CN114747132A - 电动机驱动装置 - Google Patents

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CN114747132A CN201980102609.0A CN201980102609A CN114747132A CN 114747132 A CN114747132 A CN 114747132A CN 201980102609 A CN201980102609 A CN 201980102609A CN 114747132 A CN114747132 A CN 114747132A
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高桥健治
丰留慎也
鹿岛美津夫
沓木知宏
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Abstract

电动机驱动装置(100)具备：作为电流控制器的dq轴电流控制器(7)，将流过作为电动机的同步电动机(1)的相电流的值变换成d轴电流及q轴电流的各个值，并基于d轴电流及d轴电流指令和q轴电流及q轴电流指令来决定电压指令从而控制相电流；电压振幅运算部(8)，求出电压振幅；速度控制器(6)，基于速度指令、电动机的转速和使速度指令降低的速度下降量来决定q轴电流指令，从而控制转速；弱磁控制器(9)，基于电压振幅和第1电压限制值来决定d轴电流指令，从而进行用于限制向电动机输出的电压的振幅的磁通控制；以及速度下降控制器(10)，基于电压振幅和第2电压限制值来控制速度下降量。速度下降控制器(10)决定使电压振幅小于第2电压限制值的速度下降量。

Description

电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及驱动同步电动机的电动机驱动装置。
背景技术
使用同步电动机的伺服系统被用作各种机械装置的动力源。在一般的伺服系统中，速度控制器与电流控制器串联连接。为了保护同步电动机及机械装置，对各控制器的输出设置有限制器。另外，一般而言，向同步电动机输出交流电压的电力变换器具有能够输出的最大电压的限制或能够输出的最大电流的限制。电力变换器所具有的这种限制也与限制器同样地发挥作用。
对各控制器设置有用于控制输出以消除稳态偏差的积分器。已知在各控制器的输出由于限制器而饱和的情况下，积分继续而累计过度，由此产生终结(windup)现象，该终结现象是即使指令值发生变化，输出值也不再从限制值改变的现象。终结现象有时会成为导火索而激发持续振荡。终结现象是使伺服系统进行的控制的稳定性降低的因素。作为防止终结现象的方法之一，举出如下方法：在探测到各控制器的输出饱和的情况下，使向各控制器输入的指令值降低以解除饱和状态。
专利文献1中公开了如下涉及电动机的速度控制装置的控制方法：在由于电力变换器的输出电压达到上限而输出电压饱和的情况下，使速度指令值减小。专利文献1的速度控制装置在电力变换器的输出电压饱和时，进行使电压指令值的相位相对于dq旋转坐标为超前相位的电压相位控制，当判断为电压指令值的相位角超过了阈值时，进行修正速度指令值的运算从而使速度指令值减小。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第5256009号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
在应用专利文献1所记载的控制方法的情况下，电动机驱动装置通过适当地调整控制参数，可以防止产生终结现象。但是，根据专利文献1所记载的控制方法，需要调整大量的控制参数。另外，伺服系统或受控对象模型(plant model)中包含表示出复杂特性的大量非线性元素(non-linear element)。由此，根据专利文献1所记载的控制方法，电动机驱动装置通过试错来调整控制参数，因此存在如下问题：用于进行对电动机的稳定控制的调整所需的作业负担很大。
本发明是鉴于上述问题而做出的，目的在于得到能够降低用于进行对电动机的稳定控制的调整所需的作业负担的电动机驱动装置。
用于解决技术课题的技术方案
为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的电动机驱动装置具备：电流控制器，将流过电动机的相电流的值变换成dq坐标系的电流即d轴电流及q轴电流的各个值，基于d轴电流及d轴电流指令和q轴电流及q轴电流指令来决定电压指令，从而控制相电流；电压振幅运算部，求出作为电压指令的振幅的电压振幅；速度控制器，基于速度指令、电动机的转速和使速度指令降低的速度下降(droop)量来决定q轴电流指令，从而控制转速；弱磁控制器，基于电压振幅和第1电压限制值来决定d轴电流指令，从而进行用于限制向电动机输出的电压的振幅的磁通控制；以及速度下降控制器，基于电压振幅和第2电压限制值来控制速度下降量。速度下降控制器决定使电压振幅小于第2电压限制值的速度下降量。
发明效果
根据本发明，电动机驱动装置起到能够降低用于进行对电动机的稳定控制的调整所需的作业负担的效果。
附图说明
图1为示出本发明的实施方式1的电动机驱动装置的结构例的框图。
图2为示出实施方式1的电动机驱动装置具有的速度控制器的结构例的框图。
图3为用于说明表示作为实施方式1的电动机驱动装置的控制对象的同步电动机的电压状态的电压矢量的图。
图4为示出实施方式1的电动机驱动装置具有的弱磁控制器的结构例的框图。
图5为示出实施方式1的电动机驱动装置具有的速度下降控制器的结构例的框图。
图6为示出实施方式1的电动机驱动装置和同步电动机的控制模型的例子的图。
图7为示出将图6所示的控制模型在高速区域的工作点附近进行近似而得到的模型的图。
图8为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第1图。
图9为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第2图。
图10为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第3图。
图11为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第4图。
图12为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第1图。
图13为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第2图。
图14为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第3图。
图15为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第4图。
图16为示出使用实施方式1的电动机驱动装置的情况下的工作波形的例子的图。
图17为示出本发明的实施方式2的电动机驱动装置具有的硬件结构的例子的图。
附图标记
1：同步电动机；2：机械装置；3：电力变换器；4：电流检测部；5：位置速度确定部；6：速度控制器；7：dq轴电流控制器；8：电压振幅运算部；9：弱磁控制器；10：速度下降控制器；11：信号；12：电压指令；21、25：加法器；22、41、51、61：减法器；23：速度FB控制器；24：速度FF控制器；30：电压限制圆；42、52、62：积分器；60：低通滤波器；100：电动机驱动装置；101：处理器；102：存储器。
具体实施方式
以下基于附图详细说明本发明的实施方式的电动机驱动装置。此外，本发明不被限于该实施方式。
实施方式1.
