JPS63290192A - 誘導電動機の低騒音駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＷＭインバータによる誘導電動機の制御方式
に関するもので、被駆動誘導電動機の運転速度にかかわ
らずそのＰＷＭインバータを構成する各スイッチング素
子のスイッチング周波数を略−走化保持することにより
、電流の高調波周波数が電動機の種々の機械共振周波数
と重なることから生じる騒音の増加を防止する制御方法
ζこ関するものである。

〔従来の技術〕

本発明の適用対象となるトルク制御方式は、電気学会論
文誌Ｂの１０６巻１号第９ページの「瞬時すべり周波数
制御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御法」なる論
文に記載されている。

この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を選ぶ。

また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令ζこ追従するようなインバータ出力電圧を選ぶ。

制御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持
されるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々
刻々更新される。

第２図は上記論文に記載された制御方式に、本出願人が
先に特願昭６１−９９２２８号により提案したＰＷＭイ
ンバータの出力電圧検出方式を採用したトルク制御系の
ブロック図であり、直流電圧源１より正母線１ａおよび
負母線１ｂを経て、３相ＰＷＭインバータ３を介して３
相誘導電動機６に給電する。制御回路７は指令および検
出された電流、電圧信号を処理し、ＰＷＭインバータ３
のスイッチング素子の通電信号を発生する。

ＰＷＭインバータ３はトランジスタなどのスイ、チング
素子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる６個の
アームから構成されているが、３個の切換スイッチＳｕ
、　Ｓｖ、　Ｓｗとして表すことができる。

ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器５ｕ　
ｅ　５Ｖ　＊　５Ｗを経て３相誘導電動機に給電すると
共ｌこ、直流側正負母線１ａ　、　ｌｂ間に電圧検出器
２が接続され、これら検出器と後述するスイッチ状態変
数表から各相電流および各相電圧が検出できるようにな
っている。

３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電穣 ｄ、ｑ２軸変夷された量のベクトル表示であり。

例えばｖｌはｄ軸成分をＶｌｄ　ｒ　Ｑ軸成分をＹ　１
　ｑとすると Ｖｌ＝ｖｌｄ＋ｊＶｌｑ・・・・・・・惨・°φ・拳・
・・・◆・φ拳◆拳拳・中・■で示され、１１　＊　１
２も同様に定義される。なお、■式左辺のＯはｃｔ、ｑ
両軸成分ともＯの場合を表し、かご形回転子の場合２次
電圧はこのように０となる。

式■における定数は Ｒｓ　：　１次巻線抵抗 Ｒ１重；１次インダクタンス Ｒ２；２次巻線抵抗 Ｒ４；２次インダクタンス Ｍ　；相互インダクタンス ０ｍは回転角速度、ｐは微分演算子、ｊはベクトル積を
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φ１は式■の第１行
を展開して 式■を代入し、整理すると 両辺を積分すると ｊ、＝Ｊ（シーＲ１音）ｄｔ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・■すなわち、電動機１次
磁束は式■の積分演算により求められる。

各切換スイッチＳｕ＊　Ｓｖ＊　Ｓｗは、正母線ｌａ側
に倒れる場合と負母線ｌｂ側に倒れる場合とがあり、中
間位置をとることはない。前者を状態１．後者を状態Ｏ
とするとインバータの出力状態は下に示すスイッチ状態
変数表ですべてを表すことができる。

スイッチ状態変数表 ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、Ｖｄ　＋　Ｖｑはｄ。

ｑｚ軸成分で表したスイッチ状態変数で、実際のと表せ
る。

先のスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
ｖｌの横の括弧内は切換スイッチＳｕ、Ｓｖ。

〜の状態を示しており、ｋが増加する−こ従って時計方
向ξこ６０’ずつステップする電圧ベクトルを表してい
る。

なお、ｋ＝１およびに＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で１図では原点に一致する。ｋ＝０およびに＝７はそれ
ぞれインバータの出力を決定する第２図の切換スイッチ
Ｓｕ、　Ｓｖ、　Ｓｗがすべて正母線ｌａ側に倒れるか
、または負母線ｌｂ側に倒れるかの違いはあるが、誘導
電動機６の線間電圧はいずれも０となり、３相短絡モー
ドである。また、Ｕ。

