JP2935479B2 - 永久磁石式同期モータおよびモータシステム - Google Patents
永久磁石式同期モータおよびモータシステムInfo
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- JP2935479B2 JP2935479B2 JP3069212A JP6921291A JP2935479B2 JP 2935479 B2 JP2935479 B2 JP 2935479B2 JP 3069212 A JP3069212 A JP 3069212A JP 6921291 A JP6921291 A JP 6921291A JP 2935479 B2 JP2935479 B2 JP 2935479B2
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- motor
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- inductance
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- permanent magnet
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、等価界磁弱め制御を
用いて運転するのに好適な永久磁石式モータおよびその
システムに関する。
用いて運転するのに好適な永久磁石式モータおよびその
システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】総合電子出版社 ブラシレスサーボモー
タの基礎と応用 ６章２節 ブラシレスサーボモータの
制御、および、６章４節 ブラシレスサーボモータの等
価界磁弱め制御には、以下の技術が記載されている。モ
ータの内部には交流が流れているが、その交流と同期し
て回転する軸（ｄ、ｑ軸）を考えると相対速度が零とな
り、数式モデルが簡単になる。クーロンが考えたｄｑ変
換によるモデルでは、ブラシレスサーボモータの電圧・
電流関係式は数５のようになる。
タの基礎と応用 ６章２節 ブラシレスサーボモータの
制御、および、６章４節 ブラシレスサーボモータの等
価界磁弱め制御には、以下の技術が記載されている。モ
ータの内部には交流が流れているが、その交流と同期し
て回転する軸（ｄ、ｑ軸）を考えると相対速度が零とな
り、数式モデルが簡単になる。クーロンが考えたｄｑ変
換によるモデルでは、ブラシレスサーボモータの電圧・
電流関係式は数５のようになる。
【０００３】
【数５】
【０００４】普通、ｑ軸電流ｉｑは零に制御される。し
たがって、ｄ軸電流ｉｄがモータの電流になる。定常状
態では、ｐＬａｉｄとｐＬａｉｑは零となるので、定常
時モータ端子電圧Ｖｄｓ，Ｖｄｑは、数６で表わされ
る。
たがって、ｄ軸電流ｉｄがモータの電流になる。定常状
態では、ｐＬａｉｄとｐＬａｉｑは零となるので、定常
時モータ端子電圧Ｖｄｓ，Ｖｄｑは、数６で表わされ
る。
【０００５】
【数６】
【０００６】永久磁石界磁のブラシレスサーボモータ
は、界磁電流を変化させることができないので界磁の制
御ができない。電機子の電圧はロータの速度に比例して
増加し、その電圧が電圧電源ＰＷＭインバータの最大電
圧を超えると、それ以上の高速運転はできない。電機子
反作用を利用した減磁による等価弱め界磁制御法は、高
速回転を可能にするものである。数５に示したトルク式
と数６から、ｑ軸電流ｉｑ＝０ならば、モータ端子電圧
は、モータ角速度ωｍやｄ軸電流ｉｄすなわち瞬時トル
クに比例して増加する。したがって、ｑ軸電流ｉｑを制
御して等価界磁弱め制御を行なう。
は、界磁電流を変化させることができないので界磁の制
御ができない。電機子の電圧はロータの速度に比例して
増加し、その電圧が電圧電源ＰＷＭインバータの最大電
圧を超えると、それ以上の高速運転はできない。電機子
反作用を利用した減磁による等価弱め界磁制御法は、高
速回転を可能にするものである。数５に示したトルク式
と数６から、ｑ軸電流ｉｑ＝０ならば、モータ端子電圧
は、モータ角速度ωｍやｄ軸電流ｉｄすなわち瞬時トル
クに比例して増加する。したがって、ｑ軸電流ｉｑを制
御して等価界磁弱め制御を行なう。
【０００７】図１１は定常時の電圧ベクトル図である。
Ｖ０は、ｑ軸電流ｉｑ＝０のときのモータ端子電圧であ
る。ここで、ｑ軸電流ｉｑを十分に制御すれば、図１０
に示すように、モータの端子電圧Ｖを電圧電源ＰＷＭイ
ンバータの最大出力電圧Ｖｍａｘに等しくすることがで
きる。同様に、モータ電流は許容最大電流Ｉｍａｘより
小さくしなければならない。したがって、最大出力トル
クは、高速運転時に大きさを制限されなければならな
い。
Ｖ０は、ｑ軸電流ｉｑ＝０のときのモータ端子電圧であ
る。ここで、ｑ軸電流ｉｑを十分に制御すれば、図１０
に示すように、モータの端子電圧Ｖを電圧電源ＰＷＭイ