图1为示出本发明的实施方式1的电动机驱动装置的结构例的框图。实施方式1的电动机驱动装置100驱动同步电动机1。电动机驱动装置100连接于电力变换器3。同步电动机1机械连接于机械装置2。同步电动机1为机械装置2的动力源。电力变换器3向同步电动机1输出交流电压，从而机械装置2进行工作。同步电动机1、电力变换器3以及电动机驱动装置100构成驱动同步电动机1的电动机系统。
在实施方式1中，同步电动机1为在转子设置有永磁体的永磁同步电动机。同步电动机1可以为在转子缠绕有励磁绕组的绕组磁场式同步电动机，也可以为利用转子的凸极性得到旋转转矩的磁阻式同步电动机。永磁体在同步电动机1中的配置可以为嵌入型的配置也可以为表面型的配置。在实施方式1中，将同步电动机1设为三相同步电动机。同步电动机1也可以为三相以外的同步电动机。例如，同步电动机1可以为二相同步电动机，也可以为五相同步电动机。
机械装置2只要为通过驱动同步电动机1而进行工作的装置即可。在实施方式1中，将机械装置2设为制冷剂压缩机，该制冷剂压缩机为控制调整易耗时的应用的代表例。制冷剂压缩机被组装于空调设备、冷却器、冰箱等设备。制冷剂压缩机大多具备内部组装有电动机的一体化构造以削减部件。因此，在多数制冷剂压缩机中，难以单靠电动机进行控制调整。进而，在制冷剂压缩机中，由于压力条件相对于时间的变化缓慢，因此到压力稳定需要时间。由于到压力稳定需要时间，因此制冷剂压缩机的控制调整的时间趋于延长。
制冷剂压缩机中有诸如旋转式压缩机、涡旋式压缩机、螺杆式压缩机、往复式压缩机及涡轮式压缩机等各种种类的压缩机。制冷剂压缩机无论为什么种类的压缩机，共通点是控制调整繁琐。作为机械装置2的制冷剂压缩机，可以为各种种类的压缩机当中的任意种类。机械装置2也可以为制冷剂压缩机以外的装置。
电力变换器3将从未图示的电源输入的电力变换为规定形态的电力并输出。在实施方式1中，将电力变换器3设为通用的电压型逆变器。电压型逆变器为对从直流电压源供给的直流电压进行开关以变换为期望的交流电压的装置。电力变换器3基于从电动机驱动装置100输出的电压指令12将直流电压变换成交流电压，将变换后的交流电压向同步电动机1输出。此外，电力变换器3只要能够对同步电动机1供给期望的交流电力，则可以为诸如电流型逆变器、矩阵转换器等其它种类的电路，也可以为多电平变换器。
电流检测部4检测流过同步电动机1的相电流。电流检测部4的种类、配置等没有特别限制。电流检测部4可以为使用被称为CT(Current Transformer，电流互感器)的变压器的类型的电流传感器，也可以为使用分流电阻的类型的电流传感器。电流检测部4可以为将CT及分流电阻组合而成的结构。图1所示的电流检测部4配置于同步电动机1与电力变换器3之间的布线，测量流过同步电动机1的相电流。电流检测部4输出表示相电流的值的信号11。此外，电流检测部4可以配置于图1所示的位置以外的位置。例如，电流检测部4可以配置于电力变换器3的内部。
在将电流检测部4配置于电力变换器3的内部的情况下，作为电流检测方式，能够使用在电力变换器3中直流母线的N侧配置分流电阻的单分流电流检测方式、在电力变换器3中与下支路串联地插入分流电阻的下支路分流电流检测方式等。与使用CT的情况相比，单分流电流检测方式及下支路分流电流检测方式在能够检测电流的定时方面存在限制，但能够减低部件成本。
在同步电动机1为三相同步电动机的情况下，基于基尔霍夫电流定律，电动机驱动装置100根据三相中的任意两相的相电流的值能够计算另一相的相电流的值。因此，只要对三相中的任意两相配置电流传感器即可，而对另一相可以不配置电流传感器。
电动机驱动装置100通过矢量控制来控制同步电动机1。电动机驱动装置100具备位置速度确定部5、速度控制器6、dq轴电流控制器7、电压振幅运算部8、弱磁控制器9和速度下降控制器10。
为了对同步电动机1进行矢量控制，需要检测或推定同步电动机1的磁极位置θe及转速ωe。位置速度确定部5确定同步电动机1的磁极位置θe及转速ωe。具体而言，位置速度确定部5基于从dq轴电流控制器7输出的电压指令12和由电流检测部4检测出的相电流的值，推定磁极位置θe和转速ωe。位置速度确定部5输出确定出的磁极位置θe和确定出的转速ωe。
可以对同步电动机1安装检测磁极位置θe的位置传感器。作为位置传感器，使用旋转式编码器或旋转变压器(resolver)。也可以对同步电动机1安装诸如转速表传感器(tachogenerator)等速度传感器来代替位置传感器。此外，对于同步电动机1，取决于使用环境、成本等的限制，有时不适合使用位置传感器或速度传感器。在实施方式1中，假设电动机驱动装置100进行无位置传感器控制。电动机驱动装置100不被限于不使用位置传感器或速度传感器的结构，也可以为使用位置传感器或速度传感器的结构。此外，上述制冷剂压缩机为不便使用位置传感器或速度传感器的应用的代表例。
