JPS6336692B2

JPS6336692B2 -

Info

Publication number: JPS6336692B2
Application number: JP5553081A
Authority: JP
Inventors: Junji Namiki
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1981-04-15
Filing date: 1981-04-15
Publication date: 1988-07-21
Also published as: JPS57170644A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、相互に直交する２つの偏波を受信
し、それぞれの受信偏波信号から交差偏波干渉が
除去されたベースバンド信号を復元する交差偏波
干渉除去回路に関する。

マイクロ波帯域の無線通信は地上通信並びに衛
星通信を中心に急速に発展している。無線通信の
需要は今後移動通信サービスの拡大等の理由でさ
らに増大していくことが予想され、準ミリ波以上
の周波数帯開拓と共に実用的価値の高い現用の周
波数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつて
いる。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の
４〜6GHzのFM無線周波数配置に関する歓告には
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においても、INTELSAT（国際電
気通信衛星機構）はＶ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。

これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝播上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。

本来自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝播路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。

交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行うものである。

従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間
周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を
消去する方式等がよく研究され実用化されてきて
いる。

近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用されるようになり、交差偏波補償方式に
ついてもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効
率のよい方式の提案が要請されている。

本発明の目的はデイジタル伝送における交差偏
波補償制御を復調ベース・バンド信号情報をもと
に行う交差偏波除去回路を提供することにある。

現在、衛星用アンテナのビーム幅は地上マイク
ロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また、
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。

本発明によれば、交差偏波識別度の低い現用ア
ンテナを通し、直交偏波共用のデイジタル伝送を
行うことができる。

本発明の干渉除去回路は、相互に直交する２つ
の偏波を受信し少なくとも１つの受信偏波信号か
ら直交偏波成分による交差偏波干渉が除去された
ベースバンド信号を復元する交差偏波干渉除去回
路において、直交偏波信号に後記する補償係数を
掛ける重みづけ回路および該重みづけ回路の出力
信号と目的とする受信偏波信号とを加える補償加
算器とを有する直交偏波成分加算器と、該直交偏
波成分加算器の出力信号に基づいて送信信号と受
信信号との差を検出する誤差検出器と、周期信号
を発生する発振器；該発振器の出力と前記誤差検
出器の出力との相関を検出する相関器；該相関器
の出力を積分する積分器または平滑する低域波
器；前記発振器の出力を減衰させる減衰器；前記
誤差検出器２の出力の平均値に応じて上記減衰器
の減衰量を制御するための低域波器とを有し前
記積分器または低域波器の出力と前記減衰器の
出力を加えて前記直交偏波成分加算器の前記重み
付け回路の補償係数として入力させる制御部とを
備えて、前記直交偏波成分加算器の出力から前記
交差偏波干渉成分が除去された信号を得ることを
特徴とする。

次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。

第１図は直交偏波共用時の無線チヤンネル周波
数配置を示す図で、参照番号１０００，１００１
および１００２が例えば水平偏波による無線チヤ
ンネルの電力スペクトラムとすると、参照番号１
００３，１００４および１００５が垂直偏波によ
る無線チヤンネルの電力スペクトラムである。

第２図は受信側で理想的に直交偏波が識別でき
るものとした場合の水平偏波側の受信スペクトラ
ムを示す。この場合、直交する垂直偏波側のスペ
クトル１００３，１００４および１００５は完全
に抑圧されて受信されない。

実際には先に説明したように交差偏波干渉が発
生するために直交する垂直偏波側のスペクトルも
同時に受信されることになる。

第３図はこのような状況の下における水平偏波
側の受信スペクトラムを示す図であり、干渉成分
としてスペクトル１００３，１００４および１０
０５が少ないながら同時に受信されている。

今、受信復調を希望する信号スペクトラムが第
３図の参照番号１００１とする。このスペクトラ
ムは通常無線周波数帯で周波数分波され、中間周
波数に変換され、さらに検波されて第４図のよう
なベース・バンド信号となる。

本発明はこのようなベース・バンド信号をもと
に交差偏波干渉を除去する回路を提供するもので
ある。

第５図は本発明の一実施例を示すブロツク図
で、参照番号１は直交偏波成分加算器を示し、端
子１００と１０１には各々水平偏波側受信信号、
垂直偏波側受信信号が加えられている。