ンバータの最大出力電圧Ｖｍａｘに等しくすることがで
きる。同様に、モータ電流は許容最大電流Ｉｍａｘより
小さくしなければならない。したがって、最大出力トル
クは、高速運転時に大きさを制限されなければならな
い。
【０００８】図１２はモータ電流ｉの出力トルク最大時
における軌跡を示す電流ベクトル図、図１３は界磁弱め
運転に必要なトルク，出力，電圧対モータ速度の関係を
示す特性図である。モータ速度ωｍがωｍ１を超える
と、モータ出力電圧Ｖはｉｑを制御して、Ｖｍａｘにお
さえる。最大出力トルクはｉｄを減じて減少させる。モ
ータ速度ωｍがωｍ２を超えると、ｉｑをＩｑｍａｘに
おさえる。モータ速度ωｍがωｍ３に達すると、ｉｄ，
すなわち出力トルクＴｅは零となる。この時のモータ速
度ωｍ３はこの永久磁石式同期モータの許容最大回転数
である。
における軌跡を示す電流ベクトル図、図１３は界磁弱め
運転に必要なトルク，出力，電圧対モータ速度の関係を
示す特性図である。モータ速度ωｍがωｍ１を超える
と、モータ出力電圧Ｖはｉｑを制御して、Ｖｍａｘにお
さえる。最大出力トルクはｉｄを減じて減少させる。モ
ータ速度ωｍがωｍ２を超えると、ｉｑをＩｑｍａｘに
おさえる。モータ速度ωｍがωｍ３に達すると、ｉｄ，
すなわち出力トルクＴｅは零となる。この時のモータ速
度ωｍ３はこの永久磁石式同期モータの許容最大回転数
である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】各種のモータについて
等価界磁弱め制御を用いて運転を行なった結果、通常運
転状態における最大回転速度（以下モータの定格速度と
記す）のときの出力（以下定格出力と記す）を超えるこ
とができる回転数の範囲（モータの定格速度に対して何
倍まで広げられるかの比率ｋ）が、大幅に異なることが
判明した。この発明はこのような課題を解決するため、
等価界磁弱め制御に適するモータおよびモータシステム
の条件について検討した結果なされたもので、その目的
は等価界磁弱め制御を用いて運転するのに好適な永久磁
石式同期モータおよびそのモータシシテムを提供するに
ある。
等価界磁弱め制御を用いて運転を行なった結果、通常運
転状態における最大回転速度（以下モータの定格速度と
記す）のときの出力（以下定格出力と記す）を超えるこ
とができる回転数の範囲（モータの定格速度に対して何
倍まで広げられるかの比率ｋ）が、大幅に異なることが
判明した。この発明はこのような課題を解決するため、
等価界磁弱め制御に適するモータおよびモータシステム
の条件について検討した結果なされたもので、その目的
は等価界磁弱め制御を用いて運転するのに好適な永久磁
石式同期モータおよびそのモータシシテムを提供するに
ある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
請求項１に係る永久磁石式同期モータは、ｄｑ変換系に
おけるインダクタンスをＬ、ｄｑ変換系における定格電
流をＩｐ、ｄｑ変換系における誘起電圧定数をＫｅとし
たとき、数７に示す値（インダクタンスＬと定格電流Ｉ
ｐとの積を誘起電圧定数ｋｅで除した値）αが、数８に
示す範囲を満足するよう構成したことを特徴とする。
請求項１に係る永久磁石式同期モータは、ｄｑ変換系に
おけるインダクタンスをＬ、ｄｑ変換系における定格電
流をＩｐ、ｄｑ変換系における誘起電圧定数をＫｅとし
たとき、数７に示す値（インダクタンスＬと定格電流Ｉ
ｐとの積を誘起電圧定数ｋｅで除した値）αが、数８に
示す範囲を満足するよう構成したことを特徴とする。
【００１１】
【数７】
【数８】
【００１２】なお、最大効率を得るには数７に示す値α
が１となるよう設定するのが望ましい。
が１となるよう設定するのが望ましい。
【００１３】請求項２に係るモータシステムは、永久磁
石式同期モータとこのモータを駆動するドライバ回路を
有するモータシステムにおいて、このシステムのｄｑ変
換系におけるインダクタンスをＬ、このシステムのｄｑ
変換系における定格電流をＩｐ、このシステムのｄｑ変
換系における誘起電圧定数をＫｅとしたとき、数９に示
す値（インダクタンスＬと定格電流Ｉｐとの積を誘起電
圧定数ｋｅで除した値）αが、数１０に示す範囲を満足
するよう構成したことを特徴とする。
石式同期モータとこのモータを駆動するドライバ回路を
有するモータシステムにおいて、このシステムのｄｑ変
換系におけるインダクタンスをＬ、このシステムのｄｑ
変換系における定格電流をＩｐ、このシステムのｄｑ変
換系における誘起電圧定数をＫｅとしたとき、数９に示
す値（インダクタンスＬと定格電流Ｉｐとの積を誘起電
圧定数ｋｅで除した値）αが、数１０に示す範囲を満足
するよう構成したことを特徴とする。
【００１４】
【数９】
【数１０】
【００１５】なお、最大効率を得るには数９に示す値α
が１となるよう設定するのが望ましい。
が１となるよう設定するのが望ましい。
