WO2021111527A1 - 電動機駆動装置 - Google Patents

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WO2021111527A1
WO2021111527A1 PCT/JP2019/047270 JP2019047270W WO2021111527A1 WO 2021111527 A1 WO2021111527 A1 WO 2021111527A1 JP 2019047270 W JP2019047270 W JP 2019047270W WO 2021111527 A1 WO2021111527 A1 WO 2021111527A1
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speed
voltage
controller
axis current
command
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PCT/JP2019/047270
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French (fr)
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健治 ▲高▼橋
慎也 豊留
鹿嶋　美津夫
知宏 沓木
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三菱電機株式会社
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Priority to US17/770,638 priority patent/US11711039B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/07—Speed loop, i.e. comparison of the motor speed with a speed reference

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor drive device for driving a synchronous motor.
  • Servo systems using synchronous motors are used as power sources for various mechanical devices.
  • a speed controller and a current controller are connected in series.
  • a limiter is provided at the output of each controller to protect the synchronous motor and mechanical devices.
  • a power converter that outputs an AC voltage to a synchronous motor has a limit on the maximum voltage that can be output or a limit on the maximum current that can be output. These limits in power converters also work in the same way as limiters.
  • Each controller is provided with an integrator to control the output so as to eliminate the steady-state deviation.
  • the integration is continued and the integration becomes excessive, so that the windup phenomenon occurs, which is a phenomenon in which the output value does not change from the limit value even if the command value changes. It is known. Sustained vibration may be excited by the wind-up phenomenon. The wind-up phenomenon becomes a factor that reduces the stability of control by the servo system.
  • the command value input to each controller is lowered so that the saturation state is released. It can be mentioned to make it.
  • Patent Document 1 discloses a control method for a speed control device for an electric motor, which reduces a speed command value when the output voltage is saturated due to the output voltage of the power converter reaching the upper limit.
  • the speed control device according to Patent Document 1 performs voltage phase control so that when the output voltage of the power converter is saturated, the phase of the voltage command value becomes the lead phase with respect to the dq rotation coordinates, and the phase angle of the voltage command value.
  • the speed command value is reduced by performing an operation for correcting the speed command value.
  • the motor drive device can prevent the occurrence of the windup phenomenon by appropriately adjusting the control parameters when the control method described in Patent Document 1 is applied.
  • many control parameters need to be adjusted.
  • the servo system or plant model contains many non-linear elements that exhibit complex characteristics. Therefore, according to the control method described in Patent Document 1, the motor drive device adjusts the control parameters by trial and error, so that the work load required for the adjustment for stable control of the motor is large. There was a problem.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an electric motor drive device capable of reducing the work load required for adjustment for stable control of the electric motor.
  • the motor drive device converts the value of the phase current flowing through the motor into the values of the d-axis current and the q-axis current, which are the currents in the dq coordinate system. Then, the current controller that controls the phase current by determining the voltage command based on the d-axis current and d-axis current command and the q-axis current and q-axis current command, and the voltage amplitude that is the amplitude of the voltage command are obtained.
  • a weakening magnetic flux controller that controls the magnetic flux to limit the amplitude of the voltage output to the motor by determining the d-axis current command based on the voltage limit value of, and the voltage amplitude and the second voltage limit value.
  • a speed droop controller that controls the speed droop amount based on the above is provided. The speed droop controller determines the amount of speed droop that causes the voltage amplitude to be smaller than the second voltage limit.
  • the motor drive device has an effect that the work load required for adjustment for stable control of the motor can be reduced.
  • a block diagram showing a configuration example of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention A block diagram showing a configuration example of a speed controller included in the motor drive device according to the first embodiment. The figure for demonstrating the voltage vector representing the voltage state of the synchronous motor which is the control target by the motor drive device which concerns on Embodiment 1.
  • a block diagram showing a configuration example of a speed droop controller included in the motor drive device according to the first embodiment The figure which shows the example of the control model of the electric motor drive device and the synchronous motor which concerns on Embodiment 1.
  • the first figure for demonstrating the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG. The second figure for demonstrating the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG. FIG. 3 for explaining the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG. FIG. 4 for explaining the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG. FIG. 1 for explaining the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG. FIG. 2 for explaining the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG. FIG.
  • FIG. 3 for explaining the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG.
  • FIG. 4 for explaining the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
  • the motor drive device 100 according to the first embodiment drives the synchronous motor 1.
  • the motor drive device 100 is connected to the power converter 3.
  • the synchronous motor 1 is mechanically connected to the mechanical device 2.
  • the synchronous motor 1 is a power source for the mechanical device 2.
  • the mechanical device 2 operates when the power converter 3 outputs an AC voltage to the synchronous motor 1.
  • the synchronous motor 1, the power converter 3, and the electric motor drive device 100 constitute an electric motor system for driving the synchronous motor 1.
  • the synchronous motor 1 is a permanent magnet synchronous motor in which a permanent magnet is provided on the rotor.
  • the synchronous motor 1 may be a winding field type synchronous motor in which a field winding is wound around a rotor, and is a relaxation type synchronous motor that obtains rotational torque by utilizing the salient pole of the rotor. Is also good.
  • the arrangement of the permanent magnets in the synchronous motor 1 may be an embedded type arrangement or a surface type arrangement.
  • the synchronous motor 1 is a three-phase synchronous motor.
  • the synchronous motor 1 may be a synchronous motor other than the three-phase one.
  • the synchronous motor 1 may be a two-phase synchronous motor or a five-phase synchronous motor.
  • the mechanical device 2 may be a device that operates by driving the synchronous motor 1.
  • the mechanical device 2 is a refrigerant compressor which is a typical example of an application in which control adjustment tends to take a long time.
  • Refrigerant compressors are incorporated into equipment such as air conditioners, chillers, and refrigerators.
  • Many refrigerant compressors have an integrated structure in which a motor is incorporated in order to reduce the number of parts. For this reason, in many refrigerant compressors, it is difficult to control and adjust the electric motor alone.
  • the refrigerant compressor since the pressure condition changes slowly with time, it takes time for the pressure to stabilize. Since it takes time for the pressure to stabilize, the control and adjustment of the refrigerant compressor tends to take a long time.
  • Refrigerant compressors include various types of compressors such as rotary compressors, scroll compressors, screw compressors, reciprocating compressors, and turbo compressors. Regardless of the type of compressor, the refrigerant compressor is common in that control and adjustment are complicated.
  • the refrigerant compressor which is the mechanical device 2 may be any of various types of compressors.
  • the mechanical device 2 may be a device other than the refrigerant compressor.
  • the power converter 3 converts the power input from a power source (not shown) into a specified form of power and outputs it.
  • the power converter 3 is a general-purpose voltage type inverter.
  • a voltage type inverter is a device that switches a DC voltage supplied from a DC voltage source and converts it into a desired AC voltage.
  • the power converter 3 converts the DC voltage into an AC voltage based on the voltage command 12 output from the motor drive device 100, and outputs the converted AC voltage to the synchronous motor 1.
  • the power converter 3 may be another type of circuit such as a current type inverter or a matrix converter, or may be a multi-level converter as long as it can supply desired AC power to the synchronous motor 1.
  • the current detection unit 4 detects the phase current flowing through the synchronous motor 1.
  • the type and arrangement of the current detection unit 4 are not particularly limited.
  • the current detection unit 4 may be a type of current sensor using a transformer called CT (Current Transformer), or may be a type of current sensor using a shunt resistor.
  • the current detection unit 4 may be a combination of CT and a shunt resistor.
  • the current detection unit 4 shown in FIG. 1 is arranged in the wiring between the synchronous motor 1 and the power converter 3 and measures the phase current flowing through the synchronous motor 1.
  • the current detection unit 4 outputs a signal 11 indicating the value of the phase current.
  • the current detection unit 4 may be arranged at a position other than the position shown in FIG. For example, the current detection unit 4 may be arranged inside the power converter 3.
  • the current detection method includes one shunt current detection method in which the shunt resistor is arranged on the N side of the DC bus of the power converter 3, and the power converter 3
  • a lower arm shunt current detection method in which a shunt resistor is inserted in series with the lower arm can be used.
  • the one-shunt current detection method and the lower arm shunt current detection method have restrictions on the timing at which the current can be detected as compared with the case of using CT, but the component cost can be reduced.
  • the motor drive device 100 uses the value of the phase current of any two of the three phases to the value of the phase current of the other one phase based on Kirchhoff's current law. Can be calculated. Therefore, the current sensor may be arranged in any two of the three phases, and the current sensor may not be arranged in the other one phase.
  • the motor drive device 100 controls the synchronous motor 1 by vector control.
  • the motor drive device 100 includes a position / velocity specifying unit 5, a speed controller 6, a dq-axis current controller 7, a voltage amplitude calculation unit 8, a weakening magnetic flux controller 9, and a speed droop controller 10.
  • the position / velocity specifying unit 5 specifies the magnetic pole position ⁇ e and the rotational speed ⁇ e of the synchronous motor 1. Specifically, the position / velocity specifying unit 5 rotates with the magnetic pole position ⁇ e based on the voltage command 12 output from the dq-axis current controller 7 and the value of the phase current detected by the current detecting unit 4. Estimate the velocity ⁇ e. The position / velocity specifying unit 5 outputs the specified magnetic pole position ⁇ e and the specified rotation speed ⁇ e.
  • a position sensor for detecting the magnetic pole position ⁇ e may be attached to the synchronous motor 1.
  • a rotary encoder or resolver is used as the position sensor.
  • a speed sensor such as a tacho generator may be attached to the synchronous motor 1 instead of the position sensor.
  • the use of the position sensor or the speed sensor may not be suitable for the synchronous motor 1 due to restrictions such as usage environment and cost.
  • the motor drive device 100 performs position sensorless control.
  • the motor drive device 100 is not limited to the one in which the position sensor or the speed sensor is not used, and may be the one in which the position sensor or the speed sensor is used.
  • the above-mentioned refrigerant compressor is a typical example of an application in which it is difficult to use a position sensor or a speed sensor.