关于同步电动机1的无位置传感器控制，提出了各种方法，而在实施方式1中基本上可以使用任何方法。作为公知的方法，例如有如下速度推定方法：通过状态观测器来推定同步电动机1的状态量，使用状态量的推定误差来对转速ωe进行自适应识别。该方法为被称为自适应观测器的方法，具有针对感应电压常数的变化能够进行稳健的速度推定的优点。在不使用自适应观测器的情况下，也可以仅根据速度电动势的反正切分量来推定磁极位置θe。该方法称为反正切法。反正切法虽然存在当感应电压常数有误差时会产生速度推定误差的缺点，但计算比自适应观测器简单。还提出了许多其它无位置传感器控制法，但只要能够推定磁极位置θe和转速ωe，则使用任意方法皆可。
速度控制器6基于作为第1速度指令的速度指令ω1 ＊、速度下降量Δω和确定出的转速ωe来决定q轴电流指令iq ＊，从而控制同步电动机1的转速ωe。
图2为示出实施方式1的电动机驱动装置具有的速度控制器的结构例的框图。速度控制器6具有加法器21、25、减法器22、速度反馈(Feed Back：FB)控制器23和速度前馈(FeedForward：FF)控制器24。
从电动机驱动装置100的外部向速度控制器6输入速度指令ω1 ＊。速度指令ω1 ＊可以通过在电动机驱动装置100内部的计算来得到。对加法器21输入速度指令ω1 ＊和速度下降量Δω。加法器21将速度指令ω1 ＊与速度下降量Δω相加，输出作为加法结果的第2速度指令ω2 ＊。关于速度下降量Δω将在后说明。对减法器22输入第2速度指令ω2 ＊和转速ωe。减法器22输出第2速度指令ω2 ＊与转速ωe之差。速度FB控制器23进行FB控制以使从减法器22输入的差为零。
作为速度FB控制器23，使用比例积分(Proportional Integral：PI)控制器。已知在PI控制器中，针对阶跃响应的稳态偏差为零。通过使用PI控制器，增益设计变得容易。作为速度FB控制器23，可以使用基于除PI控制以外的控制规则的控制器。为了使稳态偏差为零，使用具有积分器的控制器作为速度FB控制器23。速度FF控制器24并联连接于速度FB控制器23。对速度FF控制器24输入第2速度指令ω2 ＊。速度FF控制器24进行转速ωe的FF控制。由于设置有速度FF控制器24，速度控制器6能够加快控制响应。加法器25将速度FB控制器23的输出值与速度FF控制器24的输出值相加，从而生成q轴电流指令iq ＊。
d轴电流指令id ＊由弱磁控制器9来决定。速度控制器6可以利用“最大转矩/电流控制(Maximum Torque Per Ampere control(最大转矩电流比控制)：MTPA)”来决定d轴电流指令id＊。关于d轴电流指令id ＊将在后说明。
作为电流控制器的dq轴电流控制器7控制流过同步电动机1的相电流。作为dq轴电流控制器7，使用进行在dq旋转坐标上的矢量控制的矢量控制器。通常的矢量控制器在以磁极位置θe为基准的dq旋转坐标上进行电流控制。当将相电流变换为dq旋转坐标上的值时，交流量变为直流量而易于控制，因此电动机驱动装置100在dq旋转坐标上进行电流控制。由于坐标变换需要磁极位置θe的信息，因此对dq轴电流控制器7输入由位置速度确定部5确定出的磁极位置θe。
dq轴电流控制器7通过坐标变换，将相电流的值变换成dq坐标系中的电流即d轴电流的值和q轴电流的值。另外，dq轴电流控制器7基于d轴电流及d轴电流指令id ＊和q轴电流及q轴电流指令iq ＊来决定电压指令12。dq轴电流控制器7调整d轴电压指令以使d轴电流与d轴电流指令id ＊一致。dq轴电流控制器7调整q轴电压指令以使q轴电流与q轴电流指令iq ＊一致。据此，dq轴电流控制器7决定dq旋转坐标上的电压指令。
dq轴电流控制器7具备对d轴电流进行FB控制的未图示的PI控制器、对q轴电流进行FB控制的未图示的PI控制器和对dq轴的干扰分量(interacting component)进行FF补偿的未图示的非干扰控制器(non-interacting controller)。如果d轴电流能够适当地跟随d轴电流指令id ＊且q轴电流能够适当地跟随q轴电流指令iq ＊，则可以使用上述方法以外的方法作为dq轴电流控制器7的控制方法。
dq轴电流控制器7基于磁极位置θe，进行从dq旋转坐标上的电压指令到三相静止坐标的值的坐标变换。dq轴电流控制器7将三相静止坐标上的电压指令12向电力变换器3输出。
电压振幅运算部8求出作为电压指令的振幅的电压振幅。电压指令的振幅也被称为电压指令矢量的范数或电压指令矢量的绝对值。作为计算电压指令的振幅的方法，可以考虑各种方法。电压振幅运算部8例如通过以下式(1)所示的运算来计算电压指令的振幅。电压振幅运算部8输出电压振幅的计算结果。
