JPS6343623Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 産業上の利用分野 この考案はオーデイオ信号を角度変調した上で
回転磁気ヘツドにより映像信号とともに記録し、
またこれを再生するようにした磁気記録再生装置
などに適用して好適なFMオーデイオ信号の信号
変換回路に関する。

背景技術とその問題点 例えば、ヘリカルスキヤン形VTRにおいては
高密度記録方式などを採用することによつて単位
時間当りのテープ消費量が大幅に少なくなつてい
るが、このテープ消費量の改善に伴つて、磁気テ
ープの走行速度も毎秒1.33cm程度と非常に遅くな
つている。このため、オーデイオ信号を記録する
固定ヘツドと磁気テープとの間の相対速度も遅く
なるから、当然のことながら記録されるオーデイ
オ信号の質が低下し、ハイフアイな音を楽しむこ
とができない。

そのため、オーデイオ信号をFM変調した上
で、映像信号とともに回転磁気ヘツドを用いて記
録し、これを再生するような記録・再生方式を採
用することにより、音質を改善しようとする試み
がなされている。

この新しい記録・再生方式をＭ方式といわれる
低域変換FM記録方式に適用する場合には、第１
図に示すように低域変換された搬送色信号S_Cと
FM変調された輝度信号S_Yの各帯域の間に、FM
変調されたオーデイオ信号Ａ−FMが周波数多重
される。

この例では、左及び右の各オーデイオ信号S_L，
S_Rを分離して夫々FM変調すると共に、隣接チヤ
ンネルのクロストーク成分による零ビート障害を
軽減するため、隣接チヤンネル間に記録される
FMオーデイオ信号のキヤリヤ周波数が互に一致
しないようにしてある。

例えば、左オーデイオ信号S_Lでキヤリヤ周波数
₁，₂（₂＝₁＋_C，_Cは例えば150kHz）がFM変
調され、右オーデイオ信号S_Rでキヤリヤ周波数
₃，₄（₃＝₂＋_C，₄＝₃＋_C）がFM変調さ
れ
る。そして、あるトラツクT_pでは第２図に示す
ように、₁と₃をキヤリヤ周波数とする左及び右
FMオーデイオ信号S_L1，S_R3が記録され、次のト
ラツクTeでは₂と₄をキヤリヤ周波数とする左
及び右FMオーデイオ信号S_L2，S_R4が記録される。

さて、オーデイオ信号をFM変調して必要な帯
域内にあるFMオーデイオ信号を得るための信号
変換回路として最も基本的なものは第３図に示す
ように、２つのFM変換回路１１，１２を用意
し、一方のキヤリヤ周波数を₁（もしくは₃）、他
方のキヤリヤ周波数を₂（もしくは₄）に選んで
左オーデイオ信号S_L（もしくは右オーデイオ信号
S_R）をFM変調する方法である。

ところが、この手段を利用する場合には、キヤ
リヤ周波数₁，₂，₃，₄夫々にバラツキがある
こと、そのバラツキの方向が一定でないため周波
数間隔Δ＝_Cが変動すること等が原因となつて
復調出力が歪みを受ける。復調出力の歪を軽減す
るためにはキヤリヤ周波数のバラツキを抑えると
共に、周波数間隔Δの変動幅をある範囲、例え
ば±200Hz以内に抑えなければならないが、この
ような条件を満すように回路を構成することは実
際問題として非常に難かしい。

このように第３図に示す回路では、FM変調回
路１１，１２のキヤリヤ周波数精度が厳しくなる
から、この回路を実際の回路に利用することはで
きない。

これに対し、第４図に示す信号変換回路はヘテ
ロダイン方式によつてFMオーデイオ信号を得る
場合の一例であつて、左オーデイオ信号S_Lはキヤ
リヤ周波数₁のFM変調回路１３に供給されて
FMオーデイオ信号S_L1が形成され、これがミキ
サ１４に供給されて発振器１５からの発振出力S_C
（発振周波数は_C、上例では150kHz）と周波数混
合される。

周波数混合によつてキヤリヤ周波数₁よりも上
方の周波数帯域、すなわち₁＋_Cに周波数変換さ
れたFMオーデイオ信号と、キヤリヤ周波数₁よ
りも下方の周波数帯域、すなわち₁−_Cに周波数
変換されたFMオーデイオ信号とが出力されるか
ら、バンドパスフイルタ１６によつていずれか一
方、例えば上方の周波数帯域に存在するFMオー
デイオ信号のみ抽出される。