  • Various methods have been proposed for the position sensorless control of the synchronous motor 1, but basically any method may be used in the first embodiment.
  • a known method for example, there is a speed estimation method in which the state quantity of the synchronous motor 1 is estimated by a state observer and the rotation speed ⁇ e is adaptively identified by using the estimation error of the state quantity.
  • This method is called an adaptive observer, and has the advantage of being able to estimate the velocity robustly to changes in the induced voltage constant.
  • the magnetic pole position ⁇ e may be estimated simply from the arctangent component of the velocity electromotive force. This method is called the arctangent method.
  • the arctangent method has the disadvantage that an error in the induced voltage constant causes a velocity estimation error, but the calculation is simpler than the adaptive observer.
  • Many other position sensorless control methods have been proposed, but any method may be used as long as the magnetic pole position ⁇ e and the rotation speed ⁇ e can be estimated.
  • the speed controller 6 determines the q-axis current command i q * based on the first speed command, the speed command ⁇ 1 * , the speed droop amount ⁇ , and the specified rotation speed ⁇ e , so that the synchronous electric motor 6 is used.
  • the rotation speed ⁇ e of 1 is controlled.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a speed controller included in the motor drive device according to the first embodiment.
  • the speed controller 6 includes adders 21 and 25, a subtractor 22, a speed feedback (Feed Back: FB) controller 23, and a speed feed forward (Feed Forward: FF) controller 24.
  • FB speed feedback
  • FF speed feed forward
  • the speed command ⁇ 1 * is input to the speed controller 6 from the outside of the motor drive device 100.
  • the speed command ⁇ 1 * may be obtained by an internal calculation of the motor drive device 100.
  • the velocity command ⁇ 1 * and the velocity sag amount ⁇ are input to the adder 21.
  • the adder 21 adds the velocity command ⁇ 1 * and the velocity sag amount ⁇ , and outputs the second velocity command ⁇ 2 * which is the addition result.
  • the velocity drooping amount ⁇ will be described later.
  • the second speed command ⁇ 2 * and the rotation speed ⁇ e are input to the subtractor 22.
  • the subtractor 22 outputs the difference between the second speed command ⁇ 2 * and the rotation speed ⁇ e.
  • the speed FB controller 23 performs FB control so that the difference input from the subtractor 22 becomes zero.
  • a proportional integral (PI) controller is used as the speed FB controller 23 .
  • PI controllers it is known that the steady-state deviation with respect to the step response becomes zero.
  • the use of a PI controller facilitates gain design.
  • a controller based on a control rule other than PI control may be used.
  • a controller having an integrator is used as the velocity FB controller 23.
  • the speed FF controller 24 is connected in parallel to the speed FB controller 23.
  • the second speed command ⁇ 2 * is input to the speed FF controller 24.
  • the speed FF controller 24 performs FF control of the rotation speed ⁇ e .
  • the speed controller 6 can accelerate the control response by providing the speed FF controller 24.
  • the adder 25 generates the q-axis current command i q * by adding the output value of the speed FB controller 23 and the output value of the speed FF controller 24.
  • the d-axis current command id * is determined by the weakening magnetic flux controller 9.
  • the d-axis current command id * will be described later.
  • the dq-axis current controller 7 which is a current controller, controls the phase current flowing through the synchronous motor 1.
  • a vector controller that performs vector control on the dq rotating coordinates is used as the dq-axis current controller 7.
  • a general vector controller controls the current on the dq rotating coordinate with respect to the magnetic pole position ⁇ e.
  • the motor driving device 100 performs the current control on the dq rotating coordinate. Because the coordinate transformation is required information of the magnetic pole position theta e, the dq-axis current controller 7, the magnetic pole position theta e identified by the position and speed detection part 5 is input.
  • the dq-axis current controller 7 converts the phase current value into a d-axis current value and a q-axis current value, which are currents in the dq coordinate system, by coordinate conversion. Further, the dq-axis current controller 7 determines the voltage command 12 based on the d-axis current and d-axis current command id * and the q-axis current and q-axis current command i q *. The dq-axis current controller 7 adjusts the d-axis voltage command so that the d-axis current coincides with the d-axis current command id *.
  • the dq-axis current controller 7 adjusts the q-axis voltage command so that the q-axis current coincides with the q-axis current command i q *. As a result, the dq-axis current controller 7 determines the voltage command on the dq rotating coordinate.
  • the dq-axis current controller 7 includes a PI controller (not shown) that FB-controls the d-axis current, a PI controller (not shown) that FB-controls the q-axis current, and an (not shown) FF compensation for the interference component of the dq-axis. It is equipped with a non-interference controller. If the d-axis current can appropriately follow the d-axis current command i d * and the q-axis current can appropriately follow the q-axis current command i q * , the above-mentioned control method in the dq-axis current controller 7 is described above. A method other than the above method may be used.
  • the dq-axis current controller 7 performs coordinate conversion from the voltage command on the dq rotating coordinate to the value of the three-phase stationary coordinate based on the magnetic pole position ⁇ e.
  • the dq-axis current controller 7 outputs a voltage command 12 on the three-phase stationary coordinates to the power converter 3.
  • the voltage amplitude calculation unit 8 obtains the voltage amplitude, which is the amplitude of the voltage command.
  • the amplitude of the voltage command is also called the norm of the voltage command vector or the absolute value of the voltage command vector.
  • Various methods can be considered as a method for calculating the amplitude of the voltage command.
  • the voltage amplitude calculation unit 8 calculates the amplitude of the voltage command by, for example, the calculation shown in the following equation (1).
  • the voltage amplitude calculation unit 8 outputs the calculation result of the voltage amplitude.
  • the voltage amplitude calculation unit 8 may calculate the modulation factor instead of the voltage amplitude
  • the modulation factor is a standardization of the voltage amplitude
  • the voltage amplitude calculation unit 8 calculates the modulation factor M by the calculation shown in the following equation (2).
  • the VDC is the DC bus voltage of the voltage type inverter which is the power converter 3.
  • the DC bus voltage is detected by the DC bus voltage detector.
  • the DC bus voltage detector is not shown.
  • the voltage region in which the modulation factor obtained by the equation (2) is smaller than 1 is called the inverter linear region.
  • the voltage region in which the modulation factor obtained by the equation (2) is larger than 1 is referred to as an overmodulation region or a voltage saturation region.
  • Weakening controlling unit 9 the voltage amplitude
  • the magnetic flux is controlled to control.
  • the speed droop controller 10 controls the speed droop amount ⁇ based on the voltage amplitude
  • the weakening magnetic flux controller 9 and the speed drooping controller 10 will be described.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a voltage vector representing a voltage state of a synchronous motor to be controlled by the motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 shows a voltage vector when the synchronous motor 1 which is an embedded permanent magnet synchronous motor is rotating in a high speed region. In the high-speed region, the voltage drop due to the winding resistance of the synchronous motor 1 can often be ignored, so the voltage drop due to the winding resistance is omitted in FIG.
  • FIG. 3 shows the voltage vector in the steady state, and the transient term is omitted.
  • the velocity electromotive force ⁇ e ⁇ a increases as the rotation speed ⁇ e increases.
  • ⁇ a is the dq-axis magnetic flux chain crossing number, which is a value peculiar to the motor.
  • the velocity electromotive force ⁇ e ⁇ a is generated in the q-axis direction.
  • the q-axis current is proportional to the magnet torque of the motor.
  • the synchronous motor 1 usually outputs a torque for causing the mechanical device 2 to perform some mechanical work.
  • a q-axis current i q flows through the synchronous motor 1, and ⁇ e L q i q, which is a voltage in the d-axis direction, is generated by the armature reaction of the q-axis current i q.
  • L q is the q-axis inductance.
  • the d-axis current i d has a lower contribution to the torque in the low middle speed region the rotational speed is slower than the high speed region, the d-axis current i d is controlled to a smaller value as compared with the high speed region.
  • Known techniques for determining the low and medium speed region the d-axis current command i d *, i d 0 control, or there is a method such as MTPA.
  • the power converter 3 can output to the synchronous motor 1.
  • the vector sum of the velocity electromotive force ⁇ e ⁇ a and the voltage ⁇ e L q i q may exceed the maximum output voltage of the power converter 3, and it is necessary to use a technique called weakening magnetic flux control.
  • the limit value of the dq-axis voltage is V om
  • the limit value V om satisfies the relationship of the following equation (3) which is an approximate equation in the high speed region.
  • the output limit range of the power converter 3 is a hexagonal shape, but here, it is approximated by a circle.
  • the discussion is made on the premise that the approximation is made by a circle, but it goes without saying that the discussion may be made by strictly considering a hexagon.
  • a circle having a radius centered on the origin and having a limit value Volt is referred to as a voltage limit circle 30. It is known that when the power converter 3 is a PWM (Pulse Width Modulation) inverter, the limit value VOL varies depending on the value of the DC bus voltage.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the control method by generating the d-axis stator flux L d i d to the dq-axis flux linkage [Phi a direction opposite to reduce the amplitude of the voltage is generally referred to as flux-weakening control.
  • L d is the d-axis inductance.
  • the simplest method for weakening magnetic flux control is to determine the d-axis current command id * based on the voltage equation.
  • the following equation (4) is obtained.
  • Integral type weakening magnetic flux control is known as one of the methods used instead of the weakening magnetic flux control based on the above equation (4).
  • is known technique to determine the d-axis current command i d * by integrating controls the difference between the first voltage limit value V lim1
  • such a method may be referred to as "d-axis current command operation type weakening magnetic flux control”.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a weakening magnetic flux controller included in the motor drive device according to the first embodiment.
  • the weakening magnetic flux controller 9 has a subtractor 41 and an integrator 42 with a limiter.
  • the subtractor 41 outputs the difference obtained by subtracting the voltage amplitude
  • the integrator 42 obtains the d-axis current command id * by integrating the result of multiplying the difference by a control gain (not shown).
