JPS63299767A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、降圧型チョッパーとして知られたステップダ
ウン方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

（従来技術） 従来、ステップダウン方式のＤＣ−ＤＣコンバータとし
ては、例えば第３図のものが知られている。

第３図のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、ＦＥＴ１の
パルス幅制御によるスイッチングで入力電圧■ｉｎをパ
ルス変換し、ＦＥＴ１の導通時にはインダクタンスＬ１
を通じてコンデンサＣ２及び負荷に電流を流し、次にＦ
ＥＴ１が非導通となる期間には、それ以前の導通時にイ
ンダクタンスＬ１を流れていた電流がダイオードＤ１を
通じて負荷に電流を流し続けるようになる。

ＦＥＴ１のパルス幅制御は制御回路部１により行なわれ
る。即ら、制御回路部１には定電圧制御用の誤差増幅器
２が設けられ、抵抗Ｒ８、Ｒ９及び可変抵抗ＶＲ１でな
る分圧回路で検出した出力電圧を抵抗Ｒ６とＲ７の分圧
電圧で決まφ基準電圧■ｒ１と比較して誤差電圧を検出
し、誤差増幅器２で検出した誤差電圧を零とするように
制御回路３によりパルス幅制御を行ない、制御回路３の
出力をトランジスタＴＲ１及び変圧器−「１を介してＦ
ＥＴＩのゲート回路に供給するようにしている。

また制御回路部１には過電流保護用の誤差増幅器４が設
けられ、微小抵抗Ｒ１で出力電流を電圧に変換して検出
し、抵抗Ｒ３とＲ４で定まる所定の過電流設定値Ｖｒ２
を抵抗Ｒ１による検出電圧が越えたときに誤差増幅器４
の出力を受けた制御回路３がパルス幅を狭めるように動
作し、負荷に対する出力電流を抑えるように過電流保護
動作を行なう。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、このような従来のステップダウン方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、電源投入直後の過渡
状態にあっては、コンバータに対する直流電源からの入
力電圧Ｖｉｎが定格入力電圧より低く、コンバータ自体
は定電力負荷となっていることから、定格入力時に比ベ
コンバータに対する直流電源からの入力電流が大きくな
る。

このためコンバータに直流電圧を供給する直流電源とし
ては、定格容量の大きなものを使用しなければならず、
また過電流保護回路を備えていた場合には、過電流保護
の動作点をかなり大きくする必要があった。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
ので、コンバータに対する入力電圧が定格入力電圧より
も低くとも、入力電流が大ぎくならないＪ：うにしてコ
ンバータに直流電圧を入力する直流電源として定格容量
の小さいものが使用できるようにしたステップダウン方
式のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする
。

この目的を達成するため本発明にあっては、ステップダ
ウン方式のＤＣ−ＤＣコンバータに於いて、出力電流を
検出する電流検出手段（Ｒ１）と；電流検出手段（Ｒ１
〉の検出値が所定の過電流設定値を越えたときに出力電
流を抑制する過電流保護手段（４）と；過電流保護手段
（４）の過電流設定値を入力電圧ｉｎの低下に応じて減
少させる補正手段（Ｒ１２，Ｒ３，Ｒ４）と：を設ける
ようにしたものである。

（作用） このような構成を備えた本発明によるステップダウン方
式のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、電源投入直後の
過渡状態でコンバータに対する直流電源からの直流入力
電圧ｖｉ口が定格入力電圧より低くとも、この直流入力
電圧ｖｉｎの低下に応じて過電流保護手段の動作点く過
電流設定値）が下げられるため、過電流保護動作か行な
われて入力電流が抑えられ、その結果、コンバータに直
流電圧を入力する直流電源として従来に比べ半分以下の
定格容量のもので済む。

またコンバータを抵抗負荷として見た場合、従来は入力
電圧の減少に応じて入力電流が増加覆るという所謂負性
抵抗特性をもっていたが、本発明のコンバータにあって
は、入力電圧が減少すると入力電流も減少するため負性
抵抗特性とはならず、従来、直流電圧を供給する直流電
源における過電流保護動作により発掘等を起こしていた
ものが本発明にあっては確実に防止できる。

更に負性抵抗特性をもっていないため、電源投入時には
定格状態に円滑に立ち上ることができる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示した回路図である。

まず構成を説明すると、ＦＥＴ１、インダクタンスＬ１
、コンデンサＣ２、及びダイオードＤ１によってステッ
プダウン方式のＤＣ−ＤＣコンバータの主回路が構成さ
れる。

ＦＥＴ１の入力段には図示しない直流電源より定格入力
電圧２４の直流電圧Ｖｉが入力される。

５ａ、５ｂは出力端子であり、適宜の負荷が接続される
。ＦＥＴ１の出力側に設りたインダクタンスＬ１と直列
には電流検出用の微小抵抗Ｒ１が接続される。

１は制御回路部であり、定電圧制御用の誤差増幅器２、
過電流保護用の誤差増幅器４及び誤差増幅器２，４の出
力に基づいてパルス幅制御を行なうための制御回路３が
設りられる。

