JPS63253868A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPS63253868A
JPS63253868A JP63065582A JP6558288A JPS63253868A JP S63253868 A JPS63253868 A JP S63253868A JP 63065582 A JP63065582 A JP 63065582A JP 6558288 A JP6558288 A JP 6558288A JP S63253868 A JPS63253868 A JP S63253868A
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JP
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transistor
signal
coupled
main current
source
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JP63065582A
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ペータ　エデユアート　ハフアール
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Original Assignee
RCA Licensing Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電源装置、特に、例えばテレビジョン装置の
ような直流−直流（ＤＣ−ＤＣ：）変換器電源における
プッシュ・プル段の駆動回路に関する。
〔発明の背景〕
例えば、電池駆動型テレビジョン装置において使用され
るテレビジョン電源では、電池のような直流電圧入力源
を例えば更に高い電圧レベルの直流出力電圧の供給源に
変換することが望ましい。
これは、通常、ＤＣ−ＤＣ変換器として知られている回
路を使用することによって行なわれる。その変換器では
、有効な入力ＤＣ電圧がチョップされ（ｃｈｏｐｐｅｄ
　）てＡＣ電圧が生成され、そのＡＣ電圧が変圧器の使
用によって所望の電圧レベルにまで昇圧または降圧され
る。そして、そのＡＣ電圧が整流され且つ濾波されて、
テレビジョン装置の種々の段を付勢するために供給され
るＤＣ出力電・圧が得られる。
入力ＤＣ電圧のチョッピングは、変圧器の１次巻線の対
応する１対の端子に結合されたトランジスタ・スイッチ
によってプッシュ・プル形式で行なわれる。そして、入
力ＤＣ電圧は上記１対の端子の中間に配置された端子に
結合される。上記トランジスタ・スイッチはそのスイッ
チの対応する制御電極における制御信号によって交互に
オン。
オフされて、それに対応して交互に極性が変化するＡＣ
電圧を形成する。そのＡＣ電圧は変圧器に結合され、且
つ整流されて出力電圧が形成される。
トランジスタ・スイッチが同時に導通すると非常に高レ
ベルの電流が生成されるので、トランジスタ・スイッチ
が同時に導通することがないようにすることが望ましい
ことが認識されている。また、各トランジスタ・スイッ
チの導通時間は変化する種々の回路パラメータの関数で
あることも認識されている。スイッチング遅延に影響す
る適切なパラメータを自動的に考慮して同時導通を禁止
することは知られている。その様なパラメータはトラン
ジスタ・スイッチによって異なり、また。
温度のような周囲条件にも影響される。
どのトランジスタ・スイッチも導通しない時に生ずるむ
だ時間（ｄｅａｄ　ｔｉｍｅ　）を都合良く減少させる
ようにして互いに重複することがないようにされた制御
信号を使用してトランジスタ・スイッチの導通時間を制
御することが望ましい。上述のむだ時間の減少は電力効
率を増加させるので好ましいことである。また、そのむ
だ時間の減少は１例えばＡＣ電圧の基本波に対する第２
高調波の振幅を減少させるので好ましいことである。高
調波の減少によってＤＣ出力電圧からＡＣ成分を濾波す
る必要性が減少する。例えば、パラメータが変化してス
イッチング導通や遅延時間に影響を与えるようなトラン
ジスタ・スイッチの適切なパラメータの値を考慮してむ
だ時間を動的に減少させることが望ましい。
〔発明の要約〕
この発明の実施においては、第１及び第２の信号が１対
のトランジスタ・スイッチの対応する制御電極に結合さ
れて、そのトランジスタのスイッチングのタイミングが
制御される。第１のトランジスタ・スイッチの制御電極
における信号は、第１のトランジスタ・スイッチの主電
流導通端子から帰還し且つ第１のトランジスタの導通時
を示す信号部分を含む。第１のトランジスタ・スイッチ
の制御電極における信号は第２のトランジスタ・スイッ
チの制御電極に結合されて、第１のトランジスタ・スイ
ッチが導通している間は第２のトランジスタ・スイッチ
