JPH0642652B2 - 交差偏波補償回路 - Google Patents
交差偏波補償回路Info
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- JPH0642652B2 JPH0642652B2 JP60002395A JP239585A JPH0642652B2 JP H0642652 B2 JPH0642652 B2 JP H0642652B2 JP 60002395 A JP60002395 A JP 60002395A JP 239585 A JP239585 A JP 239585A JP H0642652 B2 JPH0642652 B2 JP H0642652B2
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- JP
- Japan
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- polarization
- interference
- cross polarization
- transmission
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともない生じる
交差偏波干渉技術に関する。
交差偏波干渉技術に関する。
(従来技術とその問題点) マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星通信を中
心に急速に発展している。無線通信の需要は今後移動通
信サービスの拡大等の理由で更に増大していくことが予
想され、準ミリ波以上の周波数帯開拓と共に、実用的価
値の高い現用の周波数帯のいわゆる周波数再利用の考え
が高まっている。すでにＣＣＩＲ（国際無線通信諮問委
員会）の4〜6GHzのＦＭ無線周波数配置に関する勧告に
は、直交偏波を使用することが明記されている。また、
衛星通信においてもINTELSAT(国際電気通信衛星機構)
は、Ｖ号系衛生では単一偏波で用いられてきた4〜6GHz
帯での直交偏波共用技術を実用化する模様である。
心に急速に発展している。無線通信の需要は今後移動通
信サービスの拡大等の理由で更に増大していくことが予
想され、準ミリ波以上の周波数帯開拓と共に、実用的価
値の高い現用の周波数帯のいわゆる周波数再利用の考え
が高まっている。すでにＣＣＩＲ（国際無線通信諮問委
員会）の4〜6GHzのＦＭ無線周波数配置に関する勧告に
は、直交偏波を使用することが明記されている。また、
衛星通信においてもINTELSAT(国際電気通信衛星機構)
は、Ｖ号系衛生では単一偏波で用いられてきた4〜6GHz
帯での直交偏波共用技術を実用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや給電装置
などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬上
の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発も
重要な課題となっている。
などの偏波特性の改善と共に降雨などによる電波伝搬上
の偏波特性の劣化を補償する交差偏波補償回路の開発も
重要な課題となっている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立で、両偏
波を同時に伝送できる伝送線路であるが、実際の伝搬路
には降雨などの媒質の異方性が存在し、直交偏波共用方
式を採用すると、交差偏波の発生による偏波間の結合が
異偏波チャンネル干渉を起こすことになる。交差偏波補
償技術は、かかる偏波間の結合をアンテナ給電装置や無
線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を行うもので
ある。
波を同時に伝送できる伝送線路であるが、実際の伝搬路
には降雨などの媒質の異方性が存在し、直交偏波共用方
式を採用すると、交差偏波の発生による偏波間の結合が
異偏波チャンネル干渉を起こすことになる。交差偏波補
償技術は、かかる偏波間の結合をアンテナ給電装置や無
線機器内に補償回路を設けて自動的な補償を行うもので
ある。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするアナログ伝送
が中心であったことから、前述の交差偏波補償方式もア
ンテナ給電装置周辺に可変移相器と減衰器とを設け直交
度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償回路を設け
異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく研究され実
用化されてきている。
が中心であったことから、前述の交差偏波補償方式もア
ンテナ給電装置周辺に可変移相器と減衰器とを設け直交
度復元を行う方式や中間周波帯に干渉波補償回路を設け
異偏波間の干渉を各々消去する方式等がよく研究され実
用化されてきている。
近年、マイクロ波帯においてもディジタル伝送が使用さ