【００１６】また、永久磁石式同期モータとこのモータ
を駆動するドライバ回路を有するモータシステムにおい
ては、永久磁石式モータ単体のインダクタンスをＬｍと
したとき、このモータの巻線に直列もしくは並列に補正
用のインダクタンスを接続して、ｄｑ変換系におけるイ
ンダクタンスＬｓが数９に示す条件を満足するよう構成
してもよい。
を駆動するドライバ回路を有するモータシステムにおい
ては、永久磁石式モータ単体のインダクタンスをＬｍと
したとき、このモータの巻線に直列もしくは並列に補正
用のインダクタンスを接続して、ｄｑ変換系におけるイ
ンダクタンスＬｓが数９に示す条件を満足するよう構成
してもよい。
【００１７】以下では、ｄ−ｑ軸上に変換された値を扱
う。モータに連続的に流せる最大電流を定格電流Ｉｐ、
通常の直交磁界制御で連続的に最大の出力が取り出せる
回転数を定格回転数とする。図１は直交磁界制御状態に
おける定格回転時の電圧ベクトル図である。ｋｅは誘起
電圧定数、Ｒは相抵抗、Ｌは相インダクタンス、ωは電
気角周波数、Ｉｐは定格電流、Ｖｍａｘはインバータの
最大出力電圧である。
う。モータに連続的に流せる最大電流を定格電流Ｉｐ、
通常の直交磁界制御で連続的に最大の出力が取り出せる
回転数を定格回転数とする。図１は直交磁界制御状態に
おける定格回転時の電圧ベクトル図である。ｋｅは誘起
電圧定数、Ｒは相抵抗、Ｌは相インダクタンス、ωは電
気角周波数、Ｉｐは定格電流、Ｖｍａｘはインバータの
最大出力電圧である。
【００１８】ここで、相抵抗Ｒによる電圧ベクトルＲＩ
ｐに対して、誘起電圧ベクトルωｋｅおよび相インダク
タンスによる電圧ベクトルωＬＩｐが十分大きいと仮定
すると、図１に示した定格回転時の電圧ベクトル図は、
図２に示すように簡略化される。図２において、誘起電
圧ベクトルωｋｅを１に正規化し、ＬＩｐ／ｋｅをαと
おくと、インバータの最大出力電圧Ｖｍａｘは数１１で
表わすことができる。
ｐに対して、誘起電圧ベクトルωｋｅおよび相インダク
タンスによる電圧ベクトルωＬＩｐが十分大きいと仮定
すると、図１に示した定格回転時の電圧ベクトル図は、
図２に示すように簡略化される。図２において、誘起電
圧ベクトルωｋｅを１に正規化し、ＬＩｐ／ｋｅをαと
おくと、インバータの最大出力電圧Ｖｍａｘは数１１で
表わすことができる。
【００１９】
【数１１】
【００２０】次に、定格回転のｋ倍でモータを運転した
場合について考える。電流の最大値は減磁の制限から規
制され、定格電流Ｉｐとなる。また、インバータの最大
出力電圧Ｖｍａｘ以上の電圧を供給することはできない
ので、定格のｋ倍の回転数で運転した場合の電圧ベクト
ル図は、図３に示すものとなる。図２と同様に、誘起電
圧ベクトルωｋｅを１、ＬＩｐ／ｋｅ＝αとし、誘起電
圧ベクトルｋωＬＩｐとインバータ最大出力電圧ベクト
ルＶｍａｘとの交点座標を（ｘ，ｙ）とおくと、この交
点座標（ｘ，ｙ）は数１２，数１３に示す連立方程式の
解となる。
場合について考える。電流の最大値は減磁の制限から規
制され、定格電流Ｉｐとなる。また、インバータの最大
出力電圧Ｖｍａｘ以上の電圧を供給することはできない
ので、定格のｋ倍の回転数で運転した場合の電圧ベクト
ル図は、図３に示すものとなる。図２と同様に、誘起電
圧ベクトルωｋｅを１、ＬＩｐ／ｋｅ＝αとし、誘起電
圧ベクトルｋωＬＩｐとインバータ最大出力電圧ベクト
ルＶｍａｘとの交点座標を（ｘ，ｙ）とおくと、この交
点座標（ｘ，ｙ）は数１２，数１３に示す連立方程式の
解となる。
【００２１】
【数１２】
【数１３】
【００２２】この方程式を解く。まず、数１２から数１
３を減算することにより、数１４を得る。数１４を２乗
した数１５を数１３へ代入して、数１６を導く。
３を減算することにより、数１４を得る。数１４を２乗
した数１５を数１３へ代入して、数１６を導く。
【００２３】
【数１４】
【数１５】
【数１６】
【００２４】ところで、図３において点線で示した電流
ベクトルの方向は、インダクタンスによる電圧ベクトル
ｋωＬＩｐに直交するので、この電流ベクトルと誘起電
圧ベクトルｋωｋｅとの角度（トルク角）θは、インダ
クタンスによるベクトルｋωＬＩｐとインバータ最大出
力電圧ベクトルＶｍａｘとの交点（ｘ，ｙ）からｑ軸に
おろした垂線とインダクタンスによる電圧ベクトルｋω
ＬＩｐとのなす角度に等しい。したがって、力率ｃｏｓ
θは数１７となる。
ベクトルの方向は、インダクタンスによる電圧ベクトル
ｋωＬＩｐに直交するので、この電流ベクトルと誘起電
圧ベクトルｋωｋｅとの角度（トルク角）θは、インダ
クタンスによるベクトルｋωＬＩｐとインバータ最大出
力電圧ベクトルＶｍａｘとの交点（ｘ，ｙ）からｑ軸に
おろした垂線とインダクタンスによる電圧ベクトルｋω
ＬＩｐとのなす角度に等しい。したがって、力率ｃｏｓ
θは数１７となる。
【００２５】
【数１７】
【００２６】この力率の値が大きい方が、同一電流で最