ｖ、ｗ相の基順軸は後述する式■により、それぞれに＝
１　、に＝３　、に＝５の方向に対応する。

瞬時トルクＴは式■の１吹出束φ１と１次電流ｉｆのベ
クトル積として式■により求められる・Ｔ＝φ５Ｘｉｔ
＝φｔｄＸ１ｘｑ−φｔｑ　Ｘ　ｉｔｄ　・・・・・・
・・・・・・■ここで、φ１ｄ、φ１ｑおよびｌｌｄ　
＊　ｌｔｑはそれぞ解したときの各成分である。

プロ、り７０１および７０３ｂは切換スイッチＳｕ、５
ｖｌＳＷの状態と電圧検出器２で検出した直流電圧源１
の電圧Ｖとから１次端子電圧Ｙｌを算出するブロックで
あり、スイッチ状態変数表と式■とから算出される。

プロ、り７０２は電流検出器５ｕ＋　５ｖ　＋　５ｗに
より検出された３相電流ｉｕ　＋　’ｖ　ｅ　１ｗを、
次式によりｄ。

巻線抵抗Ｒ１を乗じ、プロ、り７０４において１次端子
電圧ｖ１から１次−巻線抵抗Ｒ，と１次電流１１の積を
減算する。

プロ、り７０５は式■に従って磁束を積分演算するプロ
、りであり、１吹出束φ１のｄ、ｑ両軸成分−１ｄ＋φ
１ｑが求められ、ブロック７１０１こて磁束ベクトル長
φ１が次式により求められる。

−１＝　４１３＋ｄｓｑ　　　・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・■更に、ブロック７
１０では、第４図の磁束状態図に示すように、１次磁束
φｌベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の回転角θが
、境界線として３０°。

９０’　＋　１５０°、２１０°、　２７０’　、　３
３０”（７）　６０°毎ニ仕切うれるどの領域に属して
いるかによって制御フラグｆ０を次のように発生する。

一３０°≦０〈３０°：ｆ＃＝Ｉ ３０°≦６＜　９０’　：　ｔｏ＝Ｈ ９０°≦６　＜　１５０°Ｈ（ｅ−４１１５０°≦σ〈
２１０°；ｆθ＝■ ２１０ｏ≦８＜２７０”　：　ｆｅ＝Ｖ２７０’　≦８
　＜　３３０’　：　ｆａ　＝ＶＩ第６図はヒステリシ
スコンパレータの状態図で、磁束ベクトル長φ１が磁束
指令値φｌに対し、誤差限界Δφを用いて ＊　Δφ　　　＊　Δφ φ１−一くφｌ〈φｌ＋　２ となるように制御するための制御フラグｆφを発生する
。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上＊　Δφ 限であるφ１　＋　２に達すると減磁を指令する制御フ
ラグｆφ＝Ｏを発生し、また磁束ベクトル長φ１が減＊
　Δφ 少して下限であるφ１２に達すると増磁を指令する制御
フラグｆφ＝１を発生する。

かくして、磁束ベクトル長φ１は第６図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
こと馨どなるが、実際には、プロ、り７０６で式０によ
り算出された磁束ベクトル長φ１が＊ ブロック７０８において磁束指令値φｌから減算され、
ブロック７１１に詔いて第６図の状態制御図に従い制御
フラグｆφ；１．Ｏを発生する。

第６図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１吹出束φ１のベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。