れる様になり、交差偏波補償方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
れる様になり、交差偏波補償方式についてもディジタル
伝送の特徴を生かしたより効率の良い方式の提案が要請
されている。
(発明の目的) 本発明の目的はディジタル伝送において、交差偏波を共
用して2重に周波数帯を利用するための交差偏波補償回
路を提供することにある。
用して2重に周波数帯を利用するための交差偏波補償回
路を提供することにある。
この発明によれば、単一偏波用の現用のアンテナ系及び
中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏波共
用のディジタル伝送を行うことができる。
中間周波数機器を通し、同一搬送周波数での直交偏波共
用のディジタル伝送を行うことができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイクロ回線
のそれに比較してかなり広いこと、またウローバル・ビ
ール用のアンテナでは実効送信電力を高めるため非対称
ビームを用いていること、また、宇宙空間におけるファ
ラデー・ローテーション等により、高い直交偏波識別度
が期待できない。
のそれに比較してかなり広いこと、またウローバル・ビ
ール用のアンテナでは実効送信電力を高めるため非対称
ビームを用いていること、また、宇宙空間におけるファ
ラデー・ローテーション等により、高い直交偏波識別度
が期待できない。
このような伝送系において、本発明は従来方式と比較し
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもＴＤＭＡのように同一アンテナで複数局の信号を時
分割的に受信するような場合にも、各送信局個別に交差
編波補償を行うことができる。
て格段の優位性を示すものであり、現用の伝送系に全く
手を加えることが無いと言う点でより経済的であり、し
かもＴＤＭＡのように同一アンテナで複数局の信号を時
分割的に受信するような場合にも、各送信局個別に交差
編波補償を行うことができる。
(発明の構成) 本発明によれば、同一ビットレートの第1及び第2のディ
ジタル系列{ak},{bk}を相直交する第1及び第2の偏波に
のせるディジタル無線伝送において、前記第1及び第2の
偏波より受信される信号を各々{Ak},{Bk}とし、前記
{Bk}を識別し仮識別値 を得る仮識別器と、前記{Ak}及び仮識別器出力が供給さ
れ、 なる出力を得るフィルターとから構成されることを特徴
とする交差偏波補償回路が得られる。
ジタル系列{ak},{bk}を相直交する第1及び第2の偏波に
のせるディジタル無線伝送において、前記第1及び第2の
偏波より受信される信号を各々{Ak},{Bk}とし、前記
{Bk}を識別し仮識別値 を得る仮識別器と、前記{Ak}及び仮識別器出力が供給さ
れ、 なる出力を得るフィルターとから構成されることを特徴
とする交差偏波補償回路が得られる。
(構成の詳細な説明) 次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第2図はディジタル伝送用の従来の線形自動等化器のブ
ロック図を示す図である。端子100には帯域制限された
ランダムパルス…ak-1，ak，ak+1…がT秒間隔で次々に
加えられる。
ロック図を示す図である。端子100には帯域制限された
ランダムパルス…ak-1，ak，ak+1…がT秒間隔で次々に
加えられる。
図中、参照数字 1,2,3 および4はＴ秒の遅延回路、参照
数字5,6,7,8および9は可変減衰器、参照数字10は加算
器、参照数字11はサンプラーであり、また参照数字12は
信号識別回路であり、パルスakを送信したときの受信信
号Ａkから推定値Ａkを得るものであり、伝送誤りが発生
しなければ と推定される。
数字5,6,7,8および9は可変減衰器、参照数字10は加算
器、参照数字11はサンプラーであり、また参照数字12は
信号識別回路であり、パルスakを送信したときの受信信
号Ａkから推定値Ａkを得るものであり、伝送誤りが発生
しなければ と推定される。
第1図の等化器の機能は図より明らかなように前後の2送
信符号からの符号間干渉 を可変減衰器5,6,7,8および9で消去することである。可
変減衰器5,6,7,8および9の減衰量aiを自動的かつ理想的
に変化させるアルゴリズムは様々で、例えば、1965年4
月発行のベル システム テクニカル ジャーナル(Bell S
ystem Technical Journal;BSTJ) vol.44,pp547-588記載
の「オートマチック エコライゼイション フォー デ
ィジタル コミュニケーションン(Automatic equalizat
ion for digital communication)」に示されているzero
forcing法，1967年11月発行のBSTJ vol.46,pp2179-220
8記載の「アン オートマチック エコライザ フォー
ジェネラル パーパス コミュニケーション チャネル
(Anautomatic equalizer for general purpose communi
cation channel)」で示されている自乗平均等化法が一
