JPS6389093A - 誘導電動機のトルク制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）インバータに
よる誘導電動機のトルク制御方式に関するもので、高速
トルク制御において磁束およびトルクのヒステリシスコ
ンパレータの動作点を可変制御し、負荷の条件や運転状
態に応じてヒステリシスを最適化しようとするもので、
電流やトルクのリップルの低減、高調波損失の低減、イ
ンバータのスイッチング周波数の低減、さらに起動、超
低速運転時の滑らかな駆励、低トルク実動等を可能にす
るものである。

〔従来の技術〕

本発明にかかる誘導電動機のトルク制御方式の基本動作
は、電気学会論文誌Ｂの１０６巻１号第９４−ページの
「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速ト
ルク制御法」なる論文に記載されている。

この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を選ぶ。

また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を選ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。

第１２図は上記論文に記載された制御方式に、本出願人
が先に特願昭６１−９９２２８号により提案したＰＷＭ
インバータの出力電圧検出方式を採用したトルク制御系
のブロック図であり、直流電圧源１より正母線１ａおよ
び負母線１ｂを経て、３相ＰＷＭインバータ３を介して
３相訪導電動機６に給電する。制御回路７は指令および
検出された電流、′ｒ４圧信号を処理し、ＰＷＭインバ
ータ３のスイッチング素子の通電信号を発生する。

ＰＷＭインバータ３はトランジスタとダイオードをそれ
ぞれ逆並列接続してなる６個のアームから構成されてい
るが、図のように３個の切換スイッチｓｕ、　ｓｖ、　
Ｓｙとして表すことができる。

ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器りｕ　
ｌ　５Ｙ　＋　５Ｗを経て３相誘導電動様に給電すると
共に、直流側正負母線間に電圧検出器２が接続され、こ
れら検出器と後述するスイッチ状態変数から各相電流お
よび各相電圧が検出できるようになっている。

３相かご形誘導１！動機の１次端子電圧および電ｄ、ｑ
２軸変換された量のベクトル表示であり、例えばｖｌは
ｄ軸成分をＭｌ（ｉ　ｔ　ｑ軸成分をＶｌｑとすると Ｖｌ　＝　Ｙｌｄ　＋　ｊｖｌｑ　　　　　＝＠−″−
００１＋′。＠′１０−００−■で示され、１１　＊　
１２も同様に定義される。なお、■式左辺のＯはｄ、ｑ
両軸成分とも０の場合を表し、かご形回転子の場合２次
電圧はこのように０となる。

式■における定数は Ｒ１：１次巻線抵抗 Ｌｌｌ　：　１次インダクタンス 山；２次巻線抵抗 Ｌ１２３２次インダクタンス Ｍ　；相互インダクタンス ５ｍは回転角速度、ｐは微分演算子、ｊはベクトル積を
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φ１は式■の第１行
を展開して 式■を代入し、整理すると 両辺を積分すると より求められる。

各切換スイッチｓｕＩ　ＳＶ　＋　ＳＷは、正量ｐｌａ
側に倒れる場合と負母線ｌｂ側に倒れる場合とがあり、
中間位置をとることはない。前者を状態１．後者を状態
Ｏとするとインバータの出力状態は下に示すスイッチ状
態変数表ですべてを表すことができる。

スイッチ状態変数表 ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で。

この８通りしか存在しない。また、ｖｄ　、　Ｖｑはｄ
。

ｑ２２成分で表したスイッチ状態変数で、実際のと表せ
る。

先のスイッチ状態変数表を図示したのが第２図であり、
ｖｌの横の括弧内は切換スイッチｓｕｌ　ｓｖ１〜の状
態を示しており、ｋが増加するに従って時針方向に６０
’ずつステップする電圧ベクトルを表している。