[数学式1]
Figure BDA0003665156620000091
|νdq ＊|为电压振幅，νd ＊为d轴电压指令，νq ＊为q轴电压指令。在电压振幅运算部8进行式(1)的运算的情况下，从dq轴电流控制器7对电压振幅运算部8输入dq旋转坐标上的电压指令νd ＊、νq ＊。
此外，电压振幅运算部8也可以计算调制率来代替电压振幅|νdq ＊|。调制率是为了评价电压振幅|νdq ＊|相对于电力变换器3的输出极限有多大而将电压振幅|νdq ＊|标准化而得到的。电压振幅运算部8通过以下式(2)所示的运算来计算调制率M。
[数学式2]
Figure BDA0003665156620000092
VDC为作为电力变换器3的电压型逆变器的直流母线电压。直流母线电压由直流母线电压检测部来检测。直流母线电压检测部的图示省略。利用式(2)求出的调制率小于1的电压区域被称为逆变器线性区域。利用式(2)求出的调制率大于1的电压区域被称为过调制区域或电压饱和区域。
弱磁控制器9基于电压振幅|νdq ＊|和第1电压限制值Vlim1来决定d轴电流指令id ＊，从而进行用于对向同步电动机1输出的电压的振幅进行控制的磁通控制。速度下降控制器10基于电压振幅|νdq ＊|和第2电压限制值Vlim2来控制速度下降量Δω。在此，将针对弱磁控制器9和速度下降控制器10的详情进行说明。
图3为用于说明表示作为实施方式1的电动机驱动装置的控制对象的同步电动机的电压状态的电压矢量的图。图3中示出作为嵌入型永磁同步电动机的同步电动机1在高速区域旋转时的电压矢量。在高速区域中，多数情况下能够忽略由同步电动机1的绕组电阻引起的电压降，因此在图3中省略了由绕组电阻引起的电压降。图3中示出稳定状态下的电压矢量，省略了暂态项。
在同步电动机1中，随着转速ωe上升，速度电动势ωeΦa增加。在此，Φa为dq轴磁通交链数，为电动机所固有的值。速度电动势ωeΦa在q轴方向上产生。在永磁同步电动机中，q轴电流与电动机的磁转矩成比例。同步电动机1通常输出用于使机械装置2做一些机械功的转矩。同步电动机1中流过q轴电流iq，由于q轴电流iq的电枢反应，产生作为d轴方向的电压的ωeLqiq。Lq为q轴电感。
另一方面，因为d轴电流id对转矩的贡献度低，所以在转速慢于高速区域的低中速区域，d轴电流id被控制为比在高速区域小的值。作为决定低中速区域的d轴电流指令id ＊的公知方法，有诸如id＝0控制或MTPA等方法。
一般而言，电力变换器3能够向同步电动机1输出的交流电压的最大电压存在限制。在高速区域，速度电动势ωeΦa及电压ωeLqiq的矢量和有时会超过电力变换器3的最大输出电压，需要使用被称为弱磁控制的方法。
在将dq轴电压的限制值设为Vom的情况下，在高速区域，限制值Vom满足作为近似式的以下式(3)的关系。此外，严格来说，电力变换器3的输出极限范围为六边形，但在此近似认为是圆。虽然在实施方式1中，以近似为圆作为前提进行探讨，但毋庸赘言，可以严格认为是六边形来进行探讨。
[数学式3]
Figure BDA0003665156620000111
在实施方式1中，将以原点为中心的半径为限制值Vom的圆称为电压限制圆30。此外公知的是，在电力变换器3为PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)逆变器的情况下，限制值Vom取决于直流母线电压的值而变动。
由于在高速区域中，速度电动势ωeΦa非常大，因此为了使q轴电流iq变大，需要使d轴电流id沿负向流过并使电压指令矢量ν＊的振幅收敛于电压限制圆30的范围内。像这样，使得在与dq轴磁通交链数Φa相反的方向上产生d轴定子磁通Ldid而使电压的振幅减小的控制方法通常被称为弱磁控制。Ld为d轴电感。
作为弱磁控制最简单的方法是基于电压方程来决定d轴电流指令id ＊的方法。关于d轴电流id求解上述式(3)可以得到以下式(4)。
[数学式4]
Figure BDA0003665156620000112
然而，基于上述式(4)求出d轴电流id的弱磁控制具有易受到马达常数的变化或马达常数的波动等影响的缺点，在工业界不大使用。
作为代替基于上述式(4)的弱磁控制而使用的方法之一，已知积分型弱磁控制。公知例如如下方法：通过对电压振幅|νdq ＊|与第1电压限制值Vlim1之差进行积分控制来决定d轴电流指令id ＊。在以下的说明中，有时将该方法称为“d轴电流指令操作型弱磁控制”。