第６図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆφとが組み合わされて、例えばｆφ＝１゜ｆ＃＝
夏の制御フラグが立っているとすると、領域が一３０″
≦＃＜３０”における増磁モードを意味するから、１吹
出束φ１ベクトルに積分されるべき１次電圧町ベクトル
は円の外向き成分を持ったものとなり、第３図からに＝
１．２．６のいずれかのみが選ばれる可能性がある。

プロ、り７０７はプロ、り７０２　、７０５の両出力の
ベクトル積を式■により演算し瞬時トルクＴを算出する
ブロックであり、プロ、り７０９においてト＊ ルク指令Ｔから瞬時トルクＴを減算し、トルク指＊ 令Ｔと式■により求められた瞬時トルクＴとの差が所定
の誤差限界以内に押えられるように、ブロック７１２に
おいて第７図の状態制御図に従って制御フラグｆｔを発
生する。

第７図は３値ヒステリシスコンパレータの状態率 図で、電動機力行時はトルク偏差Ｔ　−Ｔが上限値ΔＴ
ｔ　（ｊＴｔ＞０　）　ｉこ達すると、加速モードの制
御フラグｆτ＝１を発生する。電動機が加速されてトル
ク偏差が下限値−ΔＴ２（ΔＴ２　＜　０　）に達する
と、零ベクトルモードの制御フラグｒｙ＝ｏを発生し、
トルクが漸減して再び偏差が増加し上限値ΔＴｌに達す
ると加速モードに移り、第７図の上半部のヒステリシス
ループを矢印方向に周回するリミットサイクルを描く。

これを時間領域にて表すと第５図のトルク波形図に示す
ごとく瞬時トルクＴは変動し、トルク指＊ 令Ｔを挾んで上、下の偏差分の和ΔＴｓ　＋　ａ’ｒｌ
である許容誤差Ｅの帯域内を、最大値ＴＩ＋最小値Ｔ２
として往復する。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第７図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値ΔＴｓ　（ｊＴｔ　＞　Ｏ）に達すると減
速モードの制御フラグｆｔ＝−１を発生する。以下、カ
行時と同様１こ矢印の方向のリミットサイクルを繰り返
えす。かくしてブロック７１２は制御フラグｆｒ＝　１
　、０、−１を出力する。

ブロック７１３はブロック７１０　、７１１　、７１２
から出力される３個の制御フラグｆθ、ｆφ、　ｆｔの
各組み合わせＩこ最も適したインバータ出力電圧を決定
するプロ、りであり、第４図で説明した１次磁束φ１の
ベクトル長と回転方向および速度をこれら３個の制御フ
ラグｆａ　、　ｆφ、　ｆｔが制御する。

例えば前述のごとく制御フラグｆφ＝１．ｆａ−１の場
合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のｋに従っ
てＶｌ　（ｋ）で表すとすると、電圧ベクトルとして選
ばれる可能性があるのはに＝１．２．６のいずれかであ
るが、このとき制御フラグｆｒ＝１ならば、時計方向に
回転する成分を持つベクトルに＝２すなわち出力電圧ベ
クトルｖ１（２）が選ばれる。

もしｆｒ＝−１のときはｖｌ（６）、ｆｔ＝０のときは
零ベクトルで、ｖｓ（０１またはｖｔ　（７）が選ばれ
る。

次ｌこ示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグ
ｆφ、　ｆａ　、　ｆｖのすべての組み合わせについて
出力電圧ベクトルの番号にの値を示したものであるＯ スイッチングテーブル 各演算サイクル毎にブロック７１３においてこのスイッ
チングテーブルを参照することにより、インバータ３ヘ
スイ、チング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制御
が行われる＠ インバータ周波数は第４図の１吹出束φ１ベクトルの回
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、式■による電圧ベクトルの積算結果
として生じるものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

一般にＰＷＭインバータのスイッチング周波数は電動機
の速度と共に上昇するが、周波数の変動途中で電動機電
流の高調渡分の周波数が電動機の磁気回路を含む構造体
の共振周波数に一致すると、共鳴状態となり騒音が著し
く増大する欠点があった。