  • Weakening controlling unit 9 a first voltage limit value V lim1 voltage amplitude
  • is greater than the first voltage limit value V lim1, since the difference is negative, d-axis current command i d * is changed in the negative direction. Conversely, the voltage amplitude
  • a limiter is appropriately provided for the d-axis current command id *. By providing the limiter, divergence of the integration operation in the integrator 42 can be prevented. Also, demagnetization of the d-axis current command i d * synchronization due to becomes excessive motor 1 is prevented by the limiter is provided.
  • a limiter in the positive direction may be provided.
  • the limit value in the positive direction is usually zero or "current command value for maximum torque / current control".
  • the "positional error command calculation” which is the method described in Patent Document 1, is considered to be a kind of integral type weakening magnetic flux control.
  • the phase angle of the voltage command advances as a result of manipulating the d-axis current command, but the same effect can be obtained when the phase of the voltage command is directly manipulated. it can.
  • the method of directly manipulating the phase of the voltage command is called “voltage phase control” or the like. It is presumed that "voltage phase control” is also used in "position error command calculation".
  • phase manipulating type weakening magnetic flux control A method of shifting the phase of the control coordinates in the advancing direction with respect to the magnetic pole position instead of the phase of the voltage command.
  • phase manipulating type weakening magnetic flux control All of the phase-operated weakened magnetic flux controls have a drawback that the mathematical outlook is poor and the calculation for determining the control gain is complicated.
  • phase operation type weakening magnetic flux control is an unfavorable method.
  • the "d-axis current command operation type weakening magnetic flux control” makes it possible to easily perform the gain design as compared with the "phase operation type weakening magnetic flux control".
  • the gain design in the "d-axis current command operation type weakening magnetic flux control" will be described later.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a speed droop controller included in the motor drive device according to the first embodiment.
  • a configuration premised on application to an application that performs only power running operation in forward rotation, such as a refrigerant compressor, will be described.
  • the speed drooping controller 10 can be configured in consideration of reverse rotation or regenerative operation.
  • the speed droop controller 10 has a subtractor 51 and an integrator 52 with a limiter.
  • the subtractor 51 outputs the difference obtained by subtracting the voltage amplitude
  • the integrator 52 obtains the velocity sag amount ⁇ by integrating the result of multiplying the difference by a control gain (not shown). Since the speed droop controller 10 is a controller that integrates the difference between the second voltage limit value V lim2 and the voltage amplitude
  • the integrator 52 limits the range that the velocity droop amount ⁇ can take by a limiter so that the integration operation does not diverge. By setting the upper limit value of the speed sag amount ⁇ to zero, the motor drive device 100 can prevent the synchronous motor 1 from performing the deceleration operation under the condition that voltage saturation does not occur.
  • the speed drop controller 10 adjusts the speed drop amount ⁇ so that the voltage amplitude
  • An appropriate value may be set as the lower limit of the velocity sag amount ⁇ .
  • the lower limit of the speed sag amount ⁇ is -10% to -20% of the maximum speed ⁇ Max of the synchronous motor 1. If a value of degree is set, it is sufficient in many cases.
  • the range in which the velocity sag amount ⁇ can be taken is 0 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 0.2 ⁇ Max .
  • Speed controller 6 in this way based on the speed droop ⁇ obtained by decrease the speed command omega 1 *, it determines the second velocity command omega 2 *.
  • the motor drive device 100 issues a speed command ⁇ 1 * .
  • the voltage saturation is alleviated by lowering it.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of a control model of the motor drive device and the synchronous motor according to the first embodiment.
  • FIG. 6 shows details of the controller model of the motor drive device 100 and the electrical plant model of the synchronous motor 1.
  • a control design for specifically determining the weakening magnetic flux control gain K Ifw of the weakening magnetic flux controller 9 and the speed drooping gain K Ist of the speed drooping controller 10 will be described.
  • FIG. 7 is a diagram showing a model in which the control model shown in FIG. 6 is approximated in the vicinity of the operating point in the high-speed region.
  • the control response of the dq-axis current controller 7 is sufficiently higher than the control response of the speed controller 6, the weakening magnetic flux controller 9, and the speed droop controller 10, the d-axis current command id * substantially coincide with the d-axis current i d, regarded as substantially coincides with the q-axis current command i q * and the q-axis current i q.
  • the change of the rotation speed ⁇ e near the operating point is gradual.
  • the rotation speed ⁇ e is sufficiently high, and the voltage drop due to the armature resistor R is very small and negligible. Under these conditions, the control model shown in FIG. 6 can be simplified and expressed as shown in FIG. 7.
  • FIG. 8 is a first diagram for explaining the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG.
  • FIG. 9 is a second diagram for explaining the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG.
  • FIG. 10 is a third diagram for explaining the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG.
  • FIG. 11 is a fourth diagram for explaining the design of the weakening magnetic flux control gain in the weakening magnetic flux controller shown in FIG.
  • the block diagram shown in FIG. 8 can be obtained.
  • the block diagram shown in FIG. 10 represents a normative model of the weakening magnetic flux controller 9 based on the block diagram shown in FIG. It is desired that the weakening magnetic flux controller 9 be designed so that the voltage amplitude
  • the low-pass filter 60 shown in FIG. 10 is equivalent to the configuration shown in FIG. 11 by a simple modification.
  • the low-pass filter 60 shown in FIG. 11 has a subtractor 61 and an integrator 62.
  • FIG. 12 is a first diagram illustrating the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG.
  • FIG. 13 is a second diagram illustrating the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG.
  • FIG. 14 is a third diagram illustrating the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG.
  • FIG. 15 is a fourth diagram illustrating the design of the speed droop control gain in the speed droop controller shown in FIG.
  • the speed droop control gain is determined based on the transfer function of the speed controller 6 and the transfer function of the synchronous motor 1.
  • the block diagram shown in FIG. 12 can be obtained.
  • the block diagram shown in FIG. 14 includes a transfer function of the speed FB controller 23.
  • the gain design of the speed FB controller 23 will be described first.
  • a method for designing a proportional gain K PS speed FB controller 23 for example, a method using the following equation (6) are known.
  • a method of designing an integral gain K IS speed FB controller 23 for example, a method using the following equation (7) are known.
  • J is inertia
  • P m is the pole logarithm
  • ⁇ SC is the velocity control band
  • ⁇ PI is the PI break point angular frequency.
  • the open-loop transfer function GO (s) in the block diagram shown in FIG. 14 is represented by the following equation (8). Therefore, the block diagram shown in FIG. 14 can be deformed like the block diagram shown in FIG.
  • Closed-loop transfer function G C in the block diagram shown in FIG. 15 (s) is expressed by the following equation (9).
  • equation (9) the degree of the complex number s of the transfer function parameter is 2.
  • the velocity droop gain K ist such that the intrinsic angular velocity ⁇ n of the velocity droop controller 10 becomes an arbitrary value is as follows. It can be determined by the equation (11) of.
  • the damping coefficient ⁇ of the speed droop controller 10 is expressed by the following equation (12).
  • the damping coefficient ⁇ is not appropriate, the speed droop control by the speed droop controller 10 becomes unstable.
  • the damping coefficient ⁇ is less than 0.5, the vibration of the velocity droop amount ⁇ until the velocity droop amount ⁇ converges becomes remarkable. Therefore, it is desirable that the attenuation coefficient ⁇ is at least 0.5 or more. Since it is clear that ⁇ n > 0 and ⁇ PI > 0, the attenuation coefficient ⁇ is always a positive value. Therefore, it can be said that the transfer function shown in the above equation (9) is stable.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of an operation waveform when the motor drive device according to the first embodiment is used.
  • FIG. 16 is a graph showing an example of the relationship between each of the rotation speed ⁇ e , the load torque T, the d-axis current command id * , the voltage amplitude
  • the load torque T is gradually increased from time t1 to time t5 as shown in FIG. 16 when the synchronous motor 1 is rotating at a constant speed.
  • order is less than the first voltage limit value V lim1
  • the d-axis current command i d * is zero.
  • the integral type weakening magnetic flux controller 9 increases the d-axis current command id * in the negative direction so that the voltage amplitude
  • d-axis current command i d * is by increasing the negative direction, at time t3, the d-axis current command i d * is to have reached the lower limit value I dLimL.
  • the lower limit value IdLimL is set to protect the synchronous motor 1 from demagnetization, heat generation, and the like.
  • the synchronous motor 1 can not flow d-axis current i d below the lower limit I dLimL. Therefore, after time t3, it is necessary to reduce the speed command ⁇ 1 * in order to alleviate the voltage saturation.
  • the second voltage limit value V lim2 is set to a value higher than the first voltage limit value V lim1.
  • increases during the period from time t3 to time t4, but at time t4, the voltage amplitude
  • the quantity ⁇ begins to occur.
  • the rotational speed ⁇ e decreases due to the generation of the velocity sag amount ⁇ , and the increase in the voltage amplitude
  • the load torque T becomes constant, so that the decrease in the rotation speed ⁇ e stops.
  • the first voltage limit value V lim1 and the second voltage limit value V lim2 are separately provided, and the second voltage limit value V lim2 is the first voltage limit value V lim1.
  • the motor drive device 100 shifts the operation timing of the weakening magnetic flux control and the operation timing of the speed droop control from each other. As a result, the motor drive device 100 can increase the output torque of the synchronous motor 1 by making maximum use of the weakening magnetic flux control.
  • the first voltage limit value V lim1 and the first voltage limit value V lim1 are set in the range shown in the following equation (13).
  • the voltage limit value of 2 can be set to V lim2.
  • the motor drive device 100 can use up the output limit range of the synchronous motor 1 to the maximum by controlling the speed sag amount ⁇ after the voltage amplitude limitation by the weakening magnetic flux control is no longer effective.
  • the motor drive device 100 can suppress the phenomenon that the control of the synchronous motor 1 becomes unstable at the time of voltage saturation without performing complicated work for control adjustment. In applications such as refrigerant compressors, labor saving in control adjustment is a great merit. Further, the motor drive device 100 can increase the maximum torque and reduce the copper loss by utilizing the overmodulation region of the power converter 3. As described above, the motor drive device 100 has an effect that the work load required for adjustment for stable control of the motor can be reduced.
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of a hardware configuration of the motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals.