图4为示出实施方式1的电动机驱动装置具有的弱磁控制器的结构例的框图。弱磁控制器9具有减法器41和带有限制器的积分器42。减法器41输出从第1电压限制值Vlim1中减去电压振幅|νdq ＊|而得到的差。积分器42通过将对该差乘以未图示的控制增益而得到的结果进行积分来求出d轴电流指令id ＊。弱磁控制器9为对第1电压限制值Vlim1与电压振幅|νdq ＊|之差进行累计的控制器，因此电动机驱动装置100能够将d轴电流指令id ＊自动调整为既不过大也不过小的适当的值。
在电压振幅|νdq ＊|大于第1电压限制值Vlim1的情况下，差为负，因此d轴电流指令id ＊向负向变化。反之，在电压振幅|νdq ＊|小于第1电压限制值Vlim1的情况下，差为正，因此d轴电流指令id ＊向正向变化。一般来说，对d轴电流指令id ＊适当地设置限制器。通过设置限制器，可以防止积分器42的积分运算的发散。另外，通过设置限制器可以防止由d轴电流指令id ＊过大导致的同步电动机1的消磁。另外，为了防止同步电动机1在低中速区域旋转时流过正的d轴电流id，可以设置正向的限制器。通常将正向的限制值设为零或“最大转矩/电流控制的电流指令值”。
为了说明实施方式1的电动机驱动装置100的有用性，对作为弱磁控制法而广为人知的其它方法进行说明。上述专利文献1中记载的方法即“位置误差指令运算”被视为积分型弱磁控制的一种。根据上述弱磁控制的方法，操作d轴电流指令的结果是电压指令的相位角提前，但在直接操作电压指令的相位的情况下也能够得到同样效果。直接操作电压指令的相位的方法被称为“电压相位控制”等。推测为“电压相位控制”也被用于“位置误差指令运算”中。还已知使控制坐标的相位而非电压指令的相位相对于磁极位置在超前方向上移位的方法。在以下的说明中，有时将基于相位操作的这些方法称为“相位操作型弱磁控制”。相位操作型弱磁控制都存在数学前景(mathematical perspective)不佳、用于决定控制增益的运算繁琐的缺点。
一般而言，数学前景不佳对控制调整的难度影响很大。经典控制工程的途径是增益设计的有力手段，但在受控对象模型或控制器中包含非线性元素的情况下不起作用。相位的旋转操作需要三角函数，但包括三角函数的微分方程大多为非线性元素。如果相位操作量微小，则能够对三角函数进行线性近似，但弱磁控制中的相位操作量在0度至90度的范围中大幅变化，因此难以进行线性近似。一般认为非线性控制难以探讨，控制调整不易进行。在理论上无法找到适当增益的情况下，重复进行试错性实验来持续调整控制增益，而这会耗费大量劳力。在这方面可以说相位操作型弱磁控制不是优选的方法。
在实施方式1的电动机驱动装置100中，通过“d轴电流指令操作型弱磁控制”，能够比“相位操作型弱磁控制”更简单地进行增益设计。关于“d轴电流指令操作型弱磁控制”的增益设计将在后说明。
图5为示出实施方式1的电动机驱动装置具有的速度下降控制器的结构例的框图。在此，对如制冷剂压缩机那样以适用于仅进行正转(forward rotation)下的动力运行工作的应用为前提的结构进行说明。当然也能够将速度下降控制器10的结构设为考虑了反转或再生工作的结构。
速度下降控制器10具有减法器51和带有限制器的积分器52。减法器51输出从第2电压限制值Vlim2中减去电压振幅|νdq ＊|而得到的差。积分器52将对该差乘以未图示的控制增益而得到的结果进行积分，从而求出速度下降量Δω。速度下降控制器10为将第2电压限制值Vlim2与电压振幅|νdq ＊|之差进行累计的控制器，由此电动机驱动装置100能够将速度下降量Δω自动调整为既不过大也不过小的适当的值。
在电压振幅|νdq ＊|大于第2电压限制值Vlim2的情况下，差为负，因此速度下降量Δω向负向变化。反之，在电压振幅|νdq ＊|小于第2电压限制值Vlim2的情况下，差为正，因此速度下降量Δω向正向变化。积分器52通过限制器来限定速度下降量Δω可取的范围，以使积分运算不发散。速度下降量Δω的上限值被设为零，从而电动机驱动装置100在不产生电压饱和的条件下能够使同步电动机1不进行减速工作。也就是说，速度下降控制器10调整速度下降量Δω以使电压振幅|νdq ＊|不超过第2电压限制值Vlim2。像这样，速度下降控制器10决定使电压振幅|νdq ＊|小于第2电压限制值Vlim2的速度下降量Δω。
只要设定适当的值作为速度下降量Δω的下限值即可。在此，设想在高速区域产生电压饱和的情况下的案例，因此例如如果设定同步电动机1的最大速度ωMax的约－10％至－20％的值作为速度下降量Δω的下限值，则在多数情况下就足够了。如以上所述，在正转下的动力运行工作中，速度下降量Δω可取的范围为0≥Δω≥－0.2ωMax。