なお、ｋ＝ｏおよびに＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点に一致する。ｋ＝ｏおよびに＝７はそれ
ぞれインバータの出力となる第１０図の切換スイッチＳ
ｕ、Ｓｖ、Ｓｗがすべて正量１１１ａ側に倒れるか、ま
たは負母線ｌｂ側に倒れるかの違いはあるが、誘導電動
機６の線間電圧はいずれもＯとなり、３相短絡モードで
ある。また、ｕ、ｖ。

Ｗ相の基準軸は後述する式■により、それぞれ。

ｋ＝ｔ　、に＝３　、に＝５の方向に対応する。

のベクトル積として式■により求められる。

Ｔ＝φｔｘｔｔ＝φｔｄＸＩｌｑ−φｓｑ　Ｘ　１ｓｄ
　　”’　””　””■ここで、φ１ｄ　＋φ１ｑおよ
びｌｉｄ　＋　ｌｌｑはそれぞれ１次磁束φ１および１
次電流１１をｄ、ｑ２軸に分解したときの各成分である
。

ブロック７０１および７０３ｂは切換スイッチ８ｕ。

Ｓｖ、Ｓｗの状態と電圧検出器２で検出した直流電圧源
の電圧Ｖとから１次端子電圧Ｖ□を算出するブロックで
あり、スイッチ状卯変数表と式■とから算出される。

プロ、り７０２は電流検出器５ｕｍ　５ｙ　＊　５ｗに
より検出された３相電流１ｕ　、　ｌｖ　、　ｉｗを、
次式によりｄ。

ｑ２２成分に変換するブロックである。

この１１次電流１１に、ブロック７０３：ｌにおいて１
次巻線抵抗Ｒ，を乗じ、プロ、り７０４において１次端
子電圧ｖ１から１次巻線抵抗Ｒ１と１次電流１１の積を
減算する。

プロ、り７０５は式■に従って磁束を積分演算するプロ
、りであり、１火砲束φｌのｄ、ｑ両軸成分φｔｄ　ｌ
φＩｑが求められ、ブロック７１０にて磁束ベクトル長
φ１が次式により求められる。

φ里＝ｈ凹；「　　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・■更に、ブロック７１０では、第３図の磁束
状態図に示すように、１次磁束φ１ベクトルのｄ軸を基
準とする時計方向の回転角θが、境界線として３０６゜
９０°、　１５０”　、　２１０”　、　２７０’　、
　３３０°の６０°毎に仕切られるどの領域に属してい
るかによって制御フラグｆａを次のようｌζ発生する。

一３０°≦θ＜３０’　　：　　ｔｅ＝ｘ３０＠≦−〈
９０°　；ｆｅ＝■ ９０＠≦θ〈１５０°：　　ｆａ＝ｘ １５０＠≦＃　＜　２１０°：　　ｆ””ＩＶ２１０°
≦θ〈２７０°：　　ｆ＃＝Ｖ２７０°≦θ〈３３０°
；　ｆθ＝■ 第４図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ１が磁束指令値φ！に対し、誤差限界ノ
φを用いて φ↑−リ〈φ１〈φ↑＋す となるように制御するための制御フラグｆφを発生する
。すなわち、磁束ベクトル長φ里が増加して上限である
φ↑＋すに達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０
を発生し、また磁束ベクトル長φ１が減＊　ノφ 少して下限であるφ１−２に達すると増磁を指令する制
御フラグｆφ＝１を発生する。

かくして、磁束ベクトル長φ！は第４図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、プロ、り７０６で式■により
算出された磁束ベクトル長φｌがプロ、り７０８におい
て磁束指令値φ１から減算され、プロ、り７１１におい
て第４図の状態制御図に従い制御フラグｆφ−１，０を
発生する・ 第４図に示した磁束のリミットサイクルは、第３図に関
していえば、１火砲束φｌのベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する・ 第４図による制御フラグｆφと第３図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝１゜ｆｌ＝
Ｉの制御フラグが立っているとすると、領域が一３０’
≦＃　＜　３０’における増磁モードを意味するから、
１次磁束φ１ベクトルに積分されるべき１次電圧ｖエベ
クトルは円の外向き成分を持ったものとなり、第３図か
らに＝１．２．６のいずれかのみが選ばれる可能性があ
る。

