JPS63260388A - カラ−映像信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はカラー映像信号再生装置に係り、特にＴＢＣ（
時間軸補正器）をＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）中に
組み込んだ再生装置に関する。

〔発明の概要〕

本発明は色信号が低域に衆換されて記録されているカラ
ー映像信号を再生するカラー映像信号再生装置に於いて
、再生した低域変換色信号をＡ／Ｄ変換回路に供給して
デジタル信号に変換し、このデジタル低域変換色信号を
周波数変換回路に供給してデジタル的に高域に周波数変
換し、この変換を行うためにデジタル波形発生回路から
搬送波データを発生して周波数変換回路に供給し、ジッ
タ成分に追従したクロック信号と、周波数変換回路の出
力信号中のバースト信号との位相差を位相比較回路で検
出して、この検出出力でデジタル波形発生回路の搬送波
データの位相を制御することで、周波数変換回路をデジ
タル構成とし、これをＴＢＣに組み込んで、カラー映像
信号再生装置を簡単な構成で得られる様にしたものであ
る。

〔従来の技術〕

従来、色信号を低域に変換して記録したカラー映像信号
を再生するカラー映像信号再生装置に於いては、低域変
換色信号を高域に変換するための周波数変換回路を必要
とし、この周波数変換回路の構成がかなり複雑であった
。この様な従来のカラー映像信号再生装置を第５図を参
照して説明する。第５図で、入力端子Ｔ１には搬送色信
号が低域変換された再生カラー映像信号が供給されて、
ＨＰＦ　（高域通過濾波回路）（１）及びＬＰＦ　（低
域通過濾波回路）（２）に供給されて、その再生カラー
映像信号は被ＦＭ変調輝度信号及び低域変換Ｃ信号（Ｉ
ＩＩ送色信号）に分離される。被ＦＭ変調輝度信号はＦ
Ｍ復調回路（３）で復調されて、Ｙ信号（輝度信号）が
得られる。ＦＭ復調回路（３）がらのＹ信号は、後述す
るＡＦＣ（自動周波数制御回路）（１１）とＤＯＣ（ド
ロップアウト補償回路）（５）に供給される。Ｄ　ＯＣ
［５）はＹ信号中にドロップアウトがあると、これを検
出し、１水平期間前のＹ信号をＩＨ遅延回路（６）から
取り出して補償する。ＤＯＣ（５１でドロップアウトの
補償されたＹ信号は２ｆｃ、ＣＡＭ（二次ビートキャン
セル回路）（７）でｆｃ　　（搬送周波数）の２倍のビ
ート信号をキャラセルして加算回路（１６）に供給する
。加算回路（１６）には、後述するＣ′倍信号高域に周
波数変換された搬送色信号）が供給されて、出力端子Ｔ
２にはＹ信号とＣ′倍信号加算された映像信号が出力さ
れる。

一方、Ｌ　Ｐ　Ｆ　（２１で分離された、低域変換され
たＣ信号はＡＣＣ（自動色信号振幅制御回路）及びＡＣ
Ｋ　（自動色信号キラー回路）（４）でＣ信号を所定レ
ベルにすると共にバースト振幅を検出して白黒／カラー
の切り換えが行われた後、第１の周波数変換回路（８）
に供給される。第１の周波数変換回路（８）に供給され
るＣ信号の色副搬送波周波数は例えば、６８８ｋＨｚの
低域に変換されている。この低域変換色副搬送波周波数
ｆ　ｓ　＝　６８８ｋＨｚのＣ信号を第２の周波数変換
回路（１３）からのｒｓ＋ｒｃ−６８８ｋＨｚ　＋　３
．８ＭＨｚ　−４，２７ＭＨｚの周波数の色信号高域変
換用の搬送波信号によって元の高域の色副搬送周波数ｆ
　ｃ　＝　’　３．５８ＭＨｚのＣ′倍信号変換する。

第１の周波数変換回路（８）にはＶＴＲの記録・再生ジ
ッタによって時間軸変動の発生したＣ信号が供給される
。即ち低域変換色副搬送周波数「Ｓがｆｓ＋Δｆと変化
する。依って、第１の周波数変換回路（８）のＣ′信号
出力も等量のジッタを含み、このＣ′倍信号らバースト
信号を取り出してＶＣＯ（可変電圧制御発振器）を含む
ＡＰＣ（自動位相制御回路＞　　（１２）に供給する。