従つて、端子１７，１８には周波数間隔が_Cに
保持された一対のFMオーデイオ信号S_L1，S_L2が
得られる。FMオーデイオ信号S_R3，S_R4について
も同様の回路を用いて形成される。なお、FMオ
ーデイオ信号S_R4を周波数変換してFMオーデイ
オ信号S_R3を形成してもよい。

このように構成する場合には、周波数変換によ
つて一方のFMオーデイオ信号を形成するため、
第３図の場合に較べ、キヤリヤ周波数のバラツキ
による影響が少なく、またキヤリヤ周波数の局間
周波数の相対精度が高くなるので好都合である
が、周波数間隔Δは150kHz程度と、キヤリヤ周
波数に比し十分低い周波数であるから、周波数変
換によつてキヤリヤ周波数を中心として上下に発
生した第１及び第２の変換出力のうち、高域側に
ある第２の変換出力を抽出するためのバンドパス
フイルタ１６は比帯域幅が非常に狭くなるため、
狭帯域特性としなければならない。

そのため、製造が困難であると共に、群遅延特
性が悪く再生オーデイオ信号の品質が著しく劣化
してしまう。

考案の目的 そこで、この考案ではヘテロダイン方式の信号
変換回路においてバンドパスフイルタを使用しな
いでも所定の変換出力が得られるようにして、再
生オーデイオ信号の音質の低下を防止したもので
ある。

考案の概要 そのため、この考案では、周波数変換すべき
FMオーデイオ信号と周波数変換に供する単一の
信号とを第１及び第２のミキサに供給して、FM
オーデイオ信号のキヤリヤ周波数を中心として上
下の周波数帯域に存在する第１及び第２の変換出
力を形成すると共に、AGC回路によつて両者の
レベルを合わせたのちこれら変換出力を合成する
ことにより、上記いずれか一方の変換出力を得る
ようにしたものである。

実施例 続いて、この考案の一例を詳細に説明する。以
下の実施例はこの考案に係る信号変換回路を上述
したように低域変換FM記録方式を採るVTRの
オーデイオ信号のFM変調回路に適用した場合で
ある。

第５図において、端子２１に供給されたオーデ
イオ信号例えば左のオーデイオ信号S_LはFM変調
器２２でFM変調されて、₁をキヤリヤ周波数と
するFMオーデイオ信号S_L1が形成され、これが
第１のミキサ（この例では平衡変調器）２３に供
給される。

２４は周波数_Cを発振する発振器で発振出力た
る単一信号S_Cは位相シフト回路２５でπ／２だけ
位相シフトされた状態で第１のミキサ２３に供給
される。

一方、FMオーデイオ信号S_L1は、さらに位相
シフト回路２６でπ／２だけ位相シフトされた状
態で第２のミキサ（平衡変調器を使用）２７に供
給される。これに対し、単一信号S_Cはそのままこ
の第２のミキサ２７に供給される。第１のミキサ
出力はアンプ２８を介して、第２のミキサ出力は
AGCアンプ２９を介して夫々合成器３０に供給
される。

３１はAGC電圧を形成するためのレベル検出
回路であつて、この例では第１のミキサ出力に第
２のミキサ出力のレベルが一致するようにAGC
アンプ２９が制御される。

続いて、この信号変換回路の動作を説明する
が、説明の便宜上、無変調時のFMオーデイオ信
号S_L1を取扱う。このときの信号電圧を夫々図の
ように定めると、 υ_P＝Acosω₁t …(1) Ａ：振幅 ω₁＝2π_{1 1}：キヤリヤ周波数 υ_C＝A′cosω_Cｔ …(2) A′：振幅 ω_C＝2π_{C C}：単一周波数 とした場合には、 υ_P′＝Acos（ω₁t＋π／２） ＝Asinω₁t …(3) υ_C′＝A′cos（ω_Cｔ＋π／２） ＝A′sinω_Cｔ …(4) ∴υ₁＝υ_P・υ_C′ ＝K₁cosω₁t・sinω_Cｔ（K₁＝Ａ・A′） ＝K₁／２｛sin（ω₁＋ω_C）ｔ −sin（ω₁−ω_C）ｔ｝ …(5) また、 υ₂＝υ_P′・υ_C ＝K₂sinω₁t・cosω_Cｔ（K₂＝Ａ・A′） K₂／２｛sin（ω₁＋ω_C）ｔ ＋sin（ω₁−ω_C）ｔ｝ …(6) K₁＝K₂であれば、 υ₀＝υ₁＋υ₂ ＝Ksin（ω₁＋ω_C）ｔ …(7) Ｋ＝K₁＝K₂ となる。