前述の新高速トルク制御法におけるインバータにおいて
も、平均スイッチング周波数は速度と共に変化し、低速
で低く電動機の加速と共に高くなり、高速領域では再び
低くなる。通常スイッチング周波数はインバータを構成
するスイッチング素子１個当りについての値であり、電
動機電流の高調波周波数はスイッチング周波数の２．４
．６・・・・・・２ｎ倍周波数を中心とする側帯波群で
構成される。その２倍周波数の高調波を基本脈動周波数
と呼ぶことにする。

第８図は前述の制御法において定常運転時ｌこ発生する
電流高調波スペクトラムを示す。本方式のような瞬時値
制御の場合は時々刻々スイッチング周期が変化するため
、定立したスペクトルは現れ難く、分析期間で平均化し
た周波数が現れるため、ピークの前後に分散したスペク
トルとなる。

第８図１こおいて、ｆ、はインバータ周波数であり、ｆ
２は基本脈動周波数、ｆｓはその倍周波の一つを示し、
それぞれピークの前後１こ分散した周波数を含んでいる
。ｆａおよびｆｂは構造体の共振周波数を示すＯ 第９図は電動機電流の基本脈動周波数ｆ、が速度に対し
て変化する様子を示すグラフであり、トルクの３値ヒス
テリシスコンパレータの許容誤差ノ黒すなわち上、下の
偏差分の和ΔＴ＊　＋　ＩＴ意をパラメータとしている
。上側からＡ、Ｂ、Ｏ，Ｄ、Ｅ。

Ｆの［１こ許容誤差ΔＴが小さい場合を示し、曲線人は
許容誤差ＪＴが最も小さく、曲線Ｖは許容誤差が最も大
きい場合を示す。

実数の結果、磁束のヒステリシスコンパレータの許容誤
差限界Δφをパラメータとしても、略同様の基本脈動周
波数特性が得られた。

電動機の中間速度域において基本脈動周波数ｆ意が大き
くなる理由は次のように解釈される。すなわち、１次電
流１１は概路次に示す式［相］、■により与えられる。

電圧印加時すなわち電流増加時 ｄπ 慮ｓ　　＋Ｒ４１１＝ｖｌ−ｅｌ　　　…・・・・・・
…………［相］ｔ ３相短絡モ一ド時すなわち電流減少時 ｄπ １１　　　　＋　　Ｒ１１１＝　　　ｅｌ　　　　　　
　　・・・・・・・・・・・・・・−・・・・・・■ｔ ここに、 １１；１次巻線漏れイシダクタンス Ｒ１；１次巻線抵抗 ｖｌ；１次端子電圧 ｅｌ；電動機誘起電圧 である。

１吹出束φ１ベクトルは略円軌跡を画き、その値は急変
しないため、式■で与えられる瞬時トルクＴの値はほぼ
式［株］、■による１次電流１１の挙動と等しく、指数
関数状−こ増減を反復し最大値Ｔ１と最小値Ｔ、の間を
往復する。

第１０図は第５図のトルク波形図をより詳細に示したも
ので（ａ）は低速時、（ｂ）は中速時、（Ｃ）は高速時
における瞬時トルク波形図である。１次電圧の絶対値１
ｖ１１は常に一定であるから、電動機誘起電圧の絶対値
１　ｅｌ　Ｉが小さい低速時においてはトルクの増加は
急峻で減衰は緩慢であるのに対し、高速時においては電
動機誘起電圧の絶対値１ｅ１１が大きくなるのでトルク
の増加は緩慢で減衰は急峻となる。