参照番号１２は複素係数を掛算する重み付け回
路であり、参照番号１０は補償加算器で、この出
力には端子１００の信号と一定の複素係数が掛け
られた端子１０１の信号との和が現われる。

直交偏波成分加算器１が交差偏波干渉を実際に
除去する回路である。第３図のようなスペクトル
が端子１００に加えられているとすると、この時
端子１０１には逆に第６図のような垂直偏波側の
受信スペクトル信号が加わつている。

第３図と第６図を見て分かるように、第３図の
不用のスペクトル１００３，１００４および１０
０５は第６図のスペクトル１００３，１００４お
よび１００５と同じものであるので、第３図の不
要スペクトルは第６図のスペクトルを適当な複素
係数を掛けることによつて消去することができ
る。この適当な複素係数を決定するのがこれから
説明する制御部である。ここで第５図参照番号１
１は加算器１０の出力からベース・バンド信号を
得る検波器であり、同期検波器等が対応する。

第５図にもどり、参照番号２は誤差検出器を示
し、この中で参照番号２０は信号識別器である。
すなわち、送信側で送つた符号を復元する回路で
ある。また減算器２１は、前記識別回路２０の出
力信号と入力信号との差を出力する。すなわち、
送信符号に重畳された外乱成分による誤差を抽出
し出力する。そして絶体値回路２２により該誤差
の絶体値を出力し制御部３に送る。

制御部３は、上記誤差検出器２の出力信号から
前記直交偏波成分加算器１の重み付け回路１２に
適切な複素係数を供給するために使用されるもの
であり、任意周波数の微少信号を発生し、積分器
３３の出力に摂動を与えるための発振器３１、該
発振器３１の出力と前記誤差検出器２の出力信号
との相関をとる相関器３０、該相関器３０の出力
値を積分する積分器３３、該積分器３３の出力を
反転させるインバータ３４、該インバータ３４の
出力と前記発振器３１の出力が減衰器３７によつ
て減衰した信号とを加えた信号を前記直交偏波成
分加算器１の重み付け回路１２に入力させる加算
器３２、前記誤差検出器２の出力の平均値に応じ
て上記減衰器３７の減衰量を制御するための低域
波器３６等により構成されている。なお、上記
相関器３０は、上記発振器３１の出力信号を前記
誤差検出器２の出力に掛ける掛算器３００と低域
波器３０１とから成つている。

次に、本実施例により直交偏波干渉が除去され
る原理および動作について説明する。入力端子１
００には図示されない偏波分波器から水平偏波受
信成分H_kが入力し、入力端子１０１には垂直偏
波受信成分V_kが入力されている。水平偏波受信
成分H_kは、本来の水平偏波成分Ｈの他に垂直偏
波成分Ｖからの交差偏波干渉信号δVが加えられ
た信号である。垂直偏波受信成分V_kについても
同様である。すなわち、 H_k＝Ｈ＋δV V_k＝Ｖ＋δH と表わすことができる。今直交偏波成分加算器１
の重み付け回路１２に与えられる係数をηとする
と、検波器１１の出力端子１０２には、水平偏波
成分H_kに垂直偏波受信成分に重み係数ηを掛け
た信号が加わつて干渉が除去補償された信号H_e
が表われる。すなわち、 He＝H_k＋ηV_k≒Ｈ＋δV＋ηV＝Ｈ＋（δ＋η）Ｖ今、Ｈ≫｜（δ＋η）Ｖ｜の場合を考え、H_eか
ら識別回路２０によつて送信信号を復元推定した
信号H^が本来の水平偏波成分Ｈと等しい、すなわ
ちＨ＝H^と考えると、誤差信号Ｅは、｜Ｅ｜＝｜H_e−Ｈ｜＝｜δ＋η｜・｜Ｖ｜と
なる。