ＡＰＣ（１２）にはＡＦＣ（１１）からジッタ成分を含
んだＹ信号が供給されている。このＹ信号の水平同期信
号ＨＤからＡＦＣ（１１）内のＶＯＣで６８８ｋＨｚの
信号を発生させて、次段のＡＰＣ（１２）に供給する。

更に、ＴＢＣ接続端子Ｔ３からジッタに追従した３、５
８Ｍ）Ｉｚの色副搬送波信号又は水晶発振器（１５）か
らの３．５８ＭＨｚの色副搬送波信号がスイッチ（１４
）を介してがＡＰＣ（１２）に供給され、第１の周波数
変換回路（８）の出力から取り出したバースト信号がＴ
ＢＣ端子Ｔ３又は水晶発振器（１５）からの３．５８Ｍ
Ｈｚの色副搬送波信号と位相比較されて、正しい位相の
低域変換色副搬送波周波数ｆ　ｓ　＝　６８８ｋＨｚを
第２の周波数変換回路（１３）に供給する。第２の周波
数変換回路（１３）には切換スイッチ（１４）を介して
水晶発振器（１５）又はＴＢＣ端子Ｔ３からの３．５８
ＭＩＩｚＯ色副搬送波信号が供給されて周波数変換され
、第１の周波数変換回路（８）に４．２７ＭＨｚの周波
数の搬送波信号が供給される。

第１の周波数変換回路（８）の出力から取り出された、
高域の色副搬送波周波数ｒｃに変換されたＣ′倍信号Ｄ
　ＯＣ（９）とＩＨ遅延回路（１０）でドロップアウト
補償が行われて、加算回路（１６）に供給されることに
なる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の再生装置では、低域変換色信号を高域色信号に変
換するためには第１及び第２の周波数変換回路やＡＰＣ
を必要とし、ジッタを補正するためにはＴＢＣを必要と
し、構成が複雑になるという欠点があった。

本発明は上述の欠点に鑑みなされたもので、その目的と
するところはＣ信号の周波数変換回路をＴＢＣの一部と
してデジタル処理することで、ＴＢＣを組み込んだ再生
装置を簡単な構成にしようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明のカラー映像信号再生装置は色信号が低域に変換
されて記録されているカラー映像信号を再生するカラー
映像信号再生装置（３５）に於いて、再生された低域変
換色信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路（１
８）と、低域変換色信号をデジタル的に高域に周波数変
換する周波数変換回路（２３）と、周波数変換回路（２
３）に入力される色信号高域変換用の搬送波データＳＣ
Ｄを発生するデジタル波形発生回路（２１）と、ジッタ
成分に追従したクロック信号ｃｋと、周波数変換回路（
２３）によってデジタル的に高域に変換された色信号中
のバースト信号ＢＳの位相差を検出する位相比較回路（
２２）とを具備し、位相比較回路（２２）の出力によっ
てデジタル波形発生回路（２１）で発生する色信号高域
変換用搬送波データＳＣＤの位相を制御する様にしたも
のである。

〔作用〕

かかる本発明によれば、再生した低域変換色信号をＡ／
Ｄ変換回路（１８）でデジタル信号に変換して、デジタ
ル的周波数変換回路（２３）で高域変換色信号に変換す
る様にし、周波数変換回路（２３）に供給する周波数変
換の為の色信号高域変換用の搬送波データＳＣＤがデジ
タル波形発生回路（２１）から供給され、このデジタル
波形発生回路（２１）からの色信号高域変換用搬送波デ
ータＳＣＤの位相はジッタに追従したクロック信号ｃｋ
と、周波数変換回路（２３）からのバースト信号８３間
の位相差を検出する位相比較回路（２２）で制御される
。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図乃至第４図について詳
記する。第１図は本発明の再生装置の一実施例を全体的
に示した系統図である。