また、中速時にはトルクの増加および減小時共に低速時
と高速時のほぼ中間の状況となり、従って平均スイッチ
ング周波数は低速時および高速時よりも高くなる。

以上詳細に説明したように、従来の磁束勿よびトルクの
瞬時制御方式によ名と、電動機速度の変化に伴いＰＷＭ
インバータとしての基本脈動周波数も変動し、高調波電
流の周波数も変動するため、これが構造体の機械的共振
周波数に一致したとき共鳴状態となり、騒音が著しく増
大するという欠点を有していたのである。

すなわち、第９図に示したように、トルクの許容誤差Δ
Ｔが比較的小さい３曲線の場合は、構造体の共振周波数
ｆａについては常用速度範囲外で共鳴を生ずることにな
るが、構造体の共振周波数ｆｂについては常用速度範囲
内で共鳴を生じてしまう。

また、トルクの許容誤差ＪＴが比較的大きい８曲線の場
合は、構造体の共振周波数ｆｂには基本脈動周波数は達
しないが、構造体の共振周波数ｆ、については常用速度
範囲内で共鳴を生じてしまう。

このように、トルクの許容誤差ノＴを適宜に選ぶこさで
は、電動機の磁気回路を含む構造体の共振周波数に共鳴
する状態を生じることを避けることはできなかった。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明にかかる誘導電動機の低騒音駆動方法は、従来の
瞬時磁束および瞬時トルク制御方法において、トルクま
たは磁束の許容誤差を変更することにより、電動機速度
に対する基本脈動周波数の関係が変化することに注目し
、電動機速度の関数信号によって瞬時磁束および瞬時ト
ルクの指令値に対する許容誤差のうち少なくともいずれ
か一方を可変制御することにより、電動機速度の低速域
から高速域にわたってインバータの平均スイッチング周
波数が略一定となるよう制御することを特徴とするもの
である。

ＰＷＭインバータの基本脈動周波数ｒｚが電動機構造体
の機械的共振周波数’ａ　ｗ　ｆｂ等に合致しないよう
、これら共振周波数ｆａ　＊　ｆｂ等より上または下の
周波数帯域に限定して用いれば、共鳴状態を生じること
なく低騒音化が実現できる。

トルクの許容誤差ΔＴを可変制御する場合を例にとって
第９図を用いて説明すると、電動機構造体の機械的共振
周波数ｆａおよびｆｂよりも高い基本脈動周波数（、ｌ
付近で常にＰＷＭインバータ３を運転するためには、曲
線人が電動機電流基本脈動周波数ｆ２’を通過する点Ｐ
ｘｂよびＰ４における電動機速度においては、曲線Ａの
場合のトルク許容誤差ＪＴとすればよく、曲線Ｂが周波
数ｆ、Ｌを通過する点Ｐ２およびＰ３における電動機速
度においては１曲線Ｂの場合のトルク許容誤差ΔＴとす
ればよい。

第９図に示した電動機電流の基本脈動周波数ｆ！の電動
機速度に対する変化を、パラメータであるトルクの許容
誤差ΔＴをより細分して実測して描くことにより、第１
１図に示した電動機速度に対するトルク許容誤差の関係
グラフのごとく、滑らかな曲線を得ることができる。図
中の点Ｐ１〜Ｐ４は第９図の点Ｐ１〜Ｐ４に対応するト
ルク許容誤差を示し。

曲線上の他の点は前記のより詳細な測定および内挿法に
より求めたものである。

同様に、電動機構造体の共振周波数ｆａおよびｆｂのい
ずれよりも低い基本脈動周波数ｆ、ＩＩ付近で常にＰＷ
Ｍインバータ３を運転するため番こは、第９図の曲線り
、Ｂ、Ｆがそれぞれ電動機電流基本脈動周波数ｆ、１１
を通過する点Ｑｌ　−Ｑａ　、Ｑ！　、　Ｑｓ　、　Ｑ
ｓ　、　Ｑ４の各点にセける電動機速度において、それ
ぞれ曲線り、Ｂ、Ｆの場合のトルク許容誤差とすればよ
い。