上式は、η＝−δであれば０になるが実際には
若干最適値（すなわち−δ）からずれる。このず
れをパラメータη_dとすると、 η＝−δ±η_d とおくことができる。

一方、発振器３１の出力信号をη₀sinω₀tとし、
減衰器３７の出力信号をβη₀sinω₀tなる摂動信号
とすると、加算器３２の出力値、すなわち重み付
け回路１２に与える係数ηは、 η＝−δ±η_d＋βη₀sinω₀tとなるから｜Ｅ｜＝｜±η_d＋βη₀sinω₀t｜・｜Ｖ｜となる。

今βη₀は非常に小であり、 η_d≫βη₀ の範囲で使用すれば、｜Ｅ｜＝（η_d±βη₀sinω₀t）｜Ｖ｜である。

従つて、相関器３０によつて、｜Ｅ｜と、η₀sinω₀tとの相関値Ｒを求めると、が得られる。この相関値Ｒの極性と前記η_dの極性
とは同一であり、重み付係数ηを上記η_dの極性の
逆方向に増減すれば最適重み付け係数を得ること
ができる。すなわち、Δを微小係数として、 dη／dt＝−ΔR となるようにηを制御すればよい。従つて、 η＝−Δ∫Rdt なるηで重み付けすれば良いことになる。前記積
分器３３は上記積分を実行している。積分器３３
に代えて十分時定数の大きい低域波器を使用し
ても良い。また、この低域波器は相関器３０の
低域波器３０１と兼用してもよい。上記積分器
３３の出力はインバータ３４によつて極性反転さ
れ、摂動信号βη₀sinω₀tが加わつて重み付け回路
１２に与えられる。上記摂動信号βη₀sinω₀tは小
さいから、近似的にη＝−Δ∫Rdtなる重み付ηが
されたことになり、直交偏波成分加算器１の出力
には交差偏波による誤差が補償された信号を得る
ことができる。すなわち、摂動振動を重み付け係
数に付加することによつて生じた誤差信号と、前
記発振器３１の出力信号との相関をとることによ
り最適な重み付け係数に修正して行くことによつ
て最適重み付け係数を得て交差偏波干渉を除去す
るものである。なお、制御が収束するに従つて誤
差｜Ｅ｜の平均値が小となるから、低域波器３
６の出力値が小となり、抵抗３５を介して減衰器
３７の減衰量を制御し減衰係数βを小にする。す
なわち、制御の収束状況に応じて摂動信号
βη₀sinω₀tを小にすることができるから前述のη_d
≫βη₀が常時成立する。換言すれば当初は比較的
大きい摂動信号を加えて迅速に制御し、収束が進
むにつれて微細に制御することにより全体として
早く収束状態に達することができる。交差偏波干
渉が除去されると、識別器２０は正確に本来の水
平偏波成分Ｈを識別推定して出力するから、上述
の干渉除去作動は一層正しく行なわれる。すなわ
ち、交差偏波干渉を除去し正確なベース・バンド
信号を復元することができる。

次に、本発明の他の実施例を第７図に示す。こ
の場合は、直交偏波成分加算器１′において入力
端子１００から入力した水平偏波成分を遅延回路
１３０および１３１によつて符号送出周期τずつ
遅延させた信号と重み付け回路１２０，１２１，
１２２を介して加算器１０によつて合成するよう
にして、所謂トランスバーサル形等化器を形成し
た場合である。また、入力端子１０１から入力し
た垂直偏波成分についても同様に遅延回路１３
２，１３３および重み付け回路１２３〜１２５に
よつてトランスバーサル形等化器が形成されてい
る。そして、前記重み付け回路１２３〜１２５の
それぞれに与える係数を前述と同様な構成の制御
部３，３′，３″によつて得るようにしている。そ
して、加算器１０は上記両トランスバーサル形等
化器の出力を合成出力して検波器１１に入力させ
る。従つて、この場合は各直交偏波受信成分が波
形歪を受けているようなときでも交差干渉が除去
される特徴がある。

重み付け回路１２０，１２１，１２２の重み係
数C_j（ｊ＝120、121、122）は、時刻kτにおける
識別器２０の出力、すなわち、推定値をＨ＾_kとし、
時刻kτにおける誤差をE_kとすると、通常の自動
等化器制御アルゴリズムとして知られるZERO−
FORCING法により、 C_j ⁽ⁿ⁺¹⁾＝C_j ⁽ⁿ⁾−α・E_k・H^_k-j として決められる。ここにｎは制御回数を示し、
αは正の修正係数である（このことは等化の問題
であつて直接本発明に関するものではない）。