大出力を発生させる効率の良い運転方法である。独立変
数は（ｋ，α）であるので、最も効率の良いｋ，αを求
める。ｃｏｓθは、０＜θ＜Π／２の範囲で単調増加関
数なので、ｃｏｓθの極値とｃｏｓθの２乗の極値を与
える（ｋ，α）を求める。数１６，数１７より次の数１
８を得る。
大出力を発生させる効率の良い運転方法である。独立変
数は（ｋ，α）であるので、最も効率の良いｋ，αを求
める。ｃｏｓθは、０＜θ＜Π／２の範囲で単調増加関
数なので、ｃｏｓθの極値とｃｏｓθの２乗の極値を与
える（ｋ，α）を求める。数１６，数１７より次の数１
８を得る。
【００２７】
【数１８】
【００２８】次に数１８をαで偏微分して、数１９を得
る。
る。
【００２９】
【数１９】
【００３０】ここで、数２０に示す関係があるので、ｋ
に関係なくα＝１の時に、力率は極大値を取ることがわ
かる。
に関係なくα＝１の時に、力率は極大値を取ることがわ
かる。
【００３１】
【数２０】
【００３２】以上のことより界磁弱め制御を用いた運転
では、モータまたはモータシステムが、数２１に示す関
係を満たすのが、最も効率の良い運転状態である。
では、モータまたはモータシステムが、数２１に示す関
係を満たすのが、最も効率の良い運転状態である。
【００３３】
【数２１】
【００３４】次に、定格のｋ倍の回転数で運転した場合
の出力Ｐは、数２２で表わせる。
の出力Ｐは、数２２で表わせる。
【００３５】
【数２２】
【００３６】したがって、インダクタンスによるベクト
ルｋωＬＩｐとインバータ最大出力電圧ベクトルＶｍａ
ｘとの交点（ｘ，ｙ）のｙ座標とαとの比ｙ／αが１以
上であればよい。ｙを求めるのは数式が複雑になるの
で、（ｙ／α）の２乗が１以上になるαの範囲を求める
と、その条件は数２３に示すようにαの２乗の２次不等
式となり、この数２３を数２４のように変形し、数２５
を得る。
ルｋωＬＩｐとインバータ最大出力電圧ベクトルＶｍａ
ｘとの交点（ｘ，ｙ）のｙ座標とαとの比ｙ／αが１以
上であればよい。ｙを求めるのは数式が複雑になるの
で、（ｙ／α）の２乗が１以上になるαの範囲を求める
と、その条件は数２３に示すようにαの２乗の２次不等
式となり、この数２３を数２４のように変形し、数２５
を得る。
【００３７】
【数２３】
【数２４】
【数２５】
【００３８】ｋが１より大きい場合、数２５から数２６
が成立つことは明らかであり、αは１を含むある区間内
の値を取らなければ、ｋ倍回転時に定格出力を維持でき
ないことがわかる。
が成立つことは明らかであり、αは１を含むある区間内
の値を取らなければ、ｋ倍回転時に定格出力を維持でき
ないことがわかる。
【００３９】
【数２６】
【００４０】さらに、数２７に示すように、定格回転数
を超えた任意の回転数において、定格出力を維持するに
は、α＝１であることが必要であることが言える。
を超えた任意の回転数において、定格出力を維持するに
は、α＝１であることが必要であることが言える。
【００４１】
【数２７】
【００４２】ただし、実際のモータならびにモータシス
テムでは、コアの損失、銅損および機械損により、α＝
１であっても定格出力を維持できる回転範囲は制限され
る。
テムでは、コアの損失、銅損および機械損により、α＝
１であっても定格出力を維持できる回転範囲は制限され
る。
【００４３】よって、定格出力を下回らないで定格回転
数の何倍まで高速回転を行なうかの倍率ｋが与えられた
時、数１に示す値αが数２に示す条件を満足するようモ
ータもしくはモータシステムを構成すれば、定格回転数
のｋ倍まで定格出力を下回らないで運転することができ
る。なお、数１に示す値αを１に設定すれば、所定の出
力が得られる回転数の範囲を最も広げることができ、効
率のよい界磁弱め運転を行なうことができる。
数の何倍まで高速回転を行なうかの倍率ｋが与えられた
時、数１に示す値αが数２に示す条件を満足するようモ
ータもしくはモータシステムを構成すれば、定格回転数
のｋ倍まで定格出力を下回らないで運転することができ
る。なお、数１に示す値αを１に設定すれば、所定の出
力が得られる回転数の範囲を最も広げることができ、効
率のよい界磁弱め運転を行なうことができる。
【００４４】
【実施例】以下、この発明の実施例を添付図面に基づい
て説明する。この発明に係る永久磁石式同期モータの諸
元を表１に、等価界磁弱め制御を用いた運転特性を図４
〜図７に示す。表１に示す第１〜第４の実施例はｄ−ｑ
座標におけるインダクタンスＬａを異ならしめて、所定
のα値を得たものである。
て説明する。この発明に係る永久磁石式同期モータの諸
元を表１に、等価界磁弱め制御を用いた運転特性を図４
〜図７に示す。表１に示す第１〜第４の実施例はｄ−ｑ
座標におけるインダクタンスＬａを異ならしめて、所定
のα値を得たものである。
【００４５】
【表１】
【００４６】図４〜図７において、Ａは定格回転数、Ｂ
は定格出力、ｋＡは定格出力Ｂを維持できる高速回転数