基本脈動周波数ｆ！′の場合と同様に、基本脈動周波数
ｆ２“付近で常にＰＷＭインバータ３を運転するための
電動機速度に対するトルク許容誤差ＪＴの関係を第１１
図に示す。図中の点Ｑ１〜Ｑ−は第９図の点Ｑ１〜Ｑ−
に対応するトルク許容誤差ＪＴを示している。

前記のようにして得て第１１図に示した電動機速度に対
するトルク許容誤差の関係を記憶しておき、何らかの方
法によって得た電動機速度の関数信号からトルク許容誤
差を決定して制御することにより、基本脈動周波数ｆ２
をほぼ一定にして運転することができる。

なお、基本脈動周波数ｆ２が電動機構造体の共振周波数
ｆａ、　ｆｌ）等に近付かなければよいのであるから、
第１１図の関数はさほど高精度でなくてもよい。

電動機の速度信号を得る方法は、速度計発電機を付属し
ておきこの出力を利用してもよいが、１吹出束φｌの単
位時開−こおける回転角度を内部的ｉこ演算すること１
こよっても得られる。

以上、トルクの許容誤差ΔＴを可変制御する場合につい
て詳細に説明したが、磁束の誤差限界Δφを可変制御す
ることによっても、はぼ同様の効果を得ることができる
。この場合には第９図の電動機電流の基本脈動周波数ｆ
、の電動機速度に対する関係のパラメータがトルク許容
誤差ΔＴであったのに代えて、パラメータを磁束の許容
誤差限界Δφとして測定しておき、これによって第１１
図に示したトルク許容誤差と電動機速度の関係に代えて
、磁束の許容誤差と電動機速度の関係を得て記憶してお
けばよい。

同様に、トルク許容誤差と磁束許容誤差に所定の関係を
持たせておけば、前記の手法によって両者を可変制御す
ることが可能なことは明らかであるＯ 〔作　用〕 前記のごとくにしてＰＷＭインバータの瞬時磁束および
瞬時トルクの指令値に対する許容誤差のうち少なくとも
一方を可変制御することにより、電動機電流の基本脈動
周波数は電動機構造体の共振周波数ｆａ、　ｆｂ等を避
けた高周波帯ｆ、ｌまたは低周波帯ｆｓ″にほぼ一定に
保持することができる。

従って基本脈動周波数の倍周波もほぼ一定周波数となり
、電動機構造体の共振周波数に一致することを避けるこ
とができ、共鳴現象による騒音の発生を防止できる。

〔実　施　例〕

Ｍ１図は本発明にかかる誘導電動機の低騒音駆動方法の
一実施例のブロック図である。本実施例の第２図と異な
るところは、ブロック７１２の内蔵する３値ヒステリシ
スコンパレータを許容誤差が可変のものに置き代えてブ
ロック７１２′としたこと、前回の演算サイクルにおけ
る１吹出束φ１を記憶し、今回の１吹出束φ１と比較し
て１吹出束φｌベクトルの回転速度ωｍを演算するブロ
ック７１４と、第１１図に示した各電動機速度における
トルク許容誤差の関数テーブルを記憶したブロック７１
５とを追加したことである。

本実施例においてもプロ、り７１３においてブロック７
１０　、７１１および７１２′から送られる３個の制御
フラグｆ＃　、　ｆφおよびｆ！により、スイッチング
テーブルを参照して最適のインバータ出力電圧を決定し
、インバータ３ヘスイ、チング信号を送り、磁束セよび
トルクの瞬時制御が行われるのは第２図に示した従来方
法の場合と同じである。

ただし、本実施例においてはブロック７１４において電
動機速度とほぼ等価の１吹出束φ！ベクトルの回転速度
ωｔｒ＋、を算出し、その出力によってプロ。

り７１５においてトルクの許容誤差ΔＴを選定してプロ
、り７１２’に送り、ブロック７１２′に内蔵する３値
ヒステリシスコンパレータの上限値ノＴ１および下限値
ΔＴ２を変更しているので、電動機電流の基本脈動周波
数はプロ、り７１５において選定した周波数ｆ２’また
はｆ２“のいずれ力）のほぼ一定値で運転される。