  • FIG. 17 shows a synchronous motor 1, a power converter 3, a current detection unit 4, and a mechanical device 2 that operates with the synchronous motor 1 as a power source, together with the motor drive device 100. ..
  • the motor drive device 100 has a processor 101 and a memory 102 as a hardware configuration.
  • the functions of the position / velocity specifying unit 5, the speed controller 6, the dq-axis current controller 7, the voltage amplitude calculation unit 8, the weakening magnetic flux controller 9, and the speed droop controller 10 shown in FIG. 1 are This is realized by the processor 101 executing the program stored in the memory 102.
  • the processor 101 is a CPU (Central Processing Unit), a processing device, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 102 includes a volatile storage device such as a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device such as a flash memory.
  • the memory 102 may include an auxiliary storage device such as a hard disk instead of the non-volatile auxiliary storage device. The illustration of the volatile storage device and the auxiliary storage device is omitted.
  • the processor 101 reads the program stored in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the processor 101 outputs data such as a calculation result to the volatile storage device.
  • the processor 101 may store data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the motor system may be provided with a voltage detecting means for detecting the input voltage or the output voltage of the power converter 3 or a voltage detecting means for detecting the DC bus voltage.
  • the method of transmitting and receiving data between each component is basically any method.
  • Each component may transmit and receive a digital signal, and may transmit and receive an analog signal.
  • the digital signal may be parallel communication or serial communication.
  • the analog signal and the digital signal may be appropriately converted by a converter (not shown).
  • a converter for example, when the phase current detected by the current detection unit 4 is represented by an analog signal, an analog signal is converted into a digital signal by a D / A (Digital to Analog) converter (not shown) and data is transmitted to the processor 101.
  • the D / A converter (not shown) may be inside the motor drive device 100 or inside the current detection unit 4.
  • the voltage command signal transmitted by the processor 101 to the power converter 3 may be either an analog signal or a digital signal. Further, the processor 101 may have a modulation unit such as a carrier comparison modulation unit and a space vector modulation unit. The processor 101 may transmit a voltage command, which is a pulse train after modulation, to the power converter 3.
  • a voltage detecting means for detecting the input voltage or the output voltage of the power converter 3 or a voltage detecting means for detecting the DC bus voltage is provided
  • the transmission / reception method between the voltage detecting means and the electric motor drive device 100 is basic. Any method may be used.
  • the transmission / reception method between the position sensor and the motor drive device 100 may be basically any method.
  • the processor 101 performs a speed control calculation and a current control calculation based on the speed command ⁇ 1 * to determine the voltage command 12. Operating the flux-weakening control if the amplitude of the voltage command 12 exceeds a first voltage limit V lim1, speed droop control to operate when the amplitude of the voltage command 12 exceeds the second voltage limit V lim2.
  • the speed command ⁇ 1 * , the first voltage limit value V lim1, and the second voltage limit value V lim2 are given to the motor drive device 100 from a computer outside the motor drive device 100.
  • the illustration of the computer that gives the speed command ⁇ 1 * , the first voltage limit value V lim1 and the second voltage limit value V lim2 to the motor drive device 100 is omitted.
  • the speed command ⁇ 1 * , the first voltage limit value V lim1, and the second voltage limit value V lim2 may be calculated inside the processor 101.
  • the processor 101, the speed command omega 1 * may be performed with the first voltage limit value V lim1 calculation processing other than calculation of the second voltage limit V lim2.
  • the configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

電動機駆動装置（１００）は、電動機である同期電動機（１）に流れる相電流の値をｄ軸電流およびｑ軸電流の各値へ変換し、ｄ軸電流およびｄ軸電流指令とｑ軸電流およびｑ軸電流指令とに基づいて電圧指令を決定することによって相電流を制御する電流制御器であるｄｑ軸電流制御器（７）と、電圧振幅を求める電圧振幅演算部（８）と、速度指令と電動機の回転速度と速度指令を低減させる速度垂下量とに基づいてｑ軸電流指令を決定することによって回転速度を制御する速度制御器（６）と、電圧振幅と第１の電圧制限値とに基づいてｄ軸電流指令を決定することによって、電動機へ出力される電圧の振幅を制限するための磁束制御を行う弱め磁束制御器（９）と、電圧振幅と第２の電圧制限値とに基づいて速度垂下量を制御する速度垂下制御器（１０）と、を備える。速度垂下制御器（１０）は、電圧振幅を第２の電圧制限値よりも小さくさせる速度垂下量を決定する。

Description

電動機駆動装置
　本発明は、同期電動機を駆動する電動機駆動装置に関する。
　同期電動機を用いたサーボ系は、さまざまな機械装置の動力源として利用されている。一般的なサーボ系では、速度制御器と電流制御器とが直列に接続される。同期電動機および機械装置を保護するために、各制御器の出力にはリミッタが設けられる。また、一般に、同期電動機へ交流電圧を出力する電力変換器には、出力可能な最大電圧の制限または出力可能な最大電流の制限がある。電力変換器にあるこのような制限も、リミッタと同様に機能する。
　各制御器には、定常偏差を無くすように出力を制御するための積分器が設けられる。各制御器の出力がリミッタによって飽和した場合において、積分が継続されて積算が過剰となることによって、指令値が変化しても出力値が制限値から変化しなくなる現象であるワインドアップ現象が生じることが知られている。ワインドアップ現象が発端となって、持続振動が励起されることがある。ワインドアップ現象は、サーボ系による制御の安定性を低下させる要因となる。ワインドアップ現象を防止する手法の１つとして、各制御器の出力が飽和していることが検知された場合に、飽和状態が解除されるように、各制御器へ入力される指令値を低下させることが挙げられる。
　特許文献１には、電動機の速度制御装置に関し、電力変換器の出力電圧が上限に達することによって出力電圧が飽和した場合に速度指令値を減少させる制御手法が開示されている。特許文献１にかかる速度制御装置は、電力変換器の出力電圧が飽和すると、電圧指令値の位相がｄｑ回転座標に対して進み位相となるような電圧位相制御を行い、電圧指令値の位相角が閾値を超えたと判断されたときに速度指令値を修正する演算を行うことによって速度指令値を減少させる。
特許第５２５６００９号公報