このように、周波数混合することにより、(5)式
あるいは(6)式に示すようにキヤリヤ周波数₁を中
心にして上下に₁＋_C及び₁−_Cに夫々周波数変
換された第１及び第２の変換出力（上下の側波帯
成分）が発生する。そして、第１及び第２のミキ
サ２３，２７に入力する信号の位相を適当に定め
ると共に、第１及び第２のミキサ出力υ₁，υ₂のレ
ベルK₁，K₂が等しくなるようにコントロールす
れば、第１及び第２のミキサ出力υ₁，υ₂を合成す
るだけでキヤリヤ周波数₁より_Cだけ高い方に周
波数変換された変換出力、すなわちFMオーデイ
オ信号S_L2が得られることになる。

この関係は、オーデイオ信号S_RによつてFM変
調されたFMオーデイオ信号S_R3を周波数変換し
てキヤリヤ周波数₃より_Cだけ高い方の変換出
力、すなわちFMオーデイオ信号S_R4を得る場合
にも成立する。なお、FMオーデイオ信号S_R4を
周波数変換してキヤリヤ周波数₄よりも_Cだけ低
い方の変換出力、すなわちFMオーデイオ信号
S_R3を得る場合には、合成器３０として減算器を
使用し、第２のミキサ出力υ₂から第１のミキサ出
力υ₁を減算すればよい。

第６図はこの考案に係る信号変換回路の他の実
施例であつて、この例ではπ／４の位相シフト回
路を利用して構成した場合である。図のように
FMオーデイオ信号S_L1と単一信号S_Cとは夫々
π／４だけ夫々の位相を進相させる位相シフト回
路３４，３５を介して第１のミキサ２３に供給さ
れる。同様に、FMオーデイオ信号S_L1と単一信
号S_Cとは夫々π／４だけ夫々の位相を遅相させる
位相シフト回路３６，３７を介して第２のミキサ
２７に供給される。

このように構成する場合でも、第１のミキサ２
３，２７に供給されるFMオーデイオ信号S_L1及
び単一信号S_Cの夫々には、夫々π／２だけの位相
差が付与されているので、この場合にも上述した
と同様の信号変換操作を実現できる。

第７図は第６図の実施例に適用して好適な位相
シフト回路の具体例である。この例はCRの直列
回路で構成され、信号線路に対してＲ，Ｃの接続
関係が逆になるように選定されると共に、コンデ
ンサＣと抵抗器Ｒの各インピーダンスが等しくな
るように選定される。

こうすれば、位相シフト回路３４からはπ／４
だけ進相したFMオーデイオ信号S_L1が得られ、
他方の位相シフト回路３６からはπ／４だけ遅相
したFMオーデイオ信号S_L1が得られることにな
る。

単一信号S_Cに対する位相シフト回路３５，３７
も同様に構成される。

考案の効果 以上説明したように、この考案の構成によれ
ば、FMオーデイオ信号をそのキヤリヤ周波数よ
りも十分低い単一周波数をもつて周波数変換する
場合でも、いずれか一方の帯域に周波数変換され
たFMオーデイオ信号を、狭帯域のバンドパスフ
イルタを使用しないで得ることができるから、従
来のようにバンドパスフイルタの使用による欠点
を一掃することができ、再生オーデイオ信号の音
質を大幅に改善することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の説明に供する記録・再生方
式の周波数スペクトル図、第２図はそのときのト
ラツクパターン図、第３図及び第４図は従来の
FM変調用信号変換回路の一例を示す系統図、第
５図及び第６図は夫々この考案に係る信号変換回
路の一例を示す系統図、第７図は位相シフト回路
の一例を示す接続図である。 ２２はFM変調器、２３，２７は第１及び第２
のミキサ、２５，２６，３４〜３７は位相シフト
回路、２４は単一周波数の発振器、２９はAGC
アンプ、３１はレベル検出回路、３０は合成器で
ある。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. FM変調されたFMオーデイオ信号が相対的に
   π／２の位相差をもつて第１及び第２のミキサに供
   給され、これらミキサにはFMキヤリヤ周波数よ
   りも十分低い単一周波数の周波数変換用の信号
   が、同じく相対的にπ／２の位相差をもつて供給
   され、これらミキサから夫々上記FMキヤリヤ周
   波数を中心として上下の周波数帯域に周波数変換
   された第１及び第２の変換出力が出力されると共
   に、上記第１及び第２のミキサのいずれか一方に
   はAGC回路が設けられて上記第１及び第２のミ
   キサ出力のレベルが揃えられ、レベルの揃えられ
   たこれらミキサ出力が合成器に供給されて第１及
   び第２の変換出力が合成されることによりいずれ
   か一方の変換出力が得られるようになされた信号
   変換回路。