第１図に示すカラー映像信号再生装置（３５）に於いて
、入力端子Ｔ１にはＶＴＲの回転ヘッドで再生されたＮ
ＴＳＣの映像再生信号が入力される。この映像再生信号
の搬送色信号は低域変換されている。入力端子Ｔ１に供
給された映像信号はＨＰＦ（１）及びＬ　Ｐ　Ｆ　（２
１に供給されて、被ＦＭ変調輝度信号及びＣ信号（低域
変換搬送色信号）に分離され、被ＦＭ変調輝度信号はｆ
ｊｔｌ！ｉ回路（３）でＦＭ復調され、復調回路（３）
のジッタを含んだＹ信号（輝度信号）はＴＢＣ（２Ｂ）
内の第１のＡ／Ｄ変換回路（１７）及びＴＢＣ（２Ｂ）
外の同期分離回路（２９）に供給される。ＬＰＦ（２）
からのＣ信号はＴＢＣ（２Ｂ）内の第２のＡ／Ｄ変換回
路（１８）に供給される。

同期分離回路（２９）では、Ｙ信号から水平同期信号を
分離し、この水平同期信号をクロック発振回路（３０）
と位相比較回路（２２）に供給する。クロック発振回路
（３０）は水平同期信号に基づいて色副搬送波周波数ｆ
　ＳＣの４倍の４ｆｓｃの周波数を有するジッタを含ん
だクロック信号ｃｋを発生し、第１及び°第２のＡ／Ｄ
変換回路（１７）　、　　（１Ｂ）にはこのクロック信
号ｃｋが供給される。このクロック信号ｃｋによってＹ
信号及びＣ信号をＡ／Ｄ変換する。第１のＡ／Ｄ変換回
路（１７）でＡ／Ｄ変換されたＹｄ倍信号デジタル輝度
信号）は２ｆｓ。

ＣＡＭ（２０）を通じて第１の加算回路（２５）に供給
される。この第１の加算回路（２５）には後述する、Ｃ
ｄ’信号（高域変換されたデジタル搬送色信号）が供給
されて、Ｙｄ倍信号加算される。第１の加算回路（２５
）の加算出力（Ｙｄ＋Ｃ’ｄ）信号はＴ　Ｂ　Ｃメモリ
回路（２６）に記憶される。

ＴＢＣメモリ回路（２６）への（Ｙｄ＋Ｃ’ｄ）信号の
書き込み、読み出しはメモリコントローラ（２７）によ
って成される。

４　ｆ　ｓｃ　（ｆ　ｓｃ＝　３．５８Ｍ）ｌｚ）の周
波数のクロック信号ｃｋと、入力端子Ｔ６に外部映像信
号（ブラックバースト）が供給される同期信号発生回路
（３３）からの同期信号と、バースト信号がメモリコン
トローラ（２７）に供給されている。

ＴＢＣメモリ回路（２６）から読み出された（Ｙｄ＋Ｃ
’ｄ）信号はＤ／Ａ変換回路（３１）でアナログ信号に
変換され、ＬＰＦ（３２）でクロック信号成分を除去し
、第２の加算回路（３４）で同期信号、バースト信号を
付加してジンタ補正の成された映像信号が出力端子Ｔ４
に取り出される。

デジタル波形発生回路（２１）　　（以下ＤＣＧと記す
）及び位相比較回路（２２）にはクロック発振回路（３
０）からの４ｆｓｃの周波数のクロック信号Ｃｋが供給
され、ＤＣＧ（２１）の位相は位相比較回路（２２）か
らの位相比較出力によって位相制御される。位相比較回
路（２２）には入力端子Ｔ６からラインの奇数又は偶数
を示す信号０／Ｅが供給される。

クロック信号ｃｋにより第２のＡ／Ｄ変換回路（１８）
でＡ／Ｄ変換され、Ｃｄ信号（デジタル低域変換搬送色
信号）はＡＣＣ，ＡＣＫ　（１９）で色信号の振幅を一
定とすると共にバーストが一定以上の振幅でなければ白
黒映像であると判断し、白黒用に切換えられる。