定電圧制御用の誤差増幅器２の（＋）入力には抵抗Ｒ８
，Ｒ９及び可変抵抗ＶＲ１の直列回路で分圧された出力
電圧が入力され、誤差増幅器２の（−〉入力には抵抗Ｒ
６とＲ７で分圧された基準電圧Ｖｒｌが入力されている
。パルス幅制御を行なう制御回路３の出力はトランジス
タＴＲ１に入力され、トランジスタ１−Ｒ１には変圧器
Ｔ１の一次側が直列接続され、変圧器Ｔ１の二次側には
ツェナーダイオードＺＤ１〜３、抵抗Ｒ１０及びＲ１１
で成るゲート回路が設けられ、ＦＥＴ１のゲ一［・に制
御回路３より出力されたパルス幅制御信号を一次側から
絶縁して供給するようにしている。

更に、制御回路部１に設けられた過電流保護用の誤差増
幅器４の（＋）入力には抵抗Ｒ２とＲ５て分圧された電
流検出用抵抗Ｒ１の（＋）側の検出電圧が入力され、誤
差増幅器４の（−）側には微小抵抗Ｒ１における検出電
圧の（−）側が抵抗Ｒ３を介して入力される。更に、誤
差増幅器４の（−）入ツノ側は抵抗Ｒ４を介して補助電
源−←５ｖに接続される。

このような回路構成は従来例と同じであるが、これに加
えて本発明にあっては、過電流検出用の誤差増幅器４に
あける（−）入力を抵抗Ｒ１２を介してＦＥＴＩの一次
側に接続しており、抵抗Ｒ１２を介して入力電圧ｖｉｎ
を誤差増幅器４の（−）入力に与えることで、誤差増幅
器４の（−）入力に設定した過電流設定値、即ち基準電
圧Ｖｒ２を入ツノ電圧ｖｉｎに応じて変化させる補正回
路を構成している。

この抵抗Ｒ１２を介して入力電圧Ｖｉｎを入力すること
によって補正される過電流設定値としての基準電圧Ｖｒ
２は、 Ｖｒ　＝に−ｆ　（Ｖｉｎ）　　　　　・・・（１）但
し、ＫはＲ３，Ｒ４，Ｒ１２で決まる定数で与えられる
。

この第（１）式から明らかなように、過電流設定値とし
ての基準電圧Ｖｒ２は、抵抗Ｒ３，Ｒ４゜Ｒ１２によっ
て適切な定数Ｋを設定することにより、入力電圧Ｖｉが
減少すると過電流設定値としての基準電圧ｖｒ２も減少
するように補正することができる。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する直流電源からの
入力電圧Ｖｉｎが定格電圧２４Ｖより低い場合には、入
力電圧■ｉｎに応じて過電流保護用の誤差増幅器４の（
−）入力に対する基準値Ｖｒ２が低い値に補正され、過
電流保護の動作点が低くなることで微小抵抗Ｒ１で検出
した検出電圧ＶＸを受けた誤差増幅器４の（＋）入力側
が、入力電圧により下げられた基準電圧Ｖ「２を上回っ
て誤差増幅器４が誤差電圧を制御回路３に出力するよう
になり、制御回路３は誤差増幅器４からの誤差電圧に基
づいてパルス幅を狭くするように、パルス幅制御信号を
ＦＥＴ１に供給して出力電流を抑える過電流保護動作を
起こし、これによって入力電圧Ｖｊｎの低下に対しＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電流、即ち入力電流を減少させ
るようになる。

次に、第１図の実施例の動作を説明する。

今、ＤＣ−ＤＣコンバータに直流電圧ｖｉｎを入力する
電源装置の電源を投入したとすると、電源投入直後の過
渡状態において入力電圧Ｖｉｎは定格入力電圧２４Ｖに
向かって所定の時定数で上昇するようになる。

このように入力電圧■ｉｎが定格電圧２４　Ｖより低い
ときには、入力電圧■ｉｎは抵抗Ｒ１２を介して誤差増
幅器４の（−）入力に与えられることで、過電流設定値
としての基準電圧Ｖｒ１をそのときの入力電圧Ｖｉｎに
応じて下げるようになり、コンバータに直流電圧を供給
する電源装置から見てコンバータは定電力負荷となるた
めに、入力電圧が低いときには入力電圧の不足分に児合
った電流出力を生ずるようになる。しかし、過電流保護
用の誤差増幅器４の動作点を与える基準電圧■ｒ２が入
力電圧Ｖｉｎにり低い値に補正されていることから、出
力電流の増加で微小抵抗Ｒ１の検出電圧が入力電圧ｖｒ
１により低下した基準電圧Ｖｒ２を越えると、過電流保
護動作が開始され、制御回路３はＦＥＴ１に対するパル
ス幅制御信号のパルス幅を狭めるように動作し、その結
果、入力電圧Ｖｉｎが定格電圧２４Ｖより低いときの電
流増加を抑え込むようになる。