である。これらの図より、界磁弱め制御による運転で
は、α＝１のときに最も広い範囲に亘って回転数を可変
できることがわかる。
は定格出力、ｋＡは定格出力Ｂを維持できる高速回転数
である。これらの図より、界磁弱め制御による運転で
は、α＝１のときに最も広い範囲に亘って回転数を可変
できることがわかる。
【００４７】図８および図９に示す特性図は、弱め界磁
制御による運転の最適条件が誘起電圧定数ｋｅ，定格電
流Ｉｐ，インダクタンスＬａだけで決定でき、相抵抗Ｒ
の影響をあまり受けないことを示すものである。図８は
相抵抗Ｒを、第１実施例（図１）のモータに対して２倍
に、図９は０．５倍にしたモータの運転特性図である。
出力特性全体が相抵抗Ｒによって少し上下してはいる
が、定格出力を超える範囲および出力の低下度合いはほ
とんど変化していない。
制御による運転の最適条件が誘起電圧定数ｋｅ，定格電
流Ｉｐ，インダクタンスＬａだけで決定でき、相抵抗Ｒ
の影響をあまり受けないことを示すものである。図８は
相抵抗Ｒを、第１実施例（図１）のモータに対して２倍
に、図９は０．５倍にしたモータの運転特性図である。
出力特性全体が相抵抗Ｒによって少し上下してはいる
が、定格出力を超える範囲および出力の低下度合いはほ
とんど変化していない。
【００４８】また、モータに印加する電源電圧を０．５
倍から１．５倍に変化させて運転させて結果でも、相抵
抗Ｒを変化させたときと同様に、定格出力を超える範囲
および出力の低下度合いはほとんど変化しない。
倍から１．５倍に変化させて運転させて結果でも、相抵
抗Ｒを変化させたときと同様に、定格出力を超える範囲
および出力の低下度合いはほとんど変化しない。
【００４９】次に、中出力用および第大出力用のモータ
の具体例を表２および表３を参照して説明する。表２に
示すモータは、電源電圧４８Ｖ，定格出力４ＫＷもので
ある。このモータは、定格出力時の相誘起電圧が２０Ｖ
となるよう設計したもので、定格出力時の相電流Ｉｐは
１３３Ａ（実効値９４Ａ）である。定格回転数を３００
０，４５００，６０００ｒｐｍとした場合の各極数に対
する誘起電圧定数および最適インダクタンスを表２に示
す。
の具体例を表２および表３を参照して説明する。表２に
示すモータは、電源電圧４８Ｖ，定格出力４ＫＷもので
ある。このモータは、定格出力時の相誘起電圧が２０Ｖ
となるよう設計したもので、定格出力時の相電流Ｉｐは
１３３Ａ（実効値９４Ａ）である。定格回転数を３００
０，４５００，６０００ｒｐｍとした場合の各極数に対
する誘起電圧定数および最適インダクタンスを表２に示
す。
【００５０】
【表２】
【００５１】電源電圧２００Ｖ、定格出力１００ＫＷ、
定格時の相誘起電圧９０Ｖ、定格時の相電流Ｉｐを７４
０Ａ（実効値５２３Ａ）とした場合の最適インダクタン
ス値を表３に示す。ここでいう最適インダクタンス値と
は、等価界磁弱め運転に最適な値で、所定の出力以上で
運転できる回転数の可変範囲が広く取れる値である。
定格時の相誘起電圧９０Ｖ、定格時の相電流Ｉｐを７４
０Ａ（実効値５２３Ａ）とした場合の最適インダクタン
ス値を表３に示す。ここでいう最適インダクタンス値と
は、等価界磁弱め運転に最適な値で、所定の出力以上で
運転できる回転数の可変範囲が広く取れる値である。
【００５２】
【表３】
【００５３】図１０は請求項５に係るモータシスタムの
ブロック構成図である。このモータシステム１は、速度
指令Ｓに基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流値に係る指令
情報２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを生成する速度制御器２と、各指
令情報２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに基づいて永久磁石式同期モー
タ（以下モータと記す）３へ電力を供給するＰＷＭ型イ
ンバータ４と、モータ３の各巻線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに直
列に挿入された補正用インダクタンス５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ
と、モータ３の回転位置もしくは回転数を検出する検出
器６と、モータ３への供給電流を検出する電流検出器７
ａ，７ｂからなる。
ブロック構成図である。このモータシステム１は、速度
指令Ｓに基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流値に係る指令
情報２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを生成する速度制御器２と、各指
令情報２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに基づいて永久磁石式同期モー