般的に知られている。
信符号からの符号間干渉 を可変減衰器5,6,7,8および9で消去することである。可
変減衰器5,6,7,8および9の減衰量aiを自動的かつ理想的
に変化させるアルゴリズムは様々で、例えば、1965年4
月発行のベル システム テクニカル ジャーナル(Bell S
ystem Technical Journal;BSTJ) vol.44,pp547-588記載
の「オートマチック エコライゼイション フォー デ
ィジタル コミュニケーションン(Automatic equalizat
ion for digital communication)」に示されているzero
forcing法，1967年11月発行のBSTJ vol.46,pp2179-220
8記載の「アン オートマチック エコライザ フォー
ジェネラル パーパス コミュニケーション チャネル
(Anautomatic equalizer for general purpose communi
cation channel)」で示されている自乗平均等化法が一
般的に知られている。
また、多少構成が異なるが、1970年5月発行のアイ イ
ーイーイー トランザクションズ オン イン フォー
メーション セオリイ(IEEE TRNSACTIONS ON INFORMATI
ON THEORY)誌、vol.IT-16,pp270-276記載の「アナリシ
ス オブ ア ディシィジョン ダイレクティド レシ
ーバー ウィズ アンノウンプライア(Analysis of a D
ecision Directed Receiver with Unknown Prior)」で
示されている非線形自動等化法などもある。
ーイーイー トランザクションズ オン イン フォー
メーション セオリイ(IEEE TRNSACTIONS ON INFORMATI
ON THEORY)誌、vol.IT-16,pp270-276記載の「アナリシ
ス オブ ア ディシィジョン ダイレクティド レシ
ーバー ウィズ アンノウンプライア(Analysis of a D
ecision Directed Receiver with Unknown Prior)」で
示されている非線形自動等化法などもある。
また、第2図の入力端子に与えられる信号が4相位相変調
または16値直交振幅変調された複素信号である場合に
は、1975年6月発行のアイ イーイーイー トランザク
ションズ オン コミュニケーションズ(IEEE TRNSACTI
ONS ON COMMUNICATIONS)、vol.COM-23，pp 684〜687 記
載の「ツー イクステンショナル アプリケーションズ
オブ ゼロ フォーシィング エコライゼイション
メソッド(Two Extensional Applications of the Zero
Forcing Equaliztion Method)」に示された自動等化法
がある。
または16値直交振幅変調された複素信号である場合に
は、1975年6月発行のアイ イーイーイー トランザク
ションズ オン コミュニケーションズ(IEEE TRNSACTI
ONS ON COMMUNICATIONS)、vol.COM-23，pp 684〜687 記
載の「ツー イクステンショナル アプリケーションズ
オブ ゼロ フォーシィング エコライゼイション
メソッド(Two Extensional Applications of the Zero
Forcing Equaliztion Method)」に示された自動等化法
がある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は可変減衰
器の減衰量(タップ・グイン)を推定する回路が異なるだ
けであり、非線形自動等化器の外は第2図に示したよう
な構成になっている。
器の減衰量(タップ・グイン)を推定する回路が異なるだ
けであり、非線形自動等化器の外は第2図に示したよう
な構成になっている。
第3図は従来の非線形自動等化器のブロック図を示し、
参照数字1′,2′,3′および4′は第1図の構成要素1,2,3
および4に対応し、参照数字5′,6′,7′,8′および9′
は第1図の構成要素5,6,7,8および9に対応し、参照数字1
0′は第1図の構成要素10と対応し、参照数字11′は第1
図の構成要素11と対応し、参照数字12′は第1図の構成
要素12と対応し、参照数字13,14は加算器である。
参照数字1′,2′,3′および4′は第1図の構成要素1,2,3
および4に対応し、参照数字5′,6′,7′,8′および9′
は第1図の構成要素5,6,7,8および9に対応し、参照数字1
0′は第1図の構成要素10と対応し、参照数字11′は第1
図の構成要素11と対応し、参照数字12′は第1図の構成
要素12と対応し、参照数字13,14は加算器である。
第3図の構成が第1図と異なる点は、先行符号から干渉を
先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理的に
は第2図の構成の動作と同じである。そこで、以降で扱
う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては、第
