
Ｎ５ＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＣＯＭＭＵＮＩＣＡ−ＴＩ
ＯＮＳ）、ｖｏｌ、Ｃ０Ｍ−２３、ｐｐ６８４〜６８７
記載の［ツーイクステンショナルアプリケーションズオ
プザゼロフオ−シイーングエコライゼイションメソッド
（Ｔｗ。

Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎａｌ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　
ｏｆ　ｔｈｅ　Ｚｅｒｏ　ＦｏｒｃｉｎｇＥｑｕａｌｉ
ｚａｔｉｏｎ　Ｍｅｔｈｏｄ月に示されていた自動等化
法がある。

上記各自動等化法による実際の等化器の構成は可変減衰
器の減衰量（夕１．ツブ・ゲイン）を推定する回路が異
なるだけであり、）、非線形自動等化器の外は第２図に
示したような構成になっている。

第３図は従来の非線形自動等化器のブロック図を示し、
参照数字１’　、２’　、３’　および４′　は第１図
の構成要素１．２．３および４に対応し、参照数字５’
　、６’　、７’　、８’　および９′は第１図の構成
要素５．６．７．８および９に対応し、参照数字１０′
　は第１図の構成要素１０と対応し、参照数字１１′　
は第１図の構成要素１１と対応し、参照数字１２′　は
第１図の構成要素１２と対応し、参照数字１３．１４は
加算器である。

第３図の構成が第１図と異なる点は、先行符号から干渉
を先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理的
には第２図の構成の動作と同じである。そこで、以降で
扱う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては、
第２図のものを考える。

但し、こめ場合、可変減衰器は複素信号を扱うものとす
る。

第４図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の様子を示
す図である。参照数字３０を送信側地上局、参照数字３
１を受信地上局、参照数字３２を通信衛星として、水平
偏波３００および垂直偏波３０１を送信すると、垂直偏
波から水平偏波への交差偏波干渉はアップ・リンク（衛
星内送信）で発生する干渉３０２、ダウン・リンク（地
上局内送信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身の
自己干渉３０４とが主なものである。

今、両側波とも・同一の搬送周波数を持っているとすれ
ば、これらの全ての干渉は周期検波して得られたベース
・バンド信号に於いては、各干渉の和となって得られる
。この為、正確に干渉成分が分かれば、これらを検波し
たベース・バンド信号から減することにより干渉成分が
消去できることが分る。

まず、自己干渉３０４は通常の多重伝播路回線歪みと考
えられるので、第２図に示した通常の自動等化器でその
影響は除去される。

次に、干渉３０２および３０３についても、垂直偏波側
で送信された送信符号が分かれば、この符号をもとに垂
直偏波からの干渉は完全に除去することができる。

第５図は従来から知られていた線形演算による交差偏波
補償回路のブロック図である。図中ブロック４０１０が
フィルターであり、参照数字４０．４１，４２．４３゜
４４、４５．４６および４７は第２図の各遅延回路と同
一のものであり、参照数字４８．４９．５０．５１．５
２．５３．５４．５５゜５６および５７は第２図の各可
変減衰器と同一のものであり、参照数字５９は第２図の
サンプラー１１と同一のものであり、参照数字６０は第
２図の信号識別器１２と同一のものである。

まず、入力端子４００には水平偏波により送られてきた
復調ベース・バンド信号が加えられ、入力端子４０１へ
は垂直偏波により送られてきた復調ペニス・バンド信号
が加えられる。この回路において、垂直偏波から水平偏
波への干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。

減衰器４８．４９．５０．５１および５２から出力によ
り水平偏波成分自身の波形歪みと第４図に示した自己干
渉３０４の和 を除去することができる。

次に、減衰器５３．５４．５５．５６および５７からの
出力により第４図の交差偏波干渉３０２および３０３の
和２　　　　　　　　゛ を除去することができる。従って、出力端子４０２には
全ての干渉が除去された水平偏波成分のみが出力される
。

ここで、減衰器４８．４９．５０．５１．５２．５３．
５４．５５．５６および５７の減衰器ａｉ、　ｐｉに対
する制御アルゴリズムは第２図の自動等比容のそれの拡
張として考えることができる。すなわち、水平偏波と垂
直偏波には全く無相関なデータが乗せられており、各デ
ータ系列は時系列的に無相関である。従って、各減衰器
の減衰量（タップ・ゲイン）を受信符号とその推定値と
の差と前記減算器の入力とが直交するように選ぶと前記
差を最少にできるという直交原理を利用することができ
る。これは前述した自乗平均等化法の拡張である。

第６図は第５図の可変減衰器４９に対する減衰量の制御
回路５００を示したものである。図中、参照数字４１、
４５．４９．５８．５９．およ”び６０は第５図の対応
する参照数字の構成要素と同じものである。加算器６３
は受信符号Ａ、とその推定値友との差（Ａｋ−４−を検
出するために用いられているものである。また、掛算器
６１と検分器６２とは一つあとの受信符号Ａ、＋１と、
先の（Ａｋ−Ａｋ）との直交性を検出するために使用さ
れ、相関の正負によって可変減衰器の減衰量を増減する
ように動作する°。

他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方法で行う
ことができ、回線が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減衰量制御回路５００は不要になる。こ
の場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれ
ばよい。