次に、重み付け回路１２３，１２４および１２
５に対しては垂直偏波成分Ｖに対する一切の情報
を用いることができないため、上述したような通
常の自動等化アルゴリズムを使用することができ
ない。そこで、これら重み付け回路の制御に第５
図で用いた制御部３およびこれと同様な制御部
３′，３″を用いる。すなわち、第５図の発振器３
１の発振周波数が異なつた点を除いては同様なも
のである。第５図と同様に制御部３′の相関器３
０′には発振器３１′の出力を入力させ、制御部
３″には発振器３１″を用い、発振器３１，３１′
および３１″の発振周波数を例えばω₀、2ω₀およ
び3ω₀のように直交する様に選定する。そうする
と相関器３０，３０′および３０″の出力には、他
の制御部によつて加えられた摂動の影響は現われ
ないので、３つの独立のパラメータC₁₂₃、C₁₂₄お
よびC₁₂₅を得ることができる。これらのパラメー
タを重み付け回路１２３，１２４，１２５で垂直
偏波成分V_k、時間τだけ遅延した信号および時
間2τだけ遅延した信号にそれぞれ掛け、加算器１
０によつて前述の水平偏波受信成分が等化された
信号に重畳させることにより交差偏波干渉を除去
することができる。この場合は、直交偏波干渉が
波形歪を伴つて発生しているようなときでも干渉
が除去される特徴がある。

以上に説明したようにこの発明によれば、無線
チヤンネル周波数配置によらず、また受信信号以
外の一切の信号を使用せず交差偏波干渉成分を除
去することができる。また、摂動信号が誤差の絶
体値の平均値に応じて小となるように構成されて
いるから全体として迅速な収束を得ることができ
る効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は直交偏波共用時の無線チヤンネル周波
数配置の一例を示す図、第２図は交差偏波干渉の
ない場合の水平偏波側受信スペクトラムを示す
図、第３図は実際の交差偏波干渉の存在する場合
の水平偏波側受信スペクトラムを示す図、第４図
は無線周波数帯で周波数分波され、さらに検波さ
れた所望の受信信号スペクトラムを示す図、第５
図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第６図
は実際の交差偏波干渉の存在する場合の垂直偏波
側受信スペクトラムを示す図、第７図は本発明の
他の実施例を示すブロツク図である。図において、１，１′……直交偏波成分加算器、
２……誤差検出器、３……制御部、１０……補償
加算器、１１……検波器、１２……重み付け回
路、２０……識別器、２１……減衰器、２２……
絶対値回路、３０……相関器、３１……発振器、
３２……加算器、３３……積分器、３４……イン
バータ、３５……抵抗、３６……低域波器、３
７……減衰器、３００……掛算器、３０１……低
域波器。

Claims

【特許請求の範囲】１相互に直交する２つの偏波を受信入力し受信
偏波信号から直交偏波成分による交差偏波干渉が
除去されたベースバンド信号を復元する交差偏波
干渉除去回路において、直交偏波信号１０１に補償係数を掛ける重みづ
け回路１２および該重みづけ回路の出力信号と受
信偏波信号１００とを加える補償加算器１０を有
する直交偏波成分加算器１と、該直交偏波成分加算器の出力信号に基づいて送
信信号と受信信号との差を検出する誤差検出器２
と、周期信号を発生する発振器の出力と前記誤差検
出器の出力との相関を検出する相関器３０と、該相関器の出力を積分する積分器または平滑す
る低域波器と、前記発振器の出力を減衰させる減衰器と、前記誤差検出器２の出力を平均値に応じて上記
減衰器の減衰量を制御する手段と、前記積分器または低域波器の出力と前記減衰
器の出力とを加えて前記直交偏波成分加算器の前
記重みづけ回路の補償係数として入力させる制御
部とを備えたことを特徴とする交差偏波干渉除去回
路。