ここで、第１図の実施例における入力電圧Ｖｉｎを定格
電圧より低くしたときの入力電流の測定結果を第３図の
従来例と対比して次表−１に示す。

尚、次表−１の測定データは、第１図の本発明にあって
は、Ｒ１＝０．１５Ω、Ｒ２＝Ｒ３＝４７０Ω、Ｒ４＝
４７０にΩ、Ｒ５＝７５にΩ、Ｒ１２＝９１にΩとし、
また、第３図の従来例においては、Ｒ１＝０．０１５Ω
、Ｒ２＝Ｒ３＝４７０Ω、Ｒ４＝３０にΩ、Ｒ５＝１８
にΩとした場合の測定データである。

表−１ 第２図は前記衣−１の測定結果を示したグラフ図であり
、実線が本発明の特性を、また破線が従来例の特性を示
す。

この第２図の特性から明らかなように、第３図の従来例
にあっては、入力電圧Ｖｉｎが減少すると略直線的に入
力電流が増加していたが、本発明におっては入力電圧Ｖ
ｉｎが定格２４Ｖから２０Ｖに下がるまではわずかな電
流増加が見られるが、２０Ｖをピークとしてそれ以下に
入力電圧■ｉｎが下がると入力電圧に応じて補正された
過電流の動作の動作点の補正により、入力電圧Ｖｉｎに
応じて入力電流が減少するようになる。

その結果、本発明にあっては、前記衣−１の考察に示し
たように、コンバータに対し直流電圧を入力する供給電
源として少なくとも２．３３Ａの容量のものを使用すれ
ばよく、これに対して従来例にあっては少なくとも４．
６７Ａの供給電源としなければならず、従来例に比べ本
発明にあっては半分以下の容量の供給電源で済むように
なる。

また、第２図のグラフから明らかなように、従来例にあ
っては入力電圧の低下に対し入力電流が増加する所謂負
性抵抗特性をコンバータが持っていたため、供給電源側
の過電流保護動作が行なわれると負性抵抗特性による発
振等を起こしたが、本発明にあっては２０Ｖをピークと
して入力電圧の低下に対し入力電流が減少するため負性
抵抗特性とはならず、供給電源の過電流保護動作による
発振等の問題を確実に防止できる。

更に、供給電源から見て本発明のコンバータは負性抵抗
特性を持っていないため、電源投入時に円滑に定格状態
に立上がることができる。

尚、上記の実施例にあっては、前記表−１及び第２図の
測定データを得るための具体的な抵抗値を一例としてあ
げたが、本発明はこれに限定されないことは勿論である
。

（発明の効果） 以上説明してきたように本発明によれば、ステップダウ
ン方式のＤＣ−ＤＣコンバータに設けている過電流保護
手段における過電流設定値を、入力電圧の低下に応じて
減少させる補正回路を設りるようにしたため、入力電圧
が低くなると入力電流も減少し、コンバータに対する供
給電源の容量、若しくは供給電源における過電流保護の
動作点を従来の半分以下とすることができ、供給電源と
して小型のものを使用することができる。

また、コンバータを抵抗として見た場合、従来は負性抵
抗特性であったものが、本発明にあっては負性抵抗特性
を持たず、従来供給電源の過電流保護動作で発振を起こ
していたが、本発明にあってはこのような負性抵抗に起
因した発振は起きず、安定した動作を保証することがで
きる。

更に、本発明にあっては、コンバータが負性抵抗特性を
持っていないため、電源投入時に定格状態に円滑に立上
がることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示した回路図゛、第２図は
本考案の入力電圧と入力電流の関係を従来例と対比して
示した特性グラフ図、第３図は従来例を示した回路図で
ある。 １：制御回路部 ２：誤差増幅器（定電圧制御用） ３：制御回路 ４：誤差増幅器（過電流保護用） ５ａ、５ｂ：出力端子 Ｆ　Ｅ丁に電界効果１〜ランジスタ Ｌ１；インダクタンス Ｄｌ：ダイオード Ｃ２：コンデンサ Ｒ１：微小抵抗（電流検出用） Ｒ１−Ｒ１１：抵抗 Ｒ１２：抵抗（過電流動作点補正用） ＴＲ１：トランジスタ ］−１：変圧器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ステップダウン方式のＤＣ−ＤＣコンバータに於いて、 出力電流を検出する電流検出手段と； 該電流検出手段の検出値が所定の過電流設定値を越えた
   ときに出力電流を抑制する過電流保護手段と； 該過電流保護手段の過電流設定値を入力電圧の低下に応
   じて減少させる補正手段と； を設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。