2図のものを考える。但し、この場合、可変減衰器は複
素信号を扱うものとする。
先行符号の識別結果を基に消去する点にあり、原理的に
は第2図の構成の動作と同じである。そこで、以降で扱
う無線ディジタル伝送用自動等化器の構成としては、第
2図のものを考える。但し、この場合、可変減衰器は複
素信号を扱うものとする。
第4図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の様子を示
す図である。参照数字30を送信側地上局、参照数字31を
受信地上局、参照数字32を通信衛星として、水平偏波30
0および垂直偏波301を送信すると、垂直偏波から水平偏
波への交差偏波干渉はアップ・リンク(衛星向送信)で発
生する干渉302、ダウン・リンク(地上局向送信)で発生す
る干渉303と、水平偏波自身の自己干渉304とが主なもの
である。今、両偏波とも同一の搬送周波数を持っている
とすれば、これらの全ての干渉は同期検波して得られた
ベース・バンド信号に於いては、各干渉の和となって得
られる。この為、正確に干渉成分が分かれば、これらを
検波したベース・バンド信号から減ずることにより干渉
成分が消去できることが分る。
す図である。参照数字30を送信側地上局、参照数字31を
受信地上局、参照数字32を通信衛星として、水平偏波30
0および垂直偏波301を送信すると、垂直偏波から水平偏
波への交差偏波干渉はアップ・リンク(衛星向送信)で発
生する干渉302、ダウン・リンク(地上局向送信)で発生す
る干渉303と、水平偏波自身の自己干渉304とが主なもの
である。今、両偏波とも同一の搬送周波数を持っている
とすれば、これらの全ての干渉は同期検波して得られた
ベース・バンド信号に於いては、各干渉の和となって得
られる。この為、正確に干渉成分が分かれば、これらを
検波したベース・バンド信号から減ずることにより干渉
成分が消去できることが分る。
まず、自己干渉304は通常の多重伝播回路歪みと考えら
れるので、第2図に示した通常の自動等化器でその影響
は除去される。
れるので、第2図に示した通常の自動等化器でその影響
は除去される。
次に、干渉302および303についても、垂直偏波側で送信
された送信符号が分かれば、この符号をもとに垂直偏波
からの干渉は完全に除去することができる。
された送信符号が分かれば、この符号をもとに垂直偏波
からの干渉は完全に除去することができる。
第5図は従来から知られていた線形演算による交差偏波
補償回路のブロック図である。図中ブロック4010がフィ
ルターであり、参照数字40,41,42,43,44,45,46および47
は第2図の各遅延回路と同一のものであり、参照数字48,
49,50,51,52,53,54,55,56および57は第2図の各可変減衰
器と同一のものであり、参照数字58は第2図の加算器10
と同一のものであり、参照数字59は第1図のサンプラー1
1と同一のものであり、参照数字60は第2図の信号識別器
12と同一のものである。
補償回路のブロック図である。図中ブロック4010がフィ
ルターであり、参照数字40,41,42,43,44,45,46および47
は第2図の各遅延回路と同一のものであり、参照数字48,
49,50,51,52,53,54,55,56および57は第2図の各可変減衰
器と同一のものであり、参照数字58は第2図の加算器10
と同一のものであり、参照数字59は第1図のサンプラー1
1と同一のものであり、参照数字60は第2図の信号識別器
12と同一のものである。
まず、入力端子400には水平偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられ、入力端子401へは垂直
偏波により送られてきた復調ベニス・バンド 信号が加
えられる。この回路において、垂直偏波から水平偏波へ
の干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出され
る。
調ベース・バンド信号が加えられ、入力端子401へは垂直
偏波により送られてきた復調ベニス・バンド 信号が加
えられる。この回路において、垂直偏波から水平偏波へ
の干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出され
る。
減衰器48,49,50,51および52から出力により水平偏波成
分自身の波形歪みと第4図に示した自己干渉304の和 を除去することができる。
分自身の波形歪みと第4図に示した自己干渉304の和 を除去することができる。
次に、減水器53,54,55,56および57からの出力により第4
図の交差偏波干渉302および303の和 を除去することができる。従って、出力端子402には全
ての干渉が除去された水平偏波成分 のみが出力される。
図の交差偏波干渉302および303の和 を除去することができる。従って、出力端子402には全
ての干渉が除去された水平偏波成分 のみが出力される。
ここで、減衰器48,49,50,51,52,53,54,55,56および57の
減衰量αi,βiに対する制御アルゴリズムは第2図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。すなわ