（実施例） 第１図が、本発明の一実施例を示すブロック図である。

第１図と第４図とで異なる点は、入力端子４０１に垂直
偏波側ベースバンド信号が加えられる代りに、仮線別器
７０によってその仮識別値（交差偏波干渉除去後の信号
識別値と区別するため仮識別値と称する。）が入力され
ている点である。ただし、遅延回路４６．４７に入る信
号に対しては時間的に真の識別値が得られるので、真の
識別値を端子４０３から入れることができる。この様子
構成にすることにより、従来干渉側のタップ係数５３．
５４．５５．５６．５７が干渉側の主伝送路特性の逆特
性を模擬していたのに対し、その必要がなくなり、干渉
側から希望波側への交差伝送路特性のみを模擬するだけ
でよくなり、干渉側の主伝送路での深いフエージイング
デイップ発生による交差偏波補償能力の低下を軽減する
こととなる。

先の実施例では、仮線別器７０の入力には干渉側信号が
その交差偏波干渉が除去されないまま入力されているの
で、干渉が大きい場合及び雑音レベルが高くなったとき
の仮識別の誤りが問題になる。入力信号が６４値ＱＡＭ
、２５６ＱＡＭ信号などレベル信号に対しては、干渉側
の仮識別誤りがただちに逆方向の補償をする様なことは
ないが識別誤りの対策が必要となってくる。

第７図は仮線別器の実施例を示すブロック図である。図
中７０は識別器７１は識別器７０への入力Ｘとその識別
器出力の識別値↑どの差（ｘ−’；ｊ）を得る差の減算
器、７２はＩｘ−責を得る絶対値回路、７３川Ｘ−父ｌ
がある閾値に対して上にあるか下にあるかを判定する比
較器、７４はスイッチで比較器出力により制御され、ｌ
ｘ−崗がある閾値以下である時には下側を、逆にある閾
値以上である時には上側が出力される。これによりこの
仮線別器出力↑は （ｉ）　　　　ｌｘ−崗く閾値ｘ＝ｘ （ｉｉ）　　　　ＩＸ−崗≧Ｈ［？　；ｘとなる。これ
により信号に対する外乱が大きく識別誤りを起す可能性
のある上記（ｉｉ）の場合には識別を行わず入力信号Ｘ
をそのまま出力することにより識別誤りを起こした時に
生ずる逆補償を軽減するものである。この場合、多（の
入力信号に対してｘ＝ｘであるので、タップ係数は、や
はり干渉側の主伝送路歪みの影響は受けない。

以上のように本発明によれば交差偏波補償をベース・バ
ンド帯で行うことができる為、現用の単−偏波用の送受
信号に全く手を加えることなく交差偏波共用を実現させ
ることができる。

また、衛星通信、特にＴＤＭＡ通信の様に同一受信アン
テナで複数個の局からの信号を次々受信するような場合
の交差偏波補償法とし、特に有効であり、従来の給電系
や中間周波数帯での補償法か、らはこれらの効果は全く
期待できない。

フェージングによる直交偏波識別度の劣化の主要因は正
偏波成分の減衰である。この状態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復調器によって得られるため受信側で前記異
偏波成分を消去することができる。従って、従来降雨に
よる正偏波成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的
に対応して低下していったところを本発明を用いること
により同識別度をある程度の正偏波減衰に対しては十分
実用に耐える程に保たせることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図お
よび第３図は従来゛の自動等花器のブロック図、第４図
は衛星通信に於ける交差偏波干渉を説明するための図、
第５図は従来の線形演算による交差偏波補償回路のブロ
ック図、第６図は減衰量制御回路を示す図、第７図は仮
線別器の構成例を示す図である。図中、４０１０はフィ
ルタ、４０〜４７は遅延回路、４８〜５７は可変域ＩＬ
器、５８は加算器、５９はサンプラー、６０は信号識別
器（希望波側）、７０は干渉側信号識別器、をそれぞれ
示す。 第１図 ｑσ５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 同一ビットレートの第１及び第２のディジタル系列｛ａ
   ＿ｋ｝、｛ｂ＿ｋ｝を相直交する第１及び第２の偏波に
   のせるディジタル無線伝送において、前記第１及び第２
   の偏波より受信される信号を各々｛Ａ＿ｋ｝、｛Ｂ＿ｋ
   ｝とし、前記Ｂ＿ｋとその識別値■＿ｋの差が小である
   場合には■＿ｋをそうでない場合にはＢ＿ｋを仮識別出
   力■＿ｋとして出力する仮識別手段と、前記｛Ａ＿ｋ｝
   、｛■＿ｋ｝、｛■＿ｋ｝が供給され、出力 Σ＾Ｎ＾’＿ｉ＿＝＿Ｎα＿ｉ・Ａ＿ｋ＿＋＿ｉ＋Σ＾
   ｏ＿ｉ＿＝＿−＿Ｍβ＿ｉ・■＿ｋ＿＋＿ｉ＋Σ＾Ｍ＾
   ’＿ｉ＿＝＿１β＿ｉ・■＿ｋ＿＋＿ｉ（αｉ、βｉ複
   素数、Ｍ、Ｍ′、Ｎ、Ｎ′正整数）を得るフィルタ、と
   を備えたことを特徴とする交差偏波補償回路。