プロ、り７０７はプロ、り７０２　、７０５の両出力の
ベクトル積を式■により演算し瞬時トルクＴを算出する
プロ、りであり、ブロック７０９においてトルク指令Ｔ
＊から瞬時トルクＴを減算し、トルク指令Ｔ＊と式■に
より求められた瞬時トルクＴとの差が所定の誤差限界以
内に押えられるように、プロ、り７１２において第５図
の状態制御図に従って制御フラグｆｒを発生する。

第５図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図で
、電動機力行時はトルク偏差Ｔ＊−Ｔが上限値’Ｔｉ　
（’ＴＩ　＞０　）に達すると、加速モードの制御フラ
グｆｔ＝ｌを発生する。電動機が加速されてトルク偏差
が下限値−ｊＴ、　（ΔＴ！＞Ｏ）に達すると、零ベク
トルモードの制御フラグ１ｔ＝ｏを発生し、トルクが漸
減して再び偏差が増加し上限値ｊ’１７．に達すると加
速モードに移り、第５図の上半部のヒステリシスルーズ
を矢印方向に周回するリミットサイクルを描く。

これを時間領域にて表すと第６図のトルク波形図に示す
ごと（瞬時トルクＴは変動し、トルク指令Ｔ＊を挾んで
上、下の偏差分ＪＴ、　＋　ｊＴ２の帯域内を往復する
。

次に、電動機が回生側Ｕ）を行っている時は第５図の下
半部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏
差が負の下限値ΔＴ！　（’ＴＩ＞　Ｏ）に達すると減
速モードの制御フラグｆｙ＝−１を発生する。以下、カ
行時と同様に矢印の方向のリミ。

トサイクルを繰り返えす。かくしてブロック７１２は制
御フラグｆ？＝１．０．−１を出力する。

プロ、り７１３はブロック７１０　、７１１　、７１２
から出力される３＠の制御フラグｆθ、ｆφ、ｆＴの各
組み合わせに最も適したインバータ出力電圧を決定する
ブロックであり、第３図で説明した１火砲束φ１のベク
トル長と回転方向をこれら３個の制御フラグｆθ、ｆφ
、ｆｖが制御する。

例えば前述のごとく制御フラグｆφ＝１．ｆθ＝工の場
合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のｋに従っ
てｖｘ（ｋ）で表すとすると、電圧ベクトルとして選ば
れる可能性があるのはに＝１．２．６のいずれかである
が、このとき制御フラグｆ「＝１ならば、時計方向に回
転する成分を持つベクトルに＝２すなわち出力電圧ベク
トルｖｓ（２）が選ばれる。

もしｆ？＝−１のときはｖｔ　（６１ｓ　ｆ　ｒ　＝　
０のときはゼロベクトルで、ｖｘ　（０）またはｖｌ（
７）が選ばれる。

次に示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆ
φ、　ｆａ　、　ｆｔのすべての組み合わせについて出
力電圧ベクトルの番号にの値を示したもので、毎演算サ
イクル毎にプロ、り７１３においてこのスイッチングテ
ーブルを参照することにより、インバータ３ヘスイ、チ
ング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制御が行われ
る。

スイッチングテーブル インバータ周波数は第３図の１火砲束φｊベクトルの回
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、弐〇による電圧ベクトルの、ｆｆ　
Ｗ　結果として生ずるものである。

〔発明が争決しようとする間尼点〕

従来の誘導電動機のベクトル制御の有した数々の欠点を
解決する新しい空間ベクトル法について詳細に説明した
が、要約すると次のごとくである。

ｂ時トルクＴを演算し、演算された１火砲束φｌベクト
ルはその大きさを磁束指令値φ↑と誤差限界ノφにより
磁束ヒステリシスコンパレータにより制御される。また
、瞬時トルクＴはトルク指令Ｔ＊とのトルク偏差Ｔ＊−
Ｔについて３値トルクヒステリシスコンパレータにより
制御される。