速度控制器6基于像这样求出的速度下降量Δω，使速度指令ω1 ＊减小，决定第2速度指令ω2 ＊。在如大于同步电动机1能够输出的最大转矩的负载转矩被施加于同步电动机1等产生了严重的电压饱和的情况下，电动机驱动装置100通过使速度指令ω1 ＊降低来缓和电压饱和。通过如上述那样构成弱磁控制器9及速度下降控制器10，能够非常简单地进行弱磁控制器9及速度下降控制器10的增益设计。
接下来，参照图6至图15对电动机驱动装置100的增益的设计进行说明。图6为示出实施方式1的电动机驱动装置和同步电动机的控制模型的例子的图。图6中示出了电动机驱动装置100的控制器模型和同步电动机1的电气受控对象模型的详情。在此，对用于具体决定弱磁控制器9的弱磁控制增益KIfw和速度下降控制器10的速度下降增益KIst的控制设计进行说明。
图7为示出将图6所示的控制模型在高速区域的工作点附近进行近似而得到的模型的图。在判断为dq轴电流控制器7的控制响应与速度控制器6、弱磁控制器9及速度下降控制器10的控制响应相比足够高的情况下，可以视为d轴电流指令id ＊与d轴电流id大体一致，q轴电流指令iq ＊与q轴电流iq大体一致。另外，假设工作点附近的转速ωe的变化缓慢。进而，假设转速ωe足够高，电枢电阻R所导致的电压降极小而可以忽略。在这些条件下，图6所示的控制模型能够如图7那样简化地表示。
在此，对弱磁控制器的控制增益即弱磁控制增益KIfw的设计进行说明。图8为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第1图。图9为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第2图。图10为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第3图。图11为用于对图4所示的弱磁控制器的弱磁控制增益的设计进行说明的第4图。
通过从图7所示的模型中省略速度下降控制器10和速度控制器6，可以得到图8所示的框图。在此，考虑用于基于第1电压限制值Vlim1来得到电压振幅|νdq ＊|的传递函数。由于传递函数是表示为单输入单输出的函数，因此在工作点附近，将第1电压限制值Vlim1以外的输入要素视为恒定。即，假设忽略q轴电流指令iq ＊和dq轴磁通交链数Φa。在该条件下，根据图8所示的框图可得到图9所示的框图。
图10所示的框图为基于图9所示的框图来表示弱磁控制器9的规范模型的图。优选的是弱磁控制器9被设计为使电压振幅|νdq ＊|适当地跟随第1电压限制值Vlim1的变化。另外，优选的是使用任意的时间常数来指定直到响应收敛为止的速度。由此，弱磁控制器9的规范模型应该设为一阶低通滤波器60。使ωfw作为低通滤波器60的截止角频率。截止角频率为时间常数的倒数。
显然，图10所示的低通滤波器60通过简单的变形则与图11所示的结构等效。图11所示的低通滤波器60具有减法器61和积分器62。通过以使图9所示的框图中的开环传递函数与图11所示的框图中的开环传递函数一致的方式设计弱磁控制增益KIfw，弱磁控制器9能够得到期望的响应特性。因而，弱磁控制增益KIfw如以下式(5)那样来决定。
[数学式5]
Figure BDA0003665156620000151
接下来，对速度下降控制器10的控制增益即速度下降控制增益的设计进行说明。图12为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第1图。图13为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第2图。图14为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第3图。图15为对图5所示的速度下降控制器的速度下降控制增益的设计进行说明的第4图。速度下降控制增益基于速度控制器6的传递函数和同步电动机1的传递函数来决定。
通过从图7所示的模型中省略弱磁控制器9，可以得到图12所示的框图。在此，考虑用于基于第2电压限制值Vlim2来得到电压振幅|vdq ＊|的传递函数。由于传递函数是表示为单输入单输出的函数，因此在工作点附近，将第2电压限制值Vlim2以外的输入要素视为恒定。即，假设忽略d轴电流指令id ＊和dq轴磁通交链数Φa。在该条件下，根据图12所示的框图可以得到图13所示的框图。
进而，通过将图13所示的框图变形，可以得到图14所示的框图。图14所示的框图中包含速度FB控制器23的传递函数。在此，先对速度FB控制器23的增益设计进行描述。
作为设计速度FB控制器23的比例增益KPS的方法，已知使用例如以下式(6)的方法。作为设计速度FB控制器23的积分增益KIS的方法，已知使用例如以下式(7)的方法。
[数学式6]
Figure BDA0003665156620000161
[数学式7]