タ（以下モータと記す）３へ電力を供給するＰＷＭ型イ
ンバータ４と、モータ３の各巻線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに直
列に挿入された補正用インダクタンス５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ
と、モータ３の回転位置もしくは回転数を検出する検出
器６と、モータ３への供給電流を検出する電流検出器７
ａ，７ｂからなる。
【００５４】定格回転数のｋ倍まで所定の出力を維持し
たまま界磁弱め運転を行ないた場合で、モータ３単体の
インダクタンスＬａがその条件を満足しないものである
ときは、図１０に示すようにモータの各巻線３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗに直列に補正用のインダクタンス５Ｕ，５Ｖ，
５Ｗを接続することで、所望の運転を行なうことができ
る。
たまま界磁弱め運転を行ないた場合で、モータ３単体の
インダクタンスＬａがその条件を満足しないものである
ときは、図１０に示すようにモータの各巻線３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗに直列に補正用のインダクタンス５Ｕ，５Ｖ，
５Ｗを接続することで、所望の運転を行なうことができ
る。
【００５５】なお、図１０は補正用のインダクタンス５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗをモータの各巻線４Ｕ，４Ｖ，４Ｗに直
列に接続してモータシステム１のインダクタンスＬｍを
増加させる場合を示したが、モータ単体３のインダクタ
ンスＬｍが大きい場合は補正用のインダクタンス５Ｕ，
５Ｖ，５Ｗを各巻線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに並列に接続して
モータシステム１のインダクタンスＬｓを調整する。
Ｕ，５Ｖ，５Ｗをモータの各巻線４Ｕ，４Ｖ，４Ｗに直
列に接続してモータシステム１のインダクタンスＬｍを
増加させる場合を示したが、モータ単体３のインダクタ
ンスＬｍが大きい場合は補正用のインダクタンス５Ｕ，
５Ｖ，５Ｗを各巻線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに並列に接続して
モータシステム１のインダクタンスＬｓを調整する。
【００５６】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明に係る永久
磁石式モータおよびモータシステムは、ｄ−ｑ座標上に
おけるモータ単体のインダクタンスＬｍもしくはモータ
システムのインダクタンスＬｓと定格電流Ｉｐとの積を
誘起電圧定数ｋｅで除した値αが、所定の条件を満たす
よう構成したので、界磁弱め制御において所定の出力を
維持して運転できる回転範囲を広げることができる。ま
た、通常運転状態での定格回転数に対して、界磁弱め制
御で定格回転数の何倍まで回転数を上げる必要があるか
の条件が設定されれば、使用するモータもしくはモータ
システムの条件を求めることができる。
磁石式モータおよびモータシステムは、ｄ−ｑ座標上に
おけるモータ単体のインダクタンスＬｍもしくはモータ
システムのインダクタンスＬｓと定格電流Ｉｐとの積を
誘起電圧定数ｋｅで除した値αが、所定の条件を満たす
よう構成したので、界磁弱め制御において所定の出力を
維持して運転できる回転範囲を広げることができる。ま
た、通常運転状態での定格回転数に対して、界磁弱め制
御で定格回転数の何倍まで回転数を上げる必要があるか
の条件が設定されれば、使用するモータもしくはモータ
システムの条件を求めることができる。
【図１】定格回転時の電圧ベクトル図
【図２】図１を簡略化した電圧ベクトル図
【図３】定格のｋ倍の回転数で運転した時の電圧ベクト
ル図
ル図
【図４】第１実施例に係るモータの運転特性図
【図５】第２実施例に係るモータの運転特性図
【図６】第３実施例に係るモータの運転特性図
【図７】第４実施例に係るモータの運転特性図
【図８】第１実施例のモータにたいして相抵抗を２倍に
したときの運転特性図
したときの運転特性図
【図９】第１実施例のモータにたいして相抵抗を０．５
倍にしたときの運転特性図
倍にしたときの運転特性図
【図１０】請求項５に係るモータシステムのブロック構
成図
成図
【図１１】定常時の電圧ベクトル図（従来技術の説明
用）
用）
【図１２】出力トルク最大時におけるモータ電流の軌跡
を示す電流ベクトル図（従来技術の説明用）
を示す電流ベクトル図（従来技術の説明用）
【図１３】界磁弱め運転に必要なトルク、出力、電圧対
モータ速度の関係を示す特性図（従来技術の説明用）
モータ速度の関係を示す特性図（従来技術の説明用）