従来はこれらのヒステリシスコンパｌ／−９カ８作する
動作点の値、即ち、磁束の誤差限界ｌφ、トルク偏差の
上＠値’Ｔ１＋下ＩＩは値−１Ｔ２は、負荷の状態や運
転の状態に無関係に固定の値を設定されていた。

このために、特殊の運転条件の場合には、誘導電動機の
１次端子電圧ｖ１．１次電流１１　＋発生する瞬時トル
クＴなどが、ヒステリシスの動作点の前後で急峻に変化
し、運転動作に円滑さを欠くきらいがあった。

〔問題点を解決するための手段〕

誘導電動機の全運転領域でシ目、りの少ない円滑な運転
動作をさせるために、磁束ヒステリシスコンパレータお
よびトルクヒステリシスコンパレータの動作点を負荷お
よび運転の状態に応動して可変制御を行うものである。

先ず、磁束ヒステリシスコンパレータの動作点を可変と
する場合について述べる。磁束指令値φ↑と誤差限界ノ
φにより φ↑−リ〈φ１〈φ↑＋す となるように制御される１火砲束φ１ベクトルは、磁束
ベクトル長φ！が上限を越えると減磁、下限を下回ると
増磁するように２値のヒステリシスコンパレータで制御
される。

起動時や超低速で駆動する時は、トルク変動およびトル
クの立ち上がりを円滑にするために磁束指令値φ１を小
さくシ、誘導電動機内の１火砲束φｌを弱界磁とすると
、発生トルクは小さくなる。このことは０式からも明ら
かである。

−旦円渭馨こ起動した後に磁束指令値を徐々に重加し、
所定の動作点まで可変させることにより、磁束指令値φ
↑を所定の動作点に固定したままの起動動作に比べて、
誘導電動機の１次端子電圧ｖｌ　１１次電流１１．瞬時
トルクＴの変化が滑らかになり安定となる。

従って、磁束ヒステリシスコンパレータを全運転領域で
安定動作をさせるために、誘導電動機の回転速度にほぼ
比例させた磁束指令値φｌを与えると共に、誤差限界Δ
φはヒステリシスコンパレータの動作間隔に比例するの
で、インバータのスイッチング周波数の限界近くまで狭
く設定すればよい０次に、トルクヒステリシスコンパレ
ータの動作点を可変とする場合について述べる。３値ヒ
ステリシスコンパレータにおいては上限値ＩＴｘ　ｃ！
：下限値−ノＴ２により運転モードが制御され、制御フ
ラグｆνが発生する。ヒステリシスの動作点であるΔ’
ｒ、　Ｉ　Ｊ’ｌ’、を固定した状態では、軽負荷時に
はヒステリシスコンパレータの動作頻度が低く、発生ト
ルクのリップルの割合が大きくなる。また、逆ζこ重負
荷時にはカ行モードの割合が大きくなり正常なヒステリ
シス動作を取らない。

そこで、誘導電動機内スイトルクＴとトルク指令Ｔ＊　
ｈのトルク偏差Ｔ”−Ｔの上限値’Ｔｉｔ下限値−ΔＴ
２をトルク指令Ｔ〜大きさにほぼ比例して設定すれば、
全運動領域においてトルク指令Ｔ＊に応じたヒステリシ
ス動作が可能となる。

ただ、トルクヒステリシス醒Δ’ｒ、　＋　ｒＴ、をあ
ます狭くスると、インバータのスイッチング周波数が高
くなるので、インバータを構成するスイッチング素子の
スイッチング周波数の限界以内となるよう狭く設定すれ
ばよい。

〔作　　用〕

磁束ヒステリシスコンパレータとトルクヒステリシスコ
ンパレータの作用を具体的に説明する。

磁束ヒステリシスコンパレータの状態図は第４図に示し
た通りであるが、その動作を理解し易くするために横軸
を電動機の１火砲束長φ１のままとした第７図、第８ｒ
！！！！に書き替える。これらの図で磁束指令値φ↑は
誤差限界ｌφ＝φｍａｘ−φｍｉｎの中心から磁束零ま
での距離であり、最大磁束φｍａｘと最小磁束φｍｉｎ
の差である誤差限界Δφはヒステリシスコンパレータの
動作ヒステリシス幅を示す。