ち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関なデータが乗せ
られており、各データ系列は時系列的に無相関である。
従って、各減衰器の減衰量(タップ・ゲイン)を受信符号
とその推定値との差と前記減衰器の入力とが直交するよ
うに選ぶと前記差を最少にできるという直交原理を利用
することができる。これは前述した自乗平均等化法の拡
張である。
減衰量αi,βiに対する制御アルゴリズムは第2図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。すなわ
ち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関なデータが乗せ
られており、各データ系列は時系列的に無相関である。
従って、各減衰器の減衰量(タップ・ゲイン)を受信符号
とその推定値との差と前記減衰器の入力とが直交するよ
うに選ぶと前記差を最少にできるという直交原理を利用
することができる。これは前述した自乗平均等化法の拡
張である。
第6図は第5図の可変減衰器49に対する減衰量の制御回路
500を示したものである。図中、参照数字41,45,49,58,5
9,および60は第5図の対応する参照数字の構成要素と同
じものである。加算器63は受信符号Ａkとその推定値 との差 を検出するために用いられているものである。また、掛
算器61と検分器62とは一つあとの受信符号Ａk+1と、先
の との直交性を検出するために使用され、相関の正負によ
って可変減衰器の減衰量αiを増減するように動作す
る。
500を示したものである。図中、参照数字41,45,49,58,5
9,および60は第5図の対応する参照数字の構成要素と同
じものである。加算器63は受信符号Ａkとその推定値 との差 を検出するために用いられているものである。また、掛
算器61と検分器62とは一つあとの受信符号Ａk+1と、先
の との直交性を検出するために使用され、相関の正負によ
って可変減衰器の減衰量αiを増減するように動作す
る。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方法で行う
ことができ、回転が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減衰量制御回路500は不要になる。この
場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれば
よい。
ことができ、回転が安定しており、かつ回線切り換えな
どが無ければ、減衰量制御回路500は不要になる。この
場合、各減衰器の減衰量を適当にプリセットしてやれば
よい。
(実施例) 第1図が、本発明の一実施例のブロック図である。第1図
と第4図とで異なる点は、入力端子401に垂直偏波側ベー
スバンド信号が加えられる代りに、仮識別器70によって
その仮識別値(交差偏波干渉除去後の信号識別値と区別
するため仮識別値と称する)が入力されている点であ
る。ただし、遅延回路46,47に入る信号に対しては、時
間的に真の識別値が得られるので、真の識別値を端子40
3から入れることができる。この様な構成にすることに
より、従来干渉側のタップ係数53,54,55,56,57が干渉側
の主伝送路特性の逆特性をも模擬していたのに対し、そ
の必要がなくなり、干渉側から希望波側への交差伝送路
特性のみを模擬するだけでよくなり、干渉側の主伝送路
での深いフェージングディップ発生による交差偏波補償
能力の低下を軽減することとなる。尚仮識別により識別
誤りは、変調信号が64QAM等多レベル信号の場合、あま
り大きな問題とならない。
と第4図とで異なる点は、入力端子401に垂直偏波側ベー
スバンド信号が加えられる代りに、仮識別器70によって
その仮識別値(交差偏波干渉除去後の信号識別値と区別
するため仮識別値と称する)が入力されている点であ
る。ただし、遅延回路46,47に入る信号に対しては、時
間的に真の識別値が得られるので、真の識別値を端子40
3から入れることができる。この様な構成にすることに
より、従来干渉側のタップ係数53,54,55,56,57が干渉側
の主伝送路特性の逆特性をも模擬していたのに対し、そ
の必要がなくなり、干渉側から希望波側への交差伝送路
特性のみを模擬するだけでよくなり、干渉側の主伝送路
での深いフェージングディップ発生による交差偏波補償
能力の低下を軽減することとなる。尚仮識別により識別
誤りは、変調信号が64QAM等多レベル信号の場合、あま
り大きな問題とならない。
(発明の効果) 以上のように本発明によれば交差偏波補償をベース・バ
ンド帯で行うことができるため、現用の単一偏波用の送
受信号に全く手を加えることなく交差偏波共用を実現さ
せることができる。
ンド帯で行うことができるため、現用の単一偏波用の送
受信号に全く手を加えることなく交差偏波共用を実現さ
せることができる。
また、衛星通信、特にTDMA通信の様に同一受信アンテナ
で複数個の局からの信号を次々受信するような場合の交
差偏波補償法とし、特に有効であり、従来の給電系や中