ＡＣＣ，ＡＣＫ　（１９）の出力であるＣｄ信号は、デ
ジタル的な周波数変換回路となるデジタル乗算回路（２
３）に供給される。　ＤＣＧ　（２１）からの４．２７
ＭＩＩＺの正弦波をＡ／Ｄ変換したと同様のデジタル的
な色信号高域変換用の搬送波データ５ＣＤ（連続波）と
掛は算が行われ、次段のＢＰＦ（２４）を通じて、高域
の色副搬送波周波数３．５８ＭＨｚのＣ’ｄ（デジタル
搬送色信号）に周波数変換される。

ＢＰＦ（２４）の出力たるＣ’ｄ信号は、位相比較回路
（２２）　、第１の加算回路（２５）に供給される。

尚、第１図では破線内の回路によって、ＴＢＣ（２日）
が構成されている。

上述の構成に於ける、位相比較回路（２２）の具体構成
及びその動作を、第２図及び第３図を参照して説明する
。

第２図は位相比較回路の系統図、第３図は第２図の動作
説明用の波形図である。

第２図に於いて、位相比較回路（２２）に破線で囲まれ
た部分を示し、入力端子Ｔ　ｓ　＝　Ｔ　ｓを有する。

入力端子ＴｓにはＯ／Ｅ信号（ラインの奇偶判別信号）
が供給される、このＯ／Ｅ信号はバースト信号の位相に
よってラインの奇偶を検出しどちらか一方を奇数ライン
と定義することで位相反転したものは偶数ラインとなる
。この入力端子Ｔ８はエクスクルシブオアゲート回路（
以下１！Ｘ−０Ｒと記す）（２２ｃ）の一方の入力端子
に接続されている。入力端子Ｔ７にはクロック発振回路
（３０）からの例えば、４ｆｓｃのクロック信号ｃｋが
加えられて、このクロック信号ｃｋはバーストデータ抜
取りパルス発生回路（２２ａ）に供給される。

入力端子Ｔ８には同期分離回路（２９）からの水平同期
信号Ｈが加えられ、この水平同期信号Ｈは同じく、バー
ストデータ抜取りパルス発生回路（２２ａ　）に供給さ
れる。

入力端子Ｔｓから、ＢＰＦ（２４）よりの高域変換され
た３、５８ＭＩＩｚのＣ’ｄ信号がラッチ回路（２２ｂ
）に供給される。ラッチ回路（２２ｂ）とアップダウン
カウンタ（２２ｄ）にはバーストデータ抜取パルス発生
回路（２２ａ）からバーストデータ抜取りパルスが供給
される。ラッチ回路（２２ｂ　）の出力、即ちバースト
データはＥＸ−ＯＲ（２２ｃ　）の他方の入力端子に供
給され、ＥＸ−ＯＲ（２２ｃ　）の出力はアップダウン
カウンタ（２２ｄ）に供給され、アップダウンカウンタ
（２２ｄ　）の出力は出力端子Ｔ１ｏに供給され、出力
端子Ｔｘｏはデジタル波形発生回路（２１）に供給され
る。

上述の構成に於ける動作を第３図の波形と共に説明する
。バーストデータ抜取りパルス発生回路（２２ａ　）に
は第３図りに示す例えば４ｆｓｃのクロック信号ｃｋと
、第３図Ｆに示す水平同期信号Ｈが供給される。バース
トデータ抜取りパルス発生回路（２２ａ）の出力には水
平同期信号の立ち下りエツジから一定値τ、即ちクロッ
ク信号ｃｋが所定個数計数されたーに、第３図Ｃに示す
、バーストデータ抜取りパルスＢＤＰが取り出される。

このパルスＢＤＰをラッチ回路（２２ｂ）に供給する。

端子１゛３に供給されるＣ’ｄ信号中の奇数ラインＯＬ
又は、偶数ラインＥＬのバースト信号ＢＳはデジタル化
されているが、第３図Ａ、Ｂには理解し易い様に、アナ
ログ的なバースト信号が示されている。