KIS＝KPSωPI……(7)
J为惯量，Pm为极对数，ωSC为速度控制频带，ωPI为PI断点角频率。当以在比例控制侧决定目标值响应、并且使积分控制工作只是为了使稳态偏差为零的方针来决定ωPI和ωSC的情况下，ωPI最好是设定为ωSC的5分之1以下。
图14所示的框图中的开环传递函数Go(s)用以下式(8)来表示。因此，图14所示的框图能够变形为如图15所示的框图。
[数学式8]
Figure BDA0003665156620000162
图15所示的框图中的闭环传递函数GC(s)用以下式(9)来表示。在式(9)中，传递函数参数的复数s的阶数为2。
[数学式9]
Figure BDA0003665156620000171
二阶滞后系统的传递函数的通式用以下式(10)来表示。ζ为衰减系数，ωn为固有角频率。
[数学式10]
Figure BDA0003665156620000172
通过将式(9)中的分母的系数与式(10)中的分母的系数相比较，使速度下降控制器10的固有角速度ωn为任意值的速度下降增益KIst能够由以下式(11)来决定。
[数学式11]
Figure BDA0003665156620000173
此外，速度下降控制器10的衰减系数ζ用以下式(12)来表示。
[数学式12]
Figure BDA0003665156620000174
在衰减系数ζ不适当的情况下，速度下降控制器10进行的速度下降控制变得不稳定。当衰减系数ζ小于0.5时，直到速度下降量Δω收敛为止的速度下降量Δω的振荡显著。因此，优选的是衰减系数ζ至少为0.5以上。此外，由于显然ωn＞0且ωPI＞0，因此衰减系数ζ始终为正的值。据此，可以说上述式(9)所示的传递函数是稳定的。
当为如上述专利文献1那样对电压是否饱和进行标志判定并进行使速度指令下降的处理的控制结构的情况下，难以进行增益设计。对此，根据实施方式1，通过如图1所示地构成控制系统，从而能够如上述那样进行清晰的增益设计。
图16为示出使用实施方式1的电动机驱动装置的情况下的工作波形的例子的图。图16中利用曲线图来示出转速ωe、负载转矩T、d轴电流指令id ＊、电压振幅|νdq ＊|及速度下降量Δω各自与时间的关系的例子。
假设当同步电动机1以恒定速度旋转时，如图16所示在时刻t1至时刻t5，使负载转矩T逐渐增加。在到时刻t2为止的期间中，电压振幅|νdq ＊|小于第1电压限制值Vlim1，因此d轴电流指令id ＊为零。以时刻t2为界，电压振幅|νdq ＊|超过第1电压限制值Vlim1。于是，积分型弱磁控制器9使d轴电流指令id ＊向负向增加，以使电压振幅|νdq ＊|不再增加。
假设d轴电流指令id ＊向负向增加，从而d轴电流指令id ＊在时刻t3达到了下限值IdLimL。下限值IdLimL是为了防止同步电动机1消磁及发热等而设定的。无法使超过下限值IdLimL的d轴电流id流过同步电动机1。因而，在时刻t3以后为了缓和电压饱和，需要使速度指令ω1 ＊降低。
在图16中，设定高于第1电压限制值Vlim1的值作为第2电压限制值Vlim2。在时刻t3至时刻t4的期间中，电压振幅|νdq ＊|逐渐增加，当到了时刻t4时，电压振幅|νdq ＊|达到第2电压限制值Vlim2，开始产生速度下降量Δω。在时刻t4至时刻t5的期间中，由于产生速度下降量Δω，转速ωe降低，电压振幅|νdq ＊|的增加停止。在时刻t5以后，由于负载转矩T为恒定，转速ωe的降低停止。
在实施方式1中，第1电压限制值Vlim1和第2电压限制值Vlim2被分开来设置，并且第2电压限制值Vlim2为大于第1电压限制值Vlim1的值，从而电动机驱动装置100将弱磁控制的工作定时与速度下降控制的工作定时互相错开。据此，电动机驱动装置100能够最大限度地利用弱磁控制以使同步电动机1的输出转矩增加。
此外，在有效利用电力变换器3的过调制区域来实现增加最大转矩和降低铜损的情况下，能够在以下式(13)所示的范围中设定第1电压限制值Vlim1和第2电压限制值Vlim2。据此，电动机驱动装置100在弱磁控制对电压振幅的限制不再有效之后进行对速度下降量Δω的控制，从而能够最大限度地用尽同步电动机1的输出极限范围。
[数学式13]
Figure BDA0003665156620000191
根据实施方式1，电动机驱动装置100即使不进行用于控制调整的繁琐作业，也能够抑制电压饱和时同步电动机1的控制变得不稳定的现象。在诸如制冷剂压缩机的应用中，节省控制调整的劳力大有好处。进而，电动机驱动装置100充分利用电力变换器3的过调制区域而能够实现增加最大转矩和降低铜损。根据以上，电动机驱动装置100起到能够降低用于进行对电动机的稳定控制的调整所需的作业负担的效果。
实施方式2.