間周波数帯での補償法からはこれらの効果は全く期待で
きない。
で複数個の局からの信号を次々受信するような場合の交
差偏波補償法とし、特に有効であり、従来の給電系や中
間周波数帯での補償法からはこれらの効果は全く期待で
きない。
フェージングによる直交偏波識別度の劣化の主要因は正
偏波成分の減衰である。この状態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復調器によって得られるため受信側で前期異
偏波成分を消去することができる。従って、従来降雨等
による正偏波成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線
的に対応して低下していったところを本発明を用いるこ
とにより同識別度をある程度の正偏波減衰に対しては十
分実用に耐える程に保たせることができる。
偏波成分の減衰である。この状態では異偏波成分がもっ
とも大きな外乱になっているが、異偏波成分が送信して
くる情報は復調器によって得られるため受信側で前期異
偏波成分を消去することができる。従って、従来降雨等
による正偏波成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線
的に対応して低下していったところを本発明を用いるこ
とにより同識別度をある程度の正偏波減衰に対しては十
分実用に耐える程に保たせることができる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図およ
び第3図は従来の自動等化器のブロック図、第4図は衛星
通信に於ける交差偏波干渉を説明するための図、第5図
は従来の線形演算による交差偏波補償回路のブロック
図、第6図は減衰量制御回路を示す図である。 図において 4010……フィルタ、40〜47……遅延回路 48〜57……可変減衰器、58……加算器 59……サンプラー、60……信号識別器 70……干渉側信号識別器 である。
び第3図は従来の自動等化器のブロック図、第4図は衛星
通信に於ける交差偏波干渉を説明するための図、第5図
は従来の線形演算による交差偏波補償回路のブロック
図、第6図は減衰量制御回路を示す図である。 図において 4010……フィルタ、40〜47……遅延回路 48〜57……可変減衰器、58……加算器 59……サンプラー、60……信号識別器 70……干渉側信号識別器 である。
Claims (1)
- 【請求項１】同一ビットレートの第1及び第2のディジタ
ル系列{ak},{bk}を相直交する第1及び第2の偏波にのせ
るディジタル無線伝送において、前記第1及び第2の偏波
より受信される信号を各々{Ak},{Bk}とし、前記{Bk}を
識別し仮識別値 を得る仮識別器と、前記{Ak}及び仮識別器出力が供給さ
れ、 なる出力を得るフィルターとから構成されることを特徴
とする交差偏波補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60002395A JPH0642652B2 (ja) | 1985-01-10 | 1985-01-10 | 交差偏波補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60002395A JPH0642652B2 (ja) | 1985-01-10 | 1985-01-10 | 交差偏波補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61161838A JPS61161838A (ja) | 1986-07-22 |
| JPH0642652B2 true JPH0642652B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=11528049
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60002395A Expired - Lifetime JPH0642652B2 (ja) | 1985-01-10 | 1985-01-10 | 交差偏波補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0642652B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133154A (en) * | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
| JPS5617542A (en) * | 1979-07-24 | 1981-02-19 | Nec Corp | Axial ratio compensating circuit |
-
1985
- 1985-01-10 JP JP60002395A patent/JPH0642652B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61161838A (ja) | 1986-07-22 |
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