ラッチ回路（２２ｂ　）でパルスＢＤＰによりラッチさ
れたデジタル的なバースト信号データは、ラッチ回路（
２２ｂ）のＱ出力端子からＥＸ−ＯＲ（２２ｃ　）の入
力端子に供給され、端子Ｔ６からの０／Ｅ信号と比較さ
れる。　　ＥＸ−ＯＲ（２２ｃ　）の２人力が共に同じ
なら“０”異なれば“１”を出力し、次段のアップダウ
ンカウンタ（２２ｄ　）にアップ又はダウンコントロー
ルデータを供給する。アップダウンカウンタ（２２ｄ）
にはパルスＢＤＰが供給されているので、この区間アッ
プ又はダウンコントロールデータに基づいてアップ又は
ダウンカウントを行って出力端子Ｔ１ｏに接続されてい
るデジタル波形発生回路（２１）に位相制御信号データ
を供給し、デジタル波形発生回路（２１）で発生する色
信号変調用色副搬送波データの位相を制御することにな
る。

尚、上述の実施例では位相比較回路をデジタル的に処理
した場合を説明したが、これを一般的な位相比較回路の
様にアナログ的に処理する様にしてもよいことは明らか
である。

更に、上述のデジタル波形発生回路（２１）の−例を４
４図で説明する。

第４図はＮＴＳＣ方式の場合の、デジタル化された色信
号高域変換用搬送波データ波形発生回路を示すものであ
る。

第４図において、（４１）はメモリで、１周期分の正弦
波がＰ分割され、その各点のＰｆｌＭの瞬時振幅データ
がそのメモリ　（４１）に記憶されているものとする。

ｃｋは第１図のクロック信号発生源（３０）からのクロ
ック信号、（４２）はこのクロック信号ｃｋに基づいて
アドレス信号を発生し、そのアドレス信号をメモリ　（
４１）に供給するアドレス信号発生か（位相算出回路）
である。そして、このメモリ　（４１）から読み出すべ
きデジタル正弦波データの即ち、搬送波データＳＣＤの
搬送周波数をＦｃ＾、クロック信号の周波数をＦｃｋと
する。

今、このメモリ　（４１）から読み出されるデジタル正
弦波データの任意の時間ｔにおける位相をφとすると、
これは次式のように表される。

φ；φｏ＋２πＦＣ＾・ｔ　　　　　・・・・・・（１
１ここで、φ０は初期位相を表す。

次ぎに、ｍをメモリ　（４１）に対する読み出しアドレ
スカウンタ（図示せず）の計数値とすると、このカウン
タによってｍ個のクロック信号が計数された時間ｔは、
次式のように表される。

ｔ＝ｍ・　（１／Ｆｃｋ）　　　　　　　　””（２）
この（２）式を（１１に代入すると、（１）式は次の式
のように表される。

φ−φｏ　＋２π（Ｆｃ＾／Ｆｃｋ）　　・ｍ　　・−
・・（３）そこで、周波数ＦＣ＾、Ｆｃｋの比を、共通
因子を持たない整数の比ＦＣ＾：Ｆｃｋ＝Ｎ：Ｍで表す
と、（３）式は次式のように表される。。

φ譚φｏ＋２π（Ｎ／Ｍ）・ｍ　　　＝（４）初期位相
φ０は、計数値ｍの初期値としてｍＱを含めることによ
り除外できるので、ｍ（１ｘＱとすると、（４）式は次
式のように表される。

φ−２π（Ｎ／Ｍ）　　・ｍ　　　　　・・・・・・（
５）そして、上述したように、正弦波の１周期分がＰ分
割され、そのＰ個の各瞬時振幅データがメモリ（３）に
記憶されているので、これを考慮すると、（５）式は次
式のように表される。

φ＝（２π／Ｐ）　　・　（Ｐ−Ｎ／Ｍ）−ｍ・・・・
・・（６） この（６）式は、位相φが、１波長をＰ分割した位相で
ある２π／Ｐを単位として、（Ｐ、Ｍ、ｍ７Ｍ）の数値
に応じて増加して行くことを示している。即ちこの（Ｐ
、Ｎ／Ｍ）　　・ｍがメモリ　（４１）のアドレス値を
示すことになる。

上述の搬送波データＳＣＤの搬送波周波数Ｆｃ＾はＮＴ
ＳＣ方式に於いては ＦＣＡ＝　（４４１／４　）　　・ｆ　Ｈ＋　ｆ　ｃ　
　”（７）で（７）式は Ｆｌｌ：Ａ＝　（４４１／４）　　・ｆ）＋　＋　（４
５５／２）　　・ｆＨ＝　１０８５・ｆＨ／４　　　　
　　　　　　・・・・・・（８）となる。