１…モータシステム、３…永久磁石式同期モータ、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…補正用インダクタンス、Ｉｐ…ｄｑ変
換系における定格電流、ｋｅ…ｄｑ変換系における誘起
電圧定数、Ｌａ…ｄｑ変換系におけるモータのインダク
タンス、Ｌｓ…ｄｑ変換系におけるモータシステムのイ
ンダクタンス。
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…補正用インダクタンス、Ｉｐ…ｄｑ変
換系における定格電流、ｋｅ…ｄｑ変換系における誘起
電圧定数、Ｌａ…ｄｑ変換系におけるモータのインダク
タンス、Ｌｓ…ｄｑ変換系におけるモータシステムのイ
ンダクタンス。
Claims (5)
- 【請求項１】 モータのｄｑ変換系におけるインダクタ
ンスをＬａ、モータのｄｑ変換系における定格電流をＩ
ｐ、モータのｄｑ変換系における誘起電圧定数をＫｅと
したとき、数１に示す値（インダクタンスＬａと定格電
流Ｉｐとの積を誘起電圧定数ｋｅで除した値）αが、数
２に示す範囲を満足するよう構成したことを特徴とする
永久磁石式同期モータ。 【数１】 【数２】 - 【請求項２】 永久磁石式同期モータとこのモータを駆
動するドライバ回路を有するモータシステムにおいて、
このシステムのｄｑ変換系におけるインダクタンスをＬ
ｓ、このシステムのｄｑ変換系における定格電流をＩ
ｐ、このシステムのｄｑ変換系における誘起電圧定数を
Ｋｅとしたとき、数３に示す値（インダクタンスＬｓと
定格電流Ｉｐとの積を誘起電圧定数ｋｅで除した値）α
が、数４に示す範囲を満足するよう構成したことを特徴
とするモータシステム。 【数３】 【数４】 - 【請求項３】 前記数１で示した値αを１とすることを
特徴とする請求項１記載の永久磁石式同期モータ。 - 【請求項４】 前記数３で示した値αを１とすることを
特徴とする請求項２記載のモータシステム。 - 【請求項５】 前記モータシステムにおいて、前記永久
磁石式モータの巻線に直列もしくは並列に補正用のイン
ダクタンスを備えて、ｄｑ変換系におけるインダクタン
スＬｓが前記数３に示す条件を満足するよう構成したこ
とを特徴とする請求項２記載のモータシステム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3069212A JP2935479B2 (ja) | 1991-03-08 | 1991-03-08 | 永久磁石式同期モータおよびモータシステム |
| CA002062319A CA2062319C (en) | 1991-03-08 | 1992-03-05 | Synchronous motor with permanent magnets |
| EP92302002A EP0503879B1 (en) | 1991-03-08 | 1992-03-09 | Synchronous motor with permanent magnets and motor system |
| DE69216127T DE69216127T2 (de) | 1991-03-08 | 1992-03-09 | Synchronmotor mit permanenten Magneten und Motorsystem |
| US08/715,483 US6008614A (en) | 1991-03-08 | 1996-09-18 | Synchronous motor with permanent magnets and motor system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3069212A JP2935479B2 (ja) | 1991-03-08 | 1991-03-08 | 永久磁石式同期モータおよびモータシステム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04281383A JPH04281383A (ja) | 1992-10-06 |
| JP2935479B2 true JP2935479B2 (ja) | 1999-08-16 |
Family
ID=13396190
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3069212A Expired - Lifetime JP2935479B2 (ja) | 1991-03-08 | 1991-03-08 | 永久磁石式同期モータおよびモータシステム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0503879B1 (ja) |
| JP (1) | JP2935479B2 (ja) |
| CA (1) | CA2062319C (ja) |