　電動機駆動装置は、特許文献１に記載される制御手法が適用された場合に、制御パラメータが適切に調整されることによってワインドアップ現象の発生を防止し得る。ただし、特許文献１に記載される制御手法によると、多くの制御パラメータの調整が必要となる。また、サーボ系あるいはプラントモデルには、複雑な特性を示す多くの非線形要素が含まれる。このことから、特許文献１に記載される制御手法によると、電動機駆動装置は、試行錯誤によって制御パラメータを調整することになるため、電動機の安定した制御を行うための調整に要する作業負担が大きいという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電動機の安定した制御を行うための調整に要する作業負担を低減可能とする電動機駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電動機駆動装置は、電動機に流れる相電流の値をｄｑ座標系における電流であるｄ軸電流およびｑ軸電流の各値へ変換し、ｄ軸電流およびｄ軸電流指令とｑ軸電流およびｑ軸電流指令とに基づいて電圧指令を決定することによって相電流を制御する電流制御器と、電圧指令の振幅である電圧振幅を求める電圧振幅演算部と、速度指令と電動機の回転速度と速度指令を低減させる速度垂下量とに基づいてｑ軸電流指令を決定することによって回転速度を制御する速度制御器と、電圧振幅と第１の電圧制限値とに基づいてｄ軸電流指令を決定することによって、電動機へ出力される電圧の振幅を制限するための磁束制御を行う弱め磁束制御器と、電圧振幅と第２の電圧制限値とに基づいて速度垂下量を制御する速度垂下制御器と、を備える。速度垂下制御器は、電圧振幅を第２の電圧制限値よりも小さくさせる速度垂下量を決定する。
　本発明によれば、電動機駆動装置は、電動機の安定した制御を行うための調整に要する作業負担を低減できるという効果を奏する。
本発明の実施の形態１にかかる電動機駆動装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１にかかる電動機駆動装置が有する速度制御器の構成例を示すブロック図 実施の形態１にかかる電動機駆動装置による制御対象である同期電動機の電圧状態を表す電圧ベクトルを説明するための図 実施の形態１にかかる電動機駆動装置が有する弱め磁束制御器の構成例を示すブロック図 実施の形態１にかかる電動機駆動装置が有する速度垂下制御器の構成例を示すブロック図 実施の形態１にかかる電動機駆動装置と同期電動機との制御モデルの例を示す図 図６に示す制御モデルを高速領域の動作点付近について近似したモデルを示す図 図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第１の図 図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第２の図 図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第３の図 図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第４の図 図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第１の図 図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第２の図 図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第３の図 図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第４の図 実施の形態１にかかる電動機駆動装置を用いた場合における動作波形の例を示す図 本発明の実施の形態２にかかる電動機駆動装置が有するハードウェア構成の例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる電動機駆動装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる電動機駆動装置の構成例を示すブロック図である。実施の形態１にかかる電動機駆動装置１００は、同期電動機１を駆動する。電動機駆動装置１００は、電力変換器３に接続される。同期電動機１は、機械装置２に機械的に接続される。同期電動機１は、機械装置２の動力源である。電力変換器３が同期電動機１へ交流電圧を出力することによって、機械装置２は動作する。同期電動機１、電力変換器３および電動機駆動装置１００は、同期電動機１を駆動する電動機システムを構成する。
　実施の形態１において、同期電動機１は、回転子に永久磁石が設けられる永久磁石同期電動機である。同期電動機１は、回転子に界磁巻線が巻かれている巻線界磁式同期電動機であっても良く、回転子の突極性を利用して回転トルクを得るリラクタンス式同期電動機であっても良い。同期電動機１における永久磁石の配置は、埋め込み型の配置であってもよく表面型の配置であってもよい。実施の形態１では、同期電動機１は三相の同期電動機とする。同期電動機１は、三相以外の同期電動機であっても良い。例えば、同期電動機１は、二相の同期電動機であっても良く、五相の同期電動機であってもよい。
　機械装置２は、同期電動機１を駆動することによって動作する装置であれば良い。実施の形態１では、機械装置２は、制御調整に時間がかかりやすいアプリケーションの代表例である冷媒圧縮機とする。冷媒圧縮機は、空調機器、チラー、冷蔵庫などの機器に組み込まれる。冷媒圧縮機の多くは、部品削減のために、電動機が内部に組み込まれた一体化構造を備える。このため、冷媒圧縮機の多くでは、電動機単体での制御調整が困難である。さらに、冷媒圧縮機では、時間に対する圧力条件の変化が緩やかであることから、圧力が安定するまでに時間を要する。圧力が安定するまでに時間を要することから、冷媒圧縮機の制御調整は長期化する傾向がある。
　冷媒圧縮機には、ロータリー圧縮機、スクロール圧縮機、スクリュー圧縮機、レシプロ圧縮機、およびターボ圧縮機といった、さまざま種類の圧縮機がある。冷媒圧縮機は、いずれの種類の圧縮機であっても、制御調整が煩雑であるという点は共通である。機械装置２である冷媒圧縮機は、さまざま種類の圧縮機のうちのいずれであっても良い。機械装置２は、冷媒圧縮機以外の装置であっても良い。
　電力変換器３は、不図示の電力源から入力される電力を規定された形態の電力に変換して出力する。実施の形態１では、電力変換器３は、汎用的な電圧形インバータとする。電圧形インバータは、直流電圧源から供給される直流電圧をスイッチングして所望の交流電圧に変換する装置である。電力変換器３は、電動機駆動装置１００から出力される電圧指令１２に基づいて直流電圧を交流電圧へ変換し、変換後の交流電圧を同期電動機１へ出力する。なお、電力変換器３は、同期電動機１に所望の交流電力を供給できるのであれば、電流形インバータ、マトリックスコンバータといった別種の回路であってもよいし、マルチレベル変換器であってもよい。
　電流検出部４は、同期電動機１に流れる相電流を検出する。電流検出部４の種類、配置などは特に問わない。電流検出部４は、ＣＴ（Current　Transformer）と呼ばれる変圧器を用いたタイプの電流センサであってもよく、シャント抵抗を用いるタイプの電流センサであってもよい。電流検出部４は、ＣＴおよびシャント抵抗を組み合わせたものであってもよい。図１に示す電流検出部４は、同期電動機１と電力変換器３との間の配線に配置され、同期電動機１に流れる相電流を計測する。電流検出部４は、相電流の値を示す信号１１を出力する。なお、電流検出部４は、図１に示す位置以外の位置に配置されてもよい。例えば、電流検出部４は、電力変換器３の内部に配置されてもよい。
　電流検出部４を電力変換器３の内部に配置する場合、電流検出方式としては、電力変換器３のうち直流母線のＮ側にシャント抵抗が配置される１シャント電流検出方式、電力変換器３において下アームと直列にシャント抵抗が挿入される下アームシャント電流検出方式などを用いることができる。１シャント電流検出方式および下アームシャント電流検出方式は、ＣＴを使う場合と比較して、電流検出可能なタイミングに制約はあるが、部品コストを下げることができる。
　同期電動機１が三相の同期電動機である場合、電動機駆動装置１００は、キルヒホッフの電流則に基づいて、三相のうちいずれか二相の相電流の値から他の一相の相電流の値を計算できる。このため、三相のうちいずれか二相に電流センサが配置されていれば良く、他の一相には電流センサが配置されなくても良い。
　電動機駆動装置１００は、ベクトル制御によって同期電動機１を制御する。電動機駆動装置１００は、位置速度特定部５と、速度制御器６と、ｄｑ軸電流制御器７と、電圧振幅演算部８と、弱め磁束制御器９と、速度垂下制御器１０とを備える。
　同期電動機１をベクトル制御するためには、同期電動機１の磁極位置θｅおよび回転速度ωｅを検出または推定する必要がある。位置速度特定部５は、同期電動機１の磁極位置θｅおよび回転速度ωｅを特定する。具体的には、位置速度特定部５は、ｄｑ軸電流制御器７から出力される電圧指令１２と、電流検出部４によって検出された相電流の値とに基づいて、磁極位置θｅと回転速度ωｅを推定する。位置速度特定部５は、特定された磁極位置θｅと、特定された回転速度ωｅとを出力する。
　同期電動機１には、磁極位置θｅを検出する位置センサが取り付けられても良い。位置センサとしては、ロータリーエンコーダあるいはレゾルバが使用される。同期電動機１には、位置センサの代わりに、タコジェネレータといった速度センサが取り付けられても良い。なお、同期電動機１には、使用環境、コストなどの制約によって、位置センサまたは速度センサの使用が適さない場合がある。実施の形態１では、電動機駆動装置１００が位置センサレス制御を行うものとする。電動機駆動装置１００は、位置センサまたは速度センサが用いられないものに限られず、位置センサまたは速度センサが用いられるものであっても良い。なお、上述する冷媒圧縮機は、位置センサまたは速度センサを使用しづらいアプリケーションの代表例である。
　同期電動機１の位置センサレス制御に関しては様々な手法が提案されているが、実施の形態１では、基本的にどの手法が用いられてもよい。公知の手法としては、例えば、状態観測器によって同期電動機１の状態量を推定し、状態量の推定誤差を用いて回転速度ωｅを適応同定する速度推定手法がある。この方法は適応オブザーバと呼ばれる方法であり、誘起電圧定数の変化にロバストな速度推定ができるという長所がある。適応オブザーバを用いない場合、単に速度起電力のアークタンジェント成分から磁極位置θｅを推定しても良い。この方法はアークタンジェント法と呼ばれている。アークタンジェント法は、誘起電圧定数に誤差があると速度推定誤差が生じるという欠点はあるが、計算が適応オブザーバよりも簡単である。他にも多くの位置センサレス制御法が提案されているが、磁極位置θｅと回転速度ωｅとを推定できるのであれば、どの手法が用いられても良い。
　速度制御器６は、第１の速度指令である速度指令ω１ ＊と速度垂下量Δωと特定された回転速度ωｅとに基づいてｑ軸電流指令ｉｑ ＊を決定することによって、同期電動機１の回転速度ωｅを制御する。
　図２は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置が有する速度制御器の構成例を示すブロック図である。速度制御器６は、加算器２１，２５と、減算器２２と、速度フィードバック（Feed　Back：ＦＢ）制御器２３と、速度フィードフォワード（Feed　Forward：ＦＦ）制御器２４とを有する。
　速度指令ω１ ＊は、電動機駆動装置１００の外部から速度制御器６へ入力される。速度指令ω１ ＊は、電動機駆動装置１００の内部での計算によって得られるものであっても良い。加算器２１には、速度指令ω１ ＊と速度垂下量Δωとが入力される。加算器２１は、速度指令ω１ ＊と速度垂下量Δωとを加算し、加算結果である第２の速度指令ω２ ＊を出力する。速度垂下量Δωについては後述する。減算器２２には、第２の速度指令ω２ ＊と回転速度ωｅとが入力される。減算器２２は、第２の速度指令ω２ ＊と回転速度ωｅとの差分を出力する。速度ＦＢ制御器２３は、減算器２２から入力される差分がゼロになるようにＦＢ制御を行う。
　速度ＦＢ制御器２３としては、比例積分（Proportional　Integral：ＰＩ）制御器が用いられる。ＰＩ制御器では、ステップ応答に対する定常偏差がゼロになることが知られている。ＰＩ制御器が用いられることによって、ゲイン設計が容易となる。速度ＦＢ制御器２３には、ＰＩ制御以外の制御則による制御器が用いられても良い。定常偏差をゼロにするために、速度ＦＢ制御器２３には、積分器を持つ制御器が用いられる。速度ＦＦ制御器２４は、速度ＦＢ制御器２３に並列に接続されている。速度ＦＦ制御器２４には、第２の速度指令ω２ ＊が入力される。速度ＦＦ制御器２４は、回転速度ωｅのＦＦ制御を行う。速度制御器６は、速度ＦＦ制御器２４が設けられることによって、制御応答を早めることができる。加算器２５は、速度ＦＢ制御器２３の出力値と速度ＦＦ制御器２４の出力値とを加算することによって、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成する。
　ｄ軸電流指令ｉｄ ＊は、弱め磁束制御器９によって決定される。速度制御器６は、「最大トルク／電流制御（Maximum　Torque　Per　Ampere　control：ＭＴＰＡ）」によってｄ軸電流指令ｉｄ ＊を決定しても良い。ｄ軸電流指令ｉｄ ＊については後述する。
　電流制御器であるｄｑ軸電流制御器７は、同期電動機１に流れる相電流を制御する。ｄｑ軸電流制御器７としては、ｄｑ回転座標上でのベクトル制御を行うベクトル制御器が用いられる。一般的なベクトル制御器は、磁極位置θｅを基準としたｄｑ回転座標上で電流制御を行う。相電流をｄｑ回転座標上の値に変換すると、交流量が直流量となって制御が容易となるため、電動機駆動装置１００は、ｄｑ回転座標上で電流制御を行う。座標変換には磁極位置θｅの情報が必要であるため、ｄｑ軸電流制御器７には、位置速度特定部５によって特定された磁極位置θｅが入力される。