起動時や超低速時のように速度による逆起電力が少なく
、１火砲束φｌが小さい場合は第８図に示したごとく、
磁束指令値φ↑を小さくすると共に、誤差限界Δφを磁
束指令値φ↑の１次函数として小さくする。なお、Δφ
の関数形は簡単のためφｌの１次関数としたが、１次以
外の曲線を使用し特性の変化をなめらかにすることが可
能である。

起動後速度が段々上昇するにつれて、磁束指令値φ↑お
よび誤差限界Δφを第７図に示したように所定の値に近
付けることにより、磁束のヒステリシスの動作範囲を有
効に使用でき、且つインバータシステムが有するスイッ
チング素子のスイッチング特性の能力を一杯まで使うこ
とができる。

次ニ、トルクヒステリシスコンパレータの作用を説明す
る。トルクヒステリシスコンパレータの状聾図は第５図
に示した辿りであるが、その動作を理解し易くするため
ｌこ横軸を電動機の瞬時トルクＴのま丈とした第９図、
第１０図に書き替える。

これらの図でトルク指令Ｔ＊はヒステリシスループの中
心からトルク零点丈での距離であり、トルク偏差Ｔ＊−
Ｔの上限値ノＴ１と下限値ノＴ２により３値ヒステリシ
スコンパレータの動作を決定する。

第９図に示したようにトルク指令Ｔ＊が大きい時は上限
値’Ｔｌｖ下限値ＪＴ！共に大きく設定し、逆に第１０
図に示したようにトルク指令Ｔ＊が小さい時は上限値’
ＴＩ＋下限値ｌＴ２共に小さくなるよう、上限値’ＴＩ
＋下限値ΔＴ２共にトルク指令Ｔ＊の１次函数として動
作点を変化させる。’Ｔｌ　＊　’Ｔ２は簡単のためＴ
”Ｏ１次関数としたが、１次以外の曲線を利用し、特性
の変化をなめらかにすることが可能である。

このようにすることにより、トルクヒステリシスの動作
範囲を有効に使用でき、且つインバータスイッチング周
波数特性を能カー杯まで使うことができる・更に、誘導
電動機の発生トルクのリップルを低減することができ、
従来方式に比べて改ｅｉこよる効果（詑大きい。

以上の説明では磁束とトルクのヒステリシスについて別
々に行ったが、本来このｆ！！動機駆動方式では同一時
に制御されるので、０束およびトルクの両者を制御しな
がら、トルクリップルの低減、電流リップルの低減、高
調波損失の低減、更に、起動、＠低速時の滑らかな駆動
、低トルク安定駆動等が可能となる。

〔実　施　例〕

第１図は本発明にかかる誘導電動機のトルク制御方式に
よるトルク制御系のプロ、り図であり、第１２図と同一
の符号は同一部分を示し、異なる所はブロック７１１　
、７１２を７１１ａ、７１２ａに変更し、ブロック７１
０ａ、７１０ｂを追加したことである〇すなわち、従来
のプロ、り７１１　、７１２はいずれも許容偏差が一定
のヒステリシスコンパレータであったが、本実施例にお
けるブロック７１１ａの磁束ヒステリシスコンパレータ
は、ブロック７１０ｂにおいて修正された磁束指令値φ
１をも入力とし、第７図、第８図で説明したごとく、こ
の修正磁束指令φ↑°の１次函数として誤差限界ノφを
増減せしめるよう構成しである。

修正磁束指令値φ↑′の演算は、ディジタルシステムに
よる場合１回の演算ループに要する時間が一定であるの
で、ブロック７１０ａにおいて１火砲束φ１ベクトルが
１回転するに必要な演算ループ回数をカウント記憶し、
その逆数から演算することにより磁束の周波数ｆを概算
する。