在实施方式2中，对电动机驱动装置100具有的硬件结构进行说明。图17为示出本发明的实施方式2的电动机驱动装置具有的硬件结构的例子的图。在实施方式2中，设为对与上述实施方式1相同的构成要素附加相同的附图标记。图17中将构成电动机系统的同步电动机1、电力变换器3及电流检测部4和以同步电动机1为动力源而工作的机械装置2与电动机驱动装置100一同示出。
电动机驱动装置100具有处理器101和存储器102作为硬件结构。图1所示的位置速度确定部5、速度控制器6、dq轴电流控制器7、电压振幅运算部8、弱磁控制器9和速度下降控制器10的各个功能通过处理器101执行保存于存储器102的程序来实现。
处理器101为CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、处理装置、运算装置、微处理器、微计算机或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)。存储器102具备随机存取存储器等易失性存储装置和闪存等非易失性辅助存储装置。存储器102也可以具备硬盘等辅助存储装置来代替非易失性辅助存储装置。易失性存储装置及辅助存储装置的图示省略。处理器101经由易失性存储装置而读取存储于辅助存储装置的程序。处理器101向易失性存储装置输出运算结果等数据。处理器101也可以经由易失性存储装置将数据保存到辅助存储装置。
对于电力变换器3及电流检测部4，已研究了各种方式，而基本上使用任何方式都可以。对电动机系统可以设置检测电力变换器3的输入电压或输出电压的电压检测单元或检测直流母线电压的电压检测单元。
作为各个构成要素之间的数据的发送接收方法，基本上任何方式都可以。各个构成要素可以进行数字信号的发送接收，也可以进行模拟信号的发送接收。对于数字信号，可以并行通信也可以串行通信。模拟信号及数字信号可以通过未图示的变换器来适当变换。例如，在用模拟信号表示电流检测部4检测到的相电流的情况下，通过未图示的D/A(Digital to Analog，数字到模拟)变换器将模拟信号变换为数字信号并将数据发送到处理器101。未图示的D/A变换器既可以在电动机驱动装置100的内部，也可以在电流检测部4的内部。
处理器101向电力变换器3发送的电压指令的信号可以为模拟信号与数字信号中的任意信号。另外，处理器101可以具有载波比较调制部、空间矢量调制部等调制部。处理器101可以将作为进行了调制后的脉冲串的电压指令发送到电力变换器3。在设置有检测电力变换器3的输入电压或输出电压的电压检测单元或检测直流母线电压的电压检测单元的情况下，作为电压检测单元与电动机驱动装置100之间的发送接收方法，基本上任何方法都可以。在对同步电动机1安装有位置传感器的情况下，作为位置传感器与电动机驱动装置100之间的发送接收方法，基本上任何方法都可以。
处理器101基于速度指令ω1 ＊来进行速度控制运算和电流控制运算来决定电压指令12。在电压指令12的振幅超过第1电压限制值Vlim1的情况下，弱磁控制进行工作，在电压指令12的振幅超过第2电压限制值Vlim2的情况下，速度下降控制进行工作。
从电动机驱动装置100的外部的计算机向电动机驱动装置100提供速度指令ω1 ＊、第1电压限制值Vlim1和第2电压限制值Vlim2。向电动机驱动装置100提供速度指令ω1 ＊、第1电压限制值Vlim1和第2电压限制值Vlim2的计算机的图示省略。可以在处理器101的内部计算速度指令ω1 ＊、第1电压限制值Vlim1和第2电压限制值Vlim2。取决于处理器101的计算能力，处理器101可以进行除了速度指令ω1 ＊、第1电压限制值Vlim1和第2电压限制值Vlim2的计算以外的计算处理。
以上实施方式所示的结构示出了本发明内容的一例，能够还与其它公知技术结合，也能够在不脱离本发明主旨的范围内对部分结构进行省略、变更。

Claims (5)

1.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
电流控制器，将流过电动机的相电流的值变换成dq坐标系的电流即d轴电流及q轴电流的各个值，基于所述d轴电流及d轴电流指令和所述q轴电流及q轴电流指令来决定电压指令，从而控制所述相电流；
电压振幅运算部，求出作为所述电压指令的振幅的电压振幅；
速度控制器，基于速度指令、所述电动机的转速和使所述速度指令降低的速度下降量来决定所述q轴电流指令，从而控制所述转速；
弱磁控制器，基于所述电压振幅和第1电压限制值来决定所述d轴电流指令，从而进行用于限制向所述电动机输出的电压的振幅的磁通控制；以及
速度下降控制器，基于所述电压振幅和第2电压限制值来控制所述速度下降量，
其中，所述速度下降控制器决定使所述电压振幅小于所述第2电压限制值的所述速度下降量。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述第2电压限制值为大于所述第1电压限制值的值。
3.根据权利要求1或2所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述速度下降控制器为对所述第2电压限制值与所述电压振幅之差进行累计的控制器。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述弱磁控制器为对所述第1电压限制值与所述电压振幅之差进行累计的控制器。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述速度下降控制器的控制增益是基于所述速度控制器的传递函数和所述电动机的传递函数来决定的。
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