　ｄｑ軸電流制御器７は、座標変換によって、相電流の値をｄｑ座標系における電流であるｄ軸電流の値とｑ軸電流の値とへ変換する。また、ｄｑ軸電流制御器７は、ｄ軸電流およびｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｑ軸電流およびｑ軸電流指令ｉｑ ＊とに基づいて電圧指令１２を決定する。ｄｑ軸電流制御器７は、ｄ軸電流がｄ軸電流指令ｉｄ ＊と一致するようにｄ軸電圧指令を調整する。ｄｑ軸電流制御器７は、ｑ軸電流がｑ軸電流指令ｉｑ ＊と一致するようにｑ軸電圧指令を調整する。これにより、ｄｑ軸電流制御器７は、ｄｑ回転座標上の電圧指令を決定する。
　ｄｑ軸電流制御器７は、ｄ軸電流をＦＢ制御する不図示のＰＩ制御器と、ｑ軸電流をＦＢ制御する不図示のＰＩ制御器と、ｄｑ軸の干渉成分をＦＦ補償する不図示の非干渉化制御器とを備える。ｄ軸電流指令ｉｄ ＊にｄ軸電流が適切に追従し、かつｑ軸電流指令ｉｑ ＊にｑ軸電流が適切に追従可能であれば、ｄｑ軸電流制御器７における制御手法として、上述する手法以外が用いられても良い。
　ｄｑ軸電流制御器７は、磁極位置θｅに基づいて、ｄｑ回転座標上の電圧指令から三相静止座標の値への座標変換を行う。ｄｑ軸電流制御器７は、三相静止座標上の電圧指令１２を電力変換器３へ出力する。
　電圧振幅演算部８は、電圧指令の振幅である電圧振幅を求める。電圧指令の振幅は、電圧指令ベクトルのノルム、または電圧指令ベクトルの絶対値とも称される。電圧指令の振幅を計算する手法としては、さまざまな手法が考えられる。電圧振幅演算部８は、例えば、次の式（１）に示される演算によって電圧指令の振幅を計算する。電圧振幅演算部８は、電圧振幅の計算結果を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　｜νｄｑ ＊｜は電圧振幅、νｄ ＊はｄ軸電圧指令、νｑ ＊はｑ軸電圧指令である。電圧振幅演算部８が式（１）の演算を行う場合、電圧振幅演算部８には、ｄｑ軸電流制御器７からｄｑ回転座標上の電圧指令νｄ ＊，νｑ ＊が入力される。
　なお、電圧振幅演算部８は、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜の代わりに、変調率を計算しても良い。変調率は、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が電力変換器３の出力限界に対してどの程度大きいかを評価するために、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜を規格化したものである。電圧振幅演算部８は、次の式（２）に示される演算によって変調率であるＭを計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ＶＤＣは、電力変換器３である電圧形インバータの直流母線電圧である。直流母線電圧は、直流母線電圧検出部によって検出される。直流母線電圧検出部の図示は省略する。式（２）によって求まる変調率が１よりも小さくなる電圧領域は、インバータ線形領域と称される。式（２）によって求まる変調率が１よりも大きくなる電圧領域は、過変調領域、または電圧飽和領域と称される。
　弱め磁束制御器９は、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜と第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１とに基づいてｄ軸電流指令ｉｄ ＊を決定することによって、同期電動機１へ出力される電圧の振幅を制御するための磁束制御を行う。速度垂下制御器１０は、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２とに基づいて速度垂下量Δωを制御する。ここで、弱め磁束制御器９と速度垂下制御器１０との詳細について説明する。
　図３は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置による制御対象である同期電動機の電圧状態を表す電圧ベクトルを説明するための図である。図３では、埋め込み型の永久磁石同期電動機である同期電動機１が高速領域で回転しているときにおける電圧ベクトルを示している。高速領域では、同期電動機１の巻線抵抗による電圧降下を無視できる場合が多いため、図３では巻線抵抗による電圧降下を省略している。図３には、定常状態における電圧ベクトルを示しており、過渡項は省略している。
　同期電動機１では、回転速度ωｅが上昇するに従って、速度起電力ωｅΦａが増加する。ここで、Φａはｄｑ軸磁束鎖交数であり、電動機に固有の値である。速度起電力ωｅΦａは、ｑ軸方向に発生する。永久磁石同期電動機では、ｑ軸電流と電動機のマグネットトルクとは比例する。同期電動機１は、通常、何らかの力学的な仕事を機械装置２に行わせるためのトルクを出力する。同期電動機１にはｑ軸電流ｉｑが流れて、ｑ軸電流ｉｑの電機子反作用によってｄ軸方向の電圧であるωｅＬｑｉｑが発生する。Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。
　一方、ｄ軸電流ｉｄはトルクへの寄与度が低いので、高速領域よりも回転速度が遅い低中速領域において、ｄ軸電流ｉｄは高速領域に比べて小さな値に制御される。低中速領域のｄ軸電流指令ｉｄ ＊を決定する公知の手法としては、ｉｄ＝０制御、またはＭＴＰＡといった手法がある。
　一般に、電力変換器３が同期電動機１へ出力可能な交流電圧の最大電圧には制限がある。高速領域では、速度起電力ωｅΦａおよび電圧ωｅＬｑｉｑのベクトル和が電力変換器３の最大出力電圧を超える場合があり、弱め磁束制御と呼ばれる手法を用いる必要がある。
　ｄｑ軸電圧の制限値をＶｏｍとした場合、高速領域では制限値Ｖｏｍは、近似式である次の式（３）の関係を満たす。なお、電力変換器３の出力限界範囲は厳密に言えば六角形状であるが、ここでは円で近似して考えている。実施の形態１では、円で近似することを前提として議論するが、厳密に六角形を考えて議論してもよいことは言うまでも無い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　実施の形態１では、原点を中心とする半径が制限値Ｖｏｍの円を電圧制限円３０と称する。なお、電力変換器３がＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）インバータであった場合、制限値Ｖｏｍは、直流母線電圧の値により変動することは公知である。
　高速領域では速度起電力ωｅΦａが非常に大きくなるから、ｑ軸電流ｉｑを大きくするためにはｄ軸電流ｉｄをマイナス方向に流し、電圧指令ベクトルν＊の振幅を電圧制限円３０の範囲内に収める必要がある。このように、ｄｑ軸磁束鎖交数Φａと逆方向にｄ軸固定子磁束Ｌｄｉｄを発生させて電圧の振幅を減少させる制御手法は、一般に弱め磁束制御と称される。Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。
　弱め磁束制御として最も単純な方法は、電圧方程式に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ ＊を決定する方法である。上記の式（３）をｄ軸電流ｉｄについて解くことによって、次の式（４）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　しかしながら、上記の式（４）に基づいてｄ軸電流ｉｄを求める弱め磁束制御は、モータ定数の変化またはモータ定数のバラツキなどに弱いという欠点があり、産業界ではあまり利用されていない。
　上記の式（４）に基づく弱め磁束制御の代わりに利用される手法の１つとして、積分型の弱め磁束制御が知られている。例えば、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜と第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１との差分を積分制御することによってｄ軸電流指令ｉｄ ＊を決定する手法が公知である。以下の説明では、かかる手法を「ｄ軸電流指令操作型の弱め磁束制御」と称することがある。
　図４は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置が有する弱め磁束制御器の構成例を示すブロック図である。弱め磁束制御器９は、減算器４１と、リミッタ付きの積分器４２とを有する。減算器４１は、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１から電圧振幅｜νｄｑ ＊｜を差し引いた差分を出力する。積分器４２は、かかる差分に不図示の制御ゲインを乗算した結果を積分することによって、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊を求める。弱め磁束制御器９が、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と電圧振幅｜νｄｑ ＊｜との差分を積算する制御器であることによって、電動機駆動装置１００は、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊を過不足のない適切な値に自動調整することができる。
　電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１よりも大きい場合は、差分がマイナスとなることから、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊はマイナス方向へ変化する。これとは逆に、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１よりも小さい場合は、差分がプラスとなることから、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊はプラス方向へ変化する。一般論として、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊には、適宜リミッタが設けられる。リミッタが設けられることによって、積分器４２における積分演算の発散が防がれる。また、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊が過大になることによる同期電動機１の減磁が、リミッタが設けられることによって防がれる。また、同期電動機１が低中速領域で回転しているときに正のｄ軸電流ｉｄが流れるのを防ぐため、プラス方向のリミッタが設けられてもよい。プラス方向の制限値は、ゼロまたは「最大トルク／電流制御の電流指令値」とするのが普通である。
　実施の形態１にかかる電動機駆動装置１００の有用性を説明するため、弱め磁束制御法として広く知られている他の方法について説明する。上記の特許文献１に記載されている方法である「位置誤差指令演算」は、積分型の弱め磁束制御の一種とみられる。上述する弱め磁束制御の方法によると、ｄ軸電流指令を操作した結果として電圧指令の位相角が進むこととなるが、電圧指令の位相を直接的に操作する場合も同様の効果を得ることができる。電圧指令の位相を直接的に操作する方法は、「電圧位相制御」などと称される。「位置誤差指令演算」においても、「電圧位相制御」が用いられていると推測される。電圧指令の位相の代わりに制御座標の位相を、磁極位置に対して進み方向にシフトさせる方法も知られている。以下の説明では、位相の操作によるこれらの手法を「位相操作型の弱め磁束制御」と称することがある。位相操作型の弱め磁束制御には、いずれも数学的な見通しが悪く、制御ゲインを決めるための演算が煩雑であるという欠点がある。
　一般に、数学的な見通しの悪さは、制御調整の難度に大きく影響する。古典制御工学のアプローチはゲイン設計の有力な手段であるが、プラントモデルまたはコントローラに非線形要素が含まれる場合は奏功しない。位相の回転操作には三角関数が必要となるが、三角関数を含む微分方程式の多くは非線形要素である。位相操作量が微小であれば、三角関数を線形近似することが可能だが、弱め磁束制御での位相操作量は０度から９０度の範囲で大きく変化するため、線形近似が困難である。一般的に、非線形制御の議論は難しいものであると認知されており、制御調整は容易ではない。適切なゲインが理論的に発見できない場合、試行錯誤的な実験を繰り返して制御ゲインを調整していくことになるが、それには多大な労力が掛かる。そういった点で位相操作型の弱め磁束制御は好ましくない手法であると言える。
　実施の形態１にかかる電動機駆動装置１００では、「ｄ軸電流指令操作型の弱め磁束制御」によって、「位相操作型の弱め磁束制御」に比べてゲイン設計を簡単に行うことが可能となる。「ｄ軸電流指令操作型の弱め磁束制御」におけるゲイン設計については後述する。
　図５は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置が有する速度垂下制御器の構成例を示すブロック図である。ここでは、冷媒圧縮機のように、正回転での力行動作のみを行うアプリケーションへの適用を前提とした構成について説明する。速度垂下制御器１０の構成は、逆回転あるいは回生動作を考慮した構成とすることはもちろん可能である。