ブロック７１０ｂには磁束指令値φ↑と磁束の周波数が
入力され、第１１図の修正磁束指令値−磁束周波数特性
図に示すごとく、所定の磁束周波数ｆｏ以下においては
磁束周波数ｆの減少と共に磁束指令値φ↑を所定のパタ
ーンで減少せしめて修正磁束指令値φ工　を出力する。

また、本実施例におけるブロック７１２ａのトルクヒス
テリシスコンパレータは、トルク偏差Ｔ＊−Ｔについて
３値ヒステリシスコンパレータとして動作することは従
来例と同じであるが、トルク指令Ｔ＊をも入力とし、第
９図、第１０図で説明したごとく、このトルク指令Ｔ〜
１次函数として上限値ＩＴｌおよび下限値ｌＴ２を増減
せしめるように構成しである。

〔発明の効果〕

従来のごとく磁束およびトルクヒステリシスコンパレー
タの動作点が一定の場合には、低速、低トルク時にも高
速、高トルク時と同一の動作点で制御するので、一部の
運転領域でチョッピング周波数の増大やトルクショ、り
が発生する等の不具合があった。

本発明ｌこかかる誘導電動機のトルク制御方式ｌこよれ
ば、磁束およびトルクのヒステリシスコンパレータの動
作点を、負荷および運転状態に応動して可変とすること
により、誘導電動機のトルク制御が滑らかでシ９．りの
少ないものとなる。

特に、起動時や超低速時のショックレス運転。

トルクリップルの減少などは、従来の動作点一定の制御
ｌζ比べて効果が大きい。更に、減速、停止までの動作
についても同じ効果が期待できる＠また、インバータの
チョッピング周波数をヒステリシスコンパレータの動作
点を可変にすることにより制御することができ、無駄チ
ョッピング周波数の増大あるいは減少を防止できる上に
、負荷や運転状態に応じたトルク制御が円滑にできるの
で、技術的効果は極めて犬である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明ｌこかかる誘導電動機のトルク制御方式
によるトルク制御系のブロック図、第２図はスイッチ状
態変数によるインバータの出力電圧ベクトル図、第３図
は電動機の１火砲束ベクトルの瞬時制御方法を示す磁束
状態図、第４図は磁束のヒステリシスコンパレータの状
態制御図、第５図はトルクの３値ヒステリシスコンパレ
ータの状態制御図、第６図は電動機のトルク波形図であ
り、第７図、第８図は磁束のヒステリシスコンパレータ
の動作説明図、第９図、第１０図はトルクのヒステリシ
スコンパレータの動作説明図、第１１図は修正磁束指令
値−磁束周波数特性図、第１２図は従来のトルク制御方
式によるトルク制御系プロ、り図である。 １・・・・・・直流電圧源、２・・・・・・電圧検出器
、３・・・・・・ＰＷＭインバータｓ　５ｕ　＠　５ｖ
　ｒ　ｓＷ＋”　＋＊ａ電流検出器、６・・・・・・誘
導電動機、７・・・・・・制御回路。 特許出前人 東洋電機製造株式会社 代表者　土　井　　厚 −ｉ Ｓ２図 第３閏 第７図　　　　　　　　８８図 め京・　　　　ｊもノー図 ↑ シト

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電圧および電流信号から磁束およびトルクの瞬時値を演
   算し、該演算磁束および演算トルクとそれぞれの指令値
   との偏差が所定の許容範囲を越えると出力を発生する２
   個のヒステリシスコンパレータを具え、この２個のヒス
   テリシスコンパレータの出力状態の組み合わせにより可
   変電圧可変周波数インバータの最適な瞬時出力電圧を決
   定する誘導電動機のトルク制御方式において、負荷およ
   び運転の状態に応動して前記両ヒステリシスコンパレー
   タの動作点を可変制御することを特徴とする誘導電動機
   のトルク制御方式。