本実施例ではプロ、り７１４において電動機速度の近似
値を内部的に算出しプロ、り７１５へ送ったが、電動様
に速度計発電機を取り付ける等により直接的速度関数信
号を外部からブロック７１５へ送ってもよい。

以上説明した本実施例はトルクの許容誤差ΔＴを可変制
御するものであるが、プロ、り７１１に内薦する磁束の
ヒステリシスコンパレータの誤差限界Δφを可変とし、
ブロック７１５番こ記憶する関数テーブルを各電動機速
度における磁束許容誤差の関数テーブルに代えることに
より、磁束の許容誤差ノφを可変制御することによって
もほぼ同様の効果を得ることができる。

また、先にも述べたが同様の考え方により、トルクおよ
び磁束の両許容誤差を可変制御とすることも可能である
。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したようｌこ、本発明にかかる誘導電動
機の低騒音駆動方法によれば、磁束およびトルクの指令
値ζこ対する許容誤差のうち少なくともいずれか一方を
電動機速度の関数信号によって連続可変することにより
、インバータのスイッチング周波数を略一定Ｉこ保ち、
電動機電流の高調波周波数−が電動機構造体の機械的共
振周波数と一致することにより生じる騒音の増大を防止
することができる。

本方法によれば、インバータを構成するスイッチング素
子として高速素子を使用し、１０〜４０　ｋＨｚの高周
波スイッチングを行うことにより低騒音化を行う方式に
比べて、特にスイッチング周波数を高めることなく低騒
音化が実現できる。

従って、高周波スイッチング素子の利用が困難とされる
中〜大容量の誘導電動機の低騒音化に適している。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる誘導電動機の低騒音駆動方法の
一実施例のブロック図、第２図は従来の瞬時磁束および
トルク制御系の一例のプロ、り図、第３図はスイッチ状
態変数表によるインバータの出力電圧ベクトル図、第４
図は電動機の１吹出束ベクトルの瞬時制御方法を示す磁
束状態図、第５図はトルク波形図、第６図は磁束のヒス
テリシスコンパレータの状態図、第７図はトルクの３値
ヒステリシスコンパレータの状態図、第８図は定常運転
時に発生する電流高調波スペクトラム、第９図は電動機
速度に対する電動機電流基本脈動周波数のグラフ、第１
０図は第５図のトルク波形図をより詳細に示したもので
、（ａ）は低速時、（ｂ）は中速時。 （Ｃ）は高速時における瞬時トルク波形図であり、第１
１図は電動機速度に対するトルク許容誤差の関係を示す
グラフである。 １・・・・・・直流電圧源、２・・・・・・電圧検出器
、３・・・・・・ＰＷＭインバータ’　５ｕｌ　５ｙ　
ｌ　５ｙ・・・・・・電流検出器、６・・・・・・誘導
電動機、７・°°・°°制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、電圧および電流信号から誘導電動機の瞬時磁束およ
   び瞬時トルクを演算し、この演算された瞬時磁束および
   瞬時トルクがそれぞれ所定の許容誤差内で与えられた指
   令値に追従するようにヒステリシスコンパレータを用い
   てインバータ出力電圧のスイッチング状態を瞬時制御す
   る誘導電動機制御方式において、電動機速度の関数信号
   によって前記瞬時磁束および瞬時トルクの指令値に対す
   る許容誤差のうち少なくともいずれか一方を可変制御す
   ることにより、電動機速度の低速域から高速域にわたっ
   てインバータの平均スイッチング周波数が略一定となる
   ように制御することを特徴とする誘導電動機の低騒音駆
   動方法。