　速度垂下制御器１０は、減算器５１と、リミッタ付きの積分器５２とを有する。減算器５１は、第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２から電圧振幅｜νｄｑ ＊｜を差し引いた差分を出力する。積分器５２は、かかる差分に不図示の制御ゲインを乗算した結果を積分することによって、速度垂下量Δωを求める。速度垂下制御器１０が、第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２と電圧振幅｜νｄｑ ＊｜との差分を積算する制御器であることによって、電動機駆動装置１００は、速度垂下量Δωを過不足のない適切な値に自動調整することができる。
　電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２よりも大きい場合は、差分がマイナスとなることから、速度垂下量Δωはマイナス方向へ変化する。これとは逆に、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２よりも小さい場合は、差分がプラスとなることから、速度垂下量Δωはプラス方向へ変化する。積分器５２は、積分演算が発散しないように、速度垂下量Δωが取り得る範囲をリミッタによって限定する。速度垂下量Δωの上限値がゼロとされることによって、電動機駆動装置１００は、電圧飽和が生じない条件においては同期電動機１に減速動作を行わせないようにすることができる。つまり、速度垂下制御器１０は、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２を上回らないように、速度垂下量Δωを調整する。このように、速度垂下制御器１０は、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜を第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２よりも小さくさせる速度垂下量Δωを決定する。
　速度垂下量Δωの下限値には、適当な値が設定されれば良い。ここでは、高速領域にて電圧飽和が生じた場合のケースを想定しているため、例えば、速度垂下量Δωの下限値としては、同期電動機１の最大速度ωＭａｘの－１０％から－２０％程度の値が設定されれば、多くの場合において事足りる。以上のとおり、正回転での力行動作において、速度垂下量Δωが取り得る範囲は、０≧Δω≧－０．２ωＭａｘとなる。
　速度制御器６は、このようにして求められた速度垂下量Δωに基づいて、速度指令ω１ ＊を減少させ、第２の速度指令ω２ ＊を決定する。同期電動機１が出力可能な最大トルクよりも大きな負荷トルクが同期電動機１に印加されるなどして、深刻な電圧飽和が発生している場合において、電動機駆動装置１００は、速度指令ω１ ＊を低下させることによって電圧飽和を緩和する。上述するように弱め磁束制御器９および速度垂下制御器１０が構成されることによって、弱め磁束制御器９および速度垂下制御器１０のゲイン設計を非常に簡単に行うことが可能となる。
　次に、図６から図１５を参照して、電動機駆動装置１００におけるゲインの設計について説明する。図６は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置と同期電動機との制御モデルの例を示す図である。図６には、電動機駆動装置１００のコントローラモデルと同期電動機１の電気的なプラントモデルとの詳細が示されている。ここでは、弱め磁束制御器９の弱め磁束制御ゲインＫＩｆｗと速度垂下制御器１０の速度垂下ゲインＫＩｓｔとを具体的に決定するための制御設計について説明する。
　図７は、図６に示す制御モデルを高速領域の動作点付近について近似したモデルを示す図である。速度制御器６、弱め磁束制御器９、および速度垂下制御器１０の制御応答に比べて、ｄｑ軸電流制御器７の制御応答が十分に高いと判断される場合、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｄ軸電流ｉｄとはほぼ一致し、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊とｑ軸電流ｉｑとはほぼ一致するとみなせる。また、動作点付近における回転速度ωｅの変化は緩やかであるものとする。さらに、回転速度ωｅは十分に高く、電機子抵抗Ｒによる電圧降下はごく小さく無視できるものとする。これらの条件の下において、図６に示す制御モデルは、図７のように簡略化して表現できる。
　ここで、弱め磁束制御器における制御ゲインである弱め磁束制御ゲインＫＩｆｗの設計について説明する。図８は、図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第１の図である。図９は、図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第２の図である。図１０は、図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第３の図である。図１１は、図４に示す弱め磁束制御器における弱め磁束制御ゲインの設計について説明するための第４の図である。
　図７に示すモデルから速度垂下制御器１０と速度制御器６とを省略することによって、図８に示すブロック図が得られる。ここで、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１を基に電圧振幅｜νｄｑ ＊｜を得るための伝達関数について考える。伝達関数は１入力１出力と表現される関数であることから、動作点付近において、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１以外の入力要素は一定とみなす。すなわち、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊とｄｑ軸磁束鎖交数Φａとは無視するものとする。かかる条件の下において、図８に示すブロック図から、図９に示すブロック図が得られる。
　図１０に示すブロック図は、図９に示すブロック図を基に、弱め磁束制御器９の規範モデルを表現したものである。弱め磁束制御器９は、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１の変化に対して電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が適切に追従するように設計されることが望まれる。また、応答が収束するまでの速さは任意の時定数を用いて指定することが望まれる。このことから、弱め磁束制御器９の規範モデルは１次のローパスフィルタ６０とすべきである。ωｆｗは、ローパスフィルタ６０の遮断角周波数とする。遮断角周波数は時定数の逆数である。
　図１０に示すローパスフィルタ６０は、簡単な変形によって、図１１に示す構成と等価であることが明らかである。図１１に示すローパスフィルタ６０は、減算器６１と積分器６２とを有する。図９に示すブロック図における開ループ伝達関数と図１１に示すブロック図における開ループ伝達関数とが一致するように弱め磁束制御ゲインＫＩｆｗが設計されることによって、弱め磁束制御器９は、所望の応答特性を得ることが可能となる。よって、弱め磁束制御ゲインＫＩｆｗは、次の式（５）のように決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　次に、速度垂下制御器１０における制御ゲインである速度垂下制御ゲインの設計について説明する。図１２は、図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第１の図である。図１３は、図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第２の図である。図１４は、図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第３の図である。図１５は、図５に示す速度垂下制御器における速度垂下制御ゲインの設計について説明する第４の図である。速度垂下制御ゲインは、速度制御器６の伝達関数と同期電動機１の伝達関数とに基づいて決定される。
　図７に示すモデルから弱め磁束制御器９を省略することによって、図１２に示すブロック図が得られる。ここで、第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２を基に電圧振幅｜νｄｑ ＊｜を得るための伝達関数について考える。伝達関数は１入力１出力と表現される関数であることから、動作点付近において，第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２以外の入力要素は一定とみなす。すなわち、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊とｄｑ軸磁束鎖交数Φａとは無視するものとする。かかる条件の下において、図１２に示すブロック図から、図１３に示すブロック図が得られる。
　さらに、図１３に示すブロック図を変形することによって、図１４に示すブロック図が得られる。図１４に示すブロック図には、速度ＦＢ制御器２３の伝達関数が含まれる。ここでは、速度ＦＢ制御器２３のゲイン設計について先に述べる。
　速度ＦＢ制御器２３の比例ゲインＫＰＳを設計する方法としては、例えば次の式（６）を用いる方法が知られている。速度ＦＢ制御器２３の積分ゲインＫＩＳを設計する方法としては、例えば次の式（７）を用いる方法が知られている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　Ｊはイナーシャ、Ｐｍは極対数、ωＳＣは速度制御帯域、ωＰＩはＰＩ折れ点角周波数である。目標値応答を比例制御側で決定し、かつ積分制御は定常偏差をゼロにするためのみにおいて動作させる方針でωＰＩとωＳＣとを決定する場合、ωＰＩはωＳＣの５分の１以下に設定すると良い。
　図１４に示すブロック図における開ループ伝達関数ＧＯ（ｓ）は、次の式（８）で表される。従って、図１４に示すブロック図は、図１５に示すブロック図のように変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　図１５に示すブロック図における閉ループ伝達関数ＧＣ（ｓ）は、次の式（９）で表される。式（９）において、伝達関数母数の複素数ｓの次数は２である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　二次遅れ系の伝達関数の一般式は、次の式（１０）で表される。ζは減衰係数、ωｎは固有角周波数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（９）における分母の係数と式（１０）における分母の係数とを比較することによって、速度垂下制御器１０の固有角速度ωｎが任意の値となるような速度垂下ゲインＫＩｓｔは、次の式（１１）により決定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　なお、速度垂下制御器１０の減衰係数ζは、次の式（１２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　減衰係数ζが適切でない場合、速度垂下制御器１０による速度垂下制御は不安定となる。減衰係数ζが０．５未満であると、速度垂下量Δωが収束するまでにおける速度垂下量Δωの振動が顕著となる。このため、減衰係数ζは少なくとも０．５以上であることが望ましい。なお、ωｎ＞０かつωＰＩ＞０であることは明らかであることから、減衰係数ζは常に正の値となる。これにより、上記の式（９）に示す伝達関数は安定であるといえる。
　上記の特許文献１のように、電圧飽和か否かをフラグ判定して、速度指令を垂下させる処理を行う制御構成の場合、ゲイン設計は困難である。これに対し、実施の形態１によると、図１に示すように制御系を構成したことによって、上述するように明快なゲイン設計が可能となる。
　図１６は、実施の形態１にかかる電動機駆動装置を用いた場合における動作波形の例を示す図である。図１６には、回転速度ωｅ、負荷トルクＴ、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜、および速度垂下量Δωの各々と時間との関係の例を、グラフによって示している。
　同期電動機１が一定の速度で回転しているときに、図１６に示すように時刻ｔ１から時刻ｔ５において負荷トルクＴを徐々に増加させたとする。時刻ｔ２までの期間において、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１よりも小さいため、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊はゼロとなる。時刻ｔ２を境に、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜は第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１を超える。そうすると、積分型の弱め磁束制御器９がｄ軸電流指令ｉｄ ＊をマイナス方向へ増加させて、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜がそれ以上増加しないようにされる。
　ｄ軸電流指令ｉｄ ＊がマイナス方向へ増加することで、時刻ｔ３において、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊が下限値ＩｄＬｉｍＬに達したとする。下限値ＩｄＬｉｍＬは、減磁および発熱などから同期電動機１を保護するために設定されている。同期電動機１には、下限値ＩｄＬｉｍＬを超えるｄ軸電流ｉｄを流すことはできない。よって、時刻ｔ３以降は電圧飽和を緩和するために、速度指令ω１ ＊を低下させる必要が生じる。