クロック信号ｃｋの周波数Ｆｃｋを Ｆ　ｃｋ＝　４　ｆ　ｃ　−９１０ｆ　Ｈ・・・・”（
９）に選択し、上述のｓｉｎ　ＲＯＭ　（４１）の１波
長を位相方向にＰ　（＝１０２４）分割したとすると、
初期アドレスを零とし、ｍクロック目のアドレスをＡ（
ｆｉｌ）とすると、上式の（３１、（６１式からＡ（ｎ
ｌｌ−（Ｐ　Ｘ　ＦＣＡ／　Ｆｃｋ）　　・ｍ＋Ｋ　　
ｎｏｔｏ　（１０）となり、上述の（８）、　（９１式
とＰ分割値＝　１０２４を代入すると Ａ（ｍ）＝　（Ｐ　Ｘ　ＦＣＡ／　Ｆ　ｃｋ）　　・ｍ
　＋　ｋ＝　（３０５＋　３／　１３）　　・ｍ＋に＝
　３０５Ｘｍ＋　（３／１３）　Ｘｍ＋Ｋ　　＝　（１
１）となる。

このＫは、カラーフレームパルス（４フイールドに付き
１回発生する）の発生時に於けるアドレス値の初期値で
、その値は位相比較回路（２２）の出力端子Ｔ１ｏから
の位相制御信号データの制御状態に応じて変化する。第
４図のアドレス信号発生回路（４２）において、Ａ　Ｃ
１は（１１）式に示す３０５×ｍの演算を行うアキュム
レータである。このアキュムレータＡ　Ｃ１は、ｌＯビ
ットの加算器Ａ３及び１０ビツトのラッチ回路Ｌ３から
構成される。加算器Ａ３では、ラッチ回路Ｌ３のラッチ
内容（１０進数に応じた２進数）と、第（１１）式の３
０５に対応する２進数と、後述するキャリー信号の１と
が加算され、その加算出力がラッチ回路Ｌ３に供給され
てラッチされる。ラッチ回路Ｌ３には、周波数が９１０
ｆｕのクロック信号ｃｋが供給される。

このアキュムレータＡＣ１では、ラッチ回路Ｌ３のラッ
チ内容が、クロック信号の到来毎に３０５ずつ増加し、
キャリ信号の１が到来したときには、３０６ずつ増加し
、１０２４に成ると０に戻って再び増加する。

次に、（１１）式の（３／　１３）　ｘ　ｍの演算を行
って、キャリー信号を得る桁上げアキュムレータＡＣ２
について説明する。

Ａ１．Ａ２は夫＃ｎ＝４ビットの加算器、Ｓ　Ｗ　１は
ｎ−４ビツトの切換えスイッチ、Ｌｌは、ｎ　−４ビツ
トのラッチ回路、Ｌ２は１ビツトのラッチ回路である。

゛ラッチ回路ＬＬ、Ｌ２には、周波数が９１０ｆｏのク
ロック信号ｃｋが供給される。

加算７ＪＡ１では、ラッチ回路Ｌｉのラッチ内容（１０
進数に応じた２進数）と、３に対応する２進数とが加算
され、その加算出力がスイッチＳ　Ｗ　１を通じてラッ
チ回路Ｌ１に供給される。又、加算器Ａ２では、ラッチ
回路Ｌ１のラッチ内容と、６−３　＋　（１６−１３）
に対応する２進数とが加算され、その加算出力がスイッ
チＳＷＬを通じてラッチ回路Ｌ１に供給される。又、加
算器Ａ２からのキャリー信°号（加算出力が１６を越え
ると出力される）によってスイッチＳ　Ｗ　ｓが切換え
られると共に、そのキャリー信号がラッチ回路Ｌ２に供
給される。