| DE (1) | DE69216127T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005534842A (ja) * | 2002-05-29 | 2005-11-17 | ライボルト ヴァークウム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 二軸式真空ポンプ |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5504404A (en) * | 1993-09-17 | 1996-04-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for controlling motor |
| JPH0787602A (ja) | 1993-09-17 | 1995-03-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電気自動車の保護装置 |
| JPH08163702A (ja) * | 1994-12-01 | 1996-06-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータの制御方法 |
| EP0906847A3 (de) * | 1997-10-02 | 2001-08-08 | Siemens Aktiengesellschaft | Antriebsvorrichtung für ein Elektrofahrzeug |
| DE19900057A1 (de) * | 1999-01-04 | 2000-07-27 | Setec Elektronische Antriebsre | Verfahren und Anordnung zur Regelung von m-pulsigen Wechselrichtern und Umrichten mit Spannungs-Zwischenkreis |
| JP4885574B2 (ja) * | 2005-03-07 | 2012-02-29 | アスモ株式会社 | スロットレスモータ |
| DE102008008046A1 (de) * | 2007-05-30 | 2008-12-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zum selektiven Betrieb von mindestens zwei elektrischen Maschinen |
| JP6360442B2 (ja) * | 2015-01-14 | 2018-07-18 | 株式会社日立製作所 | 永久磁石同期モータ、巻線切替モータ駆動装置、及び、それらを用いた冷凍空調機器、電動車両 |
| JP7341136B2 (ja) | 2018-01-03 | 2023-09-08 | 広東美芝制冷設備有限公司 | 圧縮機及び冷却装置 |
-
1991
- 1991-03-08 JP JP3069212A patent/JP2935479B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-03-05 CA CA002062319A patent/CA2062319C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-03-09 EP EP92302002A patent/EP0503879B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-03-09 DE DE69216127T patent/DE69216127T2/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005534842A (ja) * | 2002-05-29 | 2005-11-17 | ライボルト ヴァークウム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 二軸式真空ポンプ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0503879A3 (en) | 1993-03-10 |
| DE69216127T2 (de) | 1997-04-10 |
| JPH04281383A (ja) | 1992-10-06 |
| DE69216127D1 (de) | 1997-02-06 |
| CA2062319A1 (en) | 1992-09-09 |
| EP0503879B1 (en) | 1996-12-27 |
| CA2062319C (en) | 2001-01-02 |
| EP0503879A2 (en) | 1992-09-16 |
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