　図１６において、第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２には、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１よりも高い値が設定されている。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間は電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が増加していくが、時刻ｔ４になると電圧振幅｜νｄｑ ＊｜が第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２に到達して、速度垂下量Δωが発生し始める。時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間は、速度垂下量Δωが発生することによって回転速度ωｅが低下し、電圧振幅｜νｄｑ ＊｜の増加が止まる。時刻ｔ５以降は負荷トルクＴが一定になったことによって、回転速度ωｅの低下が止まる。
　実施の形態１では、第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２とが別々に設けられており、かつ第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２が第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１よりも大きい値であることによって、電動機駆動装置１００は、弱め磁束制御の動作タイミングと速度垂下制御との動作タイミングとを互いにずらしている。これにより、電動機駆動装置１００は、弱め磁束制御を最大限活用して同期電動機１の出力トルクを増加させることができる。
　なお、電力変換器３の過変調領域を活用して、最大トルクの増加と銅損の低減とを図る場合は、次の式（１３）に示す範囲で第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２とを設定することができる。これにより、電動機駆動装置１００は、弱め磁束制御による電圧の振幅の制限が効かなくなった後に速度垂下量Δωの制御を行うことで、同期電動機１の出力限界範囲を最大限に使い切ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　実施の形態１によると、電動機駆動装置１００は、制御調整のための煩雑な作業を行わなくても、電圧飽和時において同期電動機１の制御が不安定になる現象を抑制できる。冷媒圧縮機といったアプリケーションにおいて、制御調整の省力化は、大きなメリットとなる。さらに、電動機駆動装置１００は、電力変換器３の過変調領域を活用して最大トルクの増加と銅損の低減とを図ることができる。以上により、電動機駆動装置１００は、電動機の安定した制御を行うための調整に要する作業負担を低減できるという効果を奏する。
実施の形態２．
　実施の形態２では、電動機駆動装置１００が有するハードウェア構成について説明する。図１７は、本発明の実施の形態２にかかる電動機駆動装置が有するハードウェア構成の例を示す図である。実施の形態２では、上記の実施の形態１と同一の構成要素には同一の符号を付すものとする。図１７には、電動機システムを構成する同期電動機１、電力変換器３および電流検出部４と、同期電動機１を動力源として動作する機械装置２とを、電動機駆動装置１００と併せて示している。
　電動機駆動装置１００は、ハードウェア構成として、プロセッサ１０１とメモリ１０２とを有する。図１に示す位置速度特定部５と、速度制御器６と、ｄｑ軸電流制御器７と、電圧振幅演算部８と、弱め磁束制御器９と、速度垂下制御器１０との各機能は、メモリ１０２に格納されるプログラムをプロセッサ１０１が実行することによって実現される。
　プロセッサ１０１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）である。メモリ１０２は、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを備えている。メモリ１０２は、不揮発性の補助記憶装置の代わりに、ハードディスク等の補助記憶装置を備えていても良い。揮発性記憶装置および補助記憶装置の図示は省略する。プロセッサ１０１は、補助記憶装置に記憶されているプログラムを、揮発性記憶装置を介して読み出す。プロセッサ１０１は、演算結果等のデータを揮発性記憶装置へ出力する。プロセッサ１０１は、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置へデータを保存しても良い。
　電力変換器３および電流検出部４については、様々な方式が検討されているが、基本的にはどの方式を用いてもよい。電動機システムには、電力変換器３の入力電圧または出力電圧を検出する電圧検出手段、あるいは直流母線電圧を検出する電圧検出手段が設けられても良い。
　各構成要素の間におけるデータの送受信方法は、基本的にどのような方式でも良い。各構成要素は、デジタル信号の送受信を行っても良く、アナログ信号の送受信を行っても良い。デジタル信号は、パラレル通信でもシリアル通信でも良い。アナログ信号およびデジタル信号は、不図示の変換器によって適宜、変換されても良い。例えば、電流検出部４が検出した相電流をアナログ信号で表現する場合、不図示のＤ／Ａ（Digital　to　Analog）変換器によってアナログ信号をデジタル信号に変換してプロセッサ１０１へデータを送信する。不図示のＤ／Ａ変換器は、電動機駆動装置１００の内部にあってもよいし、電流検出部４の内部にあってもよい。
　プロセッサ１０１が電力変換器３へ送信する電圧指令の信号は、アナログ信号とデジタル信号とのどちらであっても良い。また、プロセッサ１０１は、キャリア比較変調部、空間ベクトル変調部などの変調部を有していても良い。プロセッサ１０１は、変調を行ったあとのパルス列である電圧指令を電力変換器３へ送信しても良い。電力変換器３の入力電圧または出力電圧を検出する電圧検出手段、あるいは直流母線電圧を検出する電圧検出手段が設けられる場合に、電圧検出手段と電動機駆動装置１００との間における送受信方法は、基本的にどのような方法であっても良い。同期電動機１に位置センサが取り付けられる場合、位置センサと電動機駆動装置１００との間における送受信方法は、基本的にどのような方法であっても良い。
　プロセッサ１０１は、速度指令ω１ ＊をもとに速度制御演算と電流制御演算を行って電圧指令１２を決定する。電圧指令１２の振幅が第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１を超える場合は弱め磁束制御が動作し、電圧指令１２の振幅が第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２を超える場合は速度垂下制御が動作する。
　速度指令ω１ ＊と第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２とは、電動機駆動装置１００の外部のコンピュータから電動機駆動装置１００へ与えられる。電動機駆動装置１００へ速度指令ω１ ＊と第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２とを与えるコンピュータの図示は省略する。速度指令ω１ ＊と第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２とは、プロセッサ１０１の内部で計算されても良い。プロセッサ１０１の計算能力次第では、プロセッサ１０１は、速度指令ω１ ＊と第１の電圧制限値Ｖｌｉｍ１と第２の電圧制限値Ｖｌｉｍ２との計算以外の計算処理を行っても良い。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　同期電動機、２　機械装置、３　電力変換器、４　電流検出部、５　位置速度特定部、６　速度制御器、７　ｄｑ軸電流制御器、８　電圧振幅演算部、９　弱め磁束制御器、１０　速度垂下制御器、１１　信号、１２　電圧指令、２１，２５　加算器、２２，４１，５１，６１　減算器、２３　速度ＦＢ制御器、２４　速度ＦＦ制御器、３０　電圧制限円、４２，５２，６２　積分器、６０　ローパスフィルタ、１００　電動機駆動装置、１０１　プロセッサ、１０２　メモリ。

Claims (5)

  1. 　電動機に流れる相電流の値をｄｑ座標系における電流であるｄ軸電流およびｑ軸電流の各値へ変換し、前記ｄ軸電流およびｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流およびｑ軸電流指令とに基づいて電圧指令を決定することによって前記相電流を制御する電流制御器と、
    　前記電圧指令の振幅である電圧振幅を求める電圧振幅演算部と、
    　速度指令と前記電動機の回転速度と前記速度指令を低減させる速度垂下量とに基づいて前記ｑ軸電流指令を決定することによって前記回転速度を制御する速度制御器と、
    　前記電圧振幅と第１の電圧制限値とに基づいて前記ｄ軸電流指令を決定することによって、前記電動機へ出力される電圧の振幅を制限するための磁束制御を行う弱め磁束制御器と、
    　前記電圧振幅と第２の電圧制限値とに基づいて前記速度垂下量を制御する速度垂下制御器と、を備え、
    　前記速度垂下制御器は、前記電圧振幅を前記第２の電圧制限値よりも小さくさせる前記速度垂下量を決定することを特徴とする電動機駆動装置。
  2. 　前記第２の電圧制限値は、前記第１の電圧制限値よりも大きい値であることを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
  3. 　前記速度垂下制御器は、前記第２の電圧制限値と前記電圧振幅との差分を積算する制御器であることを特徴とする請求項１または２に記載の電動機駆動装置。
  4. 　前記弱め磁束制御器は、前記第１の電圧制限値と前記電圧振幅との差分を積算する制御器であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
  5. 　前記速度垂下制御器における制御ゲインは、前記速度制御器の伝達関数と前記電動機の伝達関数とに基づいて決定されることを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102022214301A1 (de) 2022-12-22 2024-06-27 Vitesco Technologies Germany Gmbh Verfahren zur feldorientierten Stromregelung von Motorströmen eines Elektromotors

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01186185A (ja) * 1988-01-19 1989-07-25 Mitsubishi Electric Corp 駆動電動機の速度制御装置
JP2005218153A (ja) * 2004-01-27 2005-08-11 Nippon Reliance Kk 電動機駆動用インバータ制御装置
JP2018042324A (ja) * 2016-09-05 2018-03-15 東芝インフラシステムズ株式会社 インバータ制御装置および電動機駆動システム
JP2018098843A (ja) * 2016-12-09 2018-06-21 株式会社明電舎 インバータ制御装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06113591A (ja) 1992-10-01 1994-04-22 Meidensha Corp 速度センサレスベクトル制御方法
JP5256009B2 (ja) 2008-12-12 2013-08-07 日立アプライアンス株式会社 磁石モータの速度制御装置
JP6621356B2 (ja) * 2016-03-29 2019-12-18 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器
CN110915131A (zh) * 2017-07-19 2020-03-24 三菱电机株式会社 马达驱动装置以及使用马达驱动装置的热泵装置及制冷空调装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01186185A (ja) * 1988-01-19 1989-07-25 Mitsubishi Electric Corp 駆動電動機の速度制御装置
JP2005218153A (ja) * 2004-01-27 2005-08-11 Nippon Reliance Kk 電動機駆動用インバータ制御装置
JP2018042324A (ja) * 2016-09-05 2018-03-15 東芝インフラシステムズ株式会社 インバータ制御装置および電動機駆動システム
JP2018098843A (ja) * 2016-12-09 2018-06-21 株式会社明電舎 インバータ制御装置

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