次に、この桁上げアキュムレータＡＣ２（７）動作を説
明しよう。加算器Ａ２からキャリー信号が得られないと
きは、スイッチＳ　Ｗ　１は加算器Ａｉ側に切換えられ
ていて、ラッチ回路Ｌ１のランチ内容は、３８から始ま
って３ずっ増加する。そして、加算Ａ２の加算出力が１
６を越えると、即ち加算回路Ａ１の加算出力が１３を越
えると、加算器Ａ２からキャリー信号１が出力され、こ
れがラッチ回路Ｌ２に供給されてラッチされると共に、
スイッチＳＷ１は加算器Ａ２側に切換えられて、加算器
Ａ２で、ラッチ回路Ｌ１の内容から１３が減算されると
共にそれに３が加算され、即ちランチ回路Ｌ１の内容と
、ｓ　−３＋　（１６−１３）に対応する２進数とが加
算され、その加算出力がランチ回路Ｌ１に供給されてラ
ッチされ、その後スイッチＳ　Ｗ　１は再び加算器Ａ！
側に切換えられる。以後、この動作を繰り返す。

そして、このラッチ回路Ｌ４から、上述のアドレス値＝
　（１０２４ＸＦｃ＾／Ｆｃｋ）　　・ｍ＋に＝　（３
０５＋　３／１３）　　・ｍ＋に＝　３０５ｘｍ＋　（
３／１３）　Ｘｍ＋にのアドレス信号が得られｓｉｎ　
ＲＯＭ　（４１）に供給されることでｓｉｎ　ＲＯＭ　
（４１）からは色信号を高域に変換するための搬送波デ
ータＳＣＤが出方される、これを、第１図に示す乗算回
路（２３）に搬送波データＳＣＤとして供給する。

上述の本発明によれば、ジッタのあるＹ信号の水平同期
信号にロックしたクロック信号ｃｋ（例えば４ｆｃ＾）
から直接的にデジタルコード化された色信号高域変換用
の搬送波データをＤＯＣ（２１）で発生し、この搬送波
データを用いてデジタル的に色信号を低域から高域に周
波数変換することの出来る周波数変換回路（乗算回路（
２３）　）を簡単に構成出来るので、この周波数変換回
路をＴＢＣの一部にとり込めば、ＶＴＲ内の周波数変換
回路とＴＢＣ内の周波数変換回路を共通化出来て、ＴＢ
Ｃを含めたカラー映像信号再生装置のシステムを簡単化
出来、且つ廉価に構成出来る。

〔発明の効果〕

本発明のカラー映像信号再生装置によると、再生カラー
映像信号中の低域変換色信号を高域に変換する周波数変
換回路をデジタル化することで、この周波数変換ｆｆｌ
鐘ｒｔＴＢ　Ｃに簡単に組み込むことが可能となる０色
信号をＡ／Ｄ変換することにより、周波数変換、デジタ
ル波形発生、位相比較がすべてデジタル化出来るのでＩ
Ｃ化が簡単で省スペース、低コスト、高信頼、無調整化
が図、れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるカラー映像信号再生装置の一実施
例の全体的構成図、第２図は第１図の装置で使用される
位相比較回路の構成図、第３図は第２図の動作説明のた
めの波形図、第４図は第１図の装置に利用されているデ
ジタル波形発生回路の構成図、第５図は従来のカラー映
像信号再生装置の要部の系統図である。 （１７）　、　　（１８）はＡ／Ｄ変換回路、（２１）
はデジタル波形発生回路、（２２）は位相比較回路、（
２３）は乗算回路、（２８）はＴＢＣ，（３５）は再生
装置である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 色信号が低域に変換されて記録されているカラー映像信
   号を再生するカラー映像信号再生装置に於いて、 再生された低域変換色信号をデジタル信号に変換するＡ
   ／Ｄ変換回路と、 上記低域変換色信号をデジタル的に高域に周波数変換す
   る周波数変換回路と、 上記周波数変換回路に入力される、上記色信号高域変換
   用の搬送波データを発生するデジタル波形発生回路と、 ジッタ成分に追従したクロック信号と、上記周波数変換
   回路によってデジタル的に高域に周波数変換された色信
   号中のバースト信号との位相差を検出する位相比較回路
   とを具備し、 該位相比較回路の出力によって上記デジタル波形発生回
   路で発生する上記搬送波データの位相を制御することを
   特徴とするカラー映像信号再生装置。