の導通を自動的に禁止するように第２のトランジスタの
制御電極における信号のレベルを制御する。同様に、第
２のトランジスタ・スイッチの制御電極において生成さ
れた信号は第１のトランジスタ・スイッチの制御電極に
結合されて、第２のトランジスタ・スイッチの制御電極
における信号と類似の機能を果す。その結果用１及び第
２のトランジスタ・スイッチの同時導通は都合良く防止
され、また、むだ時間は動的に減少される。
帰還される信号部分は１例えばＭＯＳＦＥＴ型の第１の
トランジスタ・スイッチの主電流導通電極から第１のト
ランジスタ・スイッチの制御電極へ例えば電極間キャパ
シタンスを介して信号を容量的に結合することによって
生成される。その電極間キャパシタンス結合は、ミラー
効果あるいはミラーキャパシタンスとして知られている
入カキャハシタンス増加現象のために第１のトランジス
タ・スイッチの導通から非導通への過渡期間に主として
生ずる。
この発明によれば、電源装置はプッシュ・プル形式で動
作する出力段を含む。その出力段の第１のトランジスタ
は主電流路を形成する対応する第１及び第２の主電流導
通電極を有する。第１のトランジスタの第１の主電流導
通電極は負荷の′第１の端子に結合されている。出力段
の第２のトランジスタは対応する第１及び第２の主電流
４通電極を有する。第２のトランジスタの第１の主電流
導通電極は負荷の第２の端子に結合されている。第１及
び第２のスイッチング信号の源が第１及び第２のトラン
ジスタの対応する制御電極に結合されていて、第１の信
号がその所定期間に、第１のトランジスタが導通から非
導通へ変化を始める第１の瞬間を決定する。第２の信号
は所定期間に、第２のトランジスタが導通になる時を決
定する。第１のトランジスタの主電流導通電極間を流れ
る電流の大きさを表わす第３の信号が第１のトランジス
タの制御電極に生成される。第３の信号に応答する装置
が第２のトランジスタの制御電極に結合される制御すな
わち第４の信号を発生して、第２のトランジスタが上記
所定期間に導通するのを阻止し、第１のトランジスタを
流れる電流の大きさが第１の所定レベルよりも大きくな
るようにする従って、ブツシュ・′プル形式で動作する
第１及び第２のトランジスタの同時導通は回避される。
第１のトランジスタの制御電極における第３の信号は、
第１のトランジスタの主電流路を迂回する信号路を経て
第４の信号発生装置に供給される。
〔実施例の説明〕
第１図は電池駆動のテレビジョン装置電源を示す。この
電源は１例えば、約７０ＫＦ（ｚで実質的に逆位相の信
号５０ａと５０ｂを発生する発掘器５０を含み。
その信号５０ａと５０ｂは対応する駆動段５１と５２を
経て結合されて対応する信号Ｖ工とｖ２を形成する。各
信号ｖ０とｖ２はデユーティサイクル５０％の矩形波で
。
互いに逆位相をなしている。信号Ｖ□とｖ２の過渡はす
べて実質的に同時に生ずる。信号Ｖ０とＶ２は対応する
電流制限・サンプリング抵抗器Ｒ□、とＲ工。を経てＭ
ＯＳＦＥＴ電力トランジスタＱ４とＱ５の対応するゲー
ト電極に結合される。その結果、実質的に逆位相の信号
ｖ３とｖ４がトランジスタＱ４とＱ５のゲートにおいて
形成される。この発明では、その信号ｖ３とＶ４の波形
は後述のようにして形成される。
トランジスタＱ４とＱ５の１対の対応する主電流導通電
極Ｑ４ａとＱ５ａはそれぞれ接地されている。トランジ
スタＱ４とＱ５の第２の対の対応する主電流導通電極は
逓昇変圧器Ｔ□の１次巻線ＴＩＰの対応する端部端子５
８と５９に結合されている。端子５８と５９の中間に結
合された変圧器Ｔ工の１次巻ａＴＩＰの端子５３は、大
地を基準とする電池生成のＤＣ電圧Ｖ５に結合される。
トランジスタＱ４とＱ５のプッシュ・プル動作の結果、
ＡＣ電圧Ｖが変圧器Ｔ□の２次巻線Ｔｌｓの両端間に生
成される。そのＡＣ電圧Ｖ６は通常の倍電圧器５６を経
て負荷５７に結合されて１例えば電池電圧ｖ５よりも実
質的に高いＤＣ出力電圧を負荷５７の端子６０と端子５
４との間に生成する。負荷５７は第１図の電源によって
付勢されるテレビジョン回路（図示せず）と等価の負荷
を表わす。
ｉＺａ図乃至第２Ｃ図は第１図の回路の動作を説明する
ための波形を示し、第１図及び第２ａ図乃至第２Ｃ図の
同じ数字と記号は同じ自答を示す。
この発明を実施した第１図の波形成形装置１００は信号
Ｖ□とｖ２を受信して、トランジスタＱ４とＱ５のゲー
ト電極にそれぞれ結合される信号Ｖ３とｖ４を生成し、
トランジスタＱ４とＱ５の同時導通を自動的に阻止する
。
Ｗ、　２　ａ図の時間ｔ工の前には、第１図のトランジ
スタＱ４は０の信号Ｖ□によって非導通に維持され。
また、トランジスタＱ５はＩＯＶの信号Ｖ２によって導
通に維持さｎる。第２ａ図の時間ｔ□で、信号Ｖ□は実
質的なＯＶからＩＯＶへ急速に変化し、同時に。
信号Ｖ２は１０ｖからＯｖへ変化する。信号ｖ２がＯｖ
へ変化する結果、第２ｂ図の信号ｖ４は約１０Ｖの値か
ら低い値の方へ第１の過渡変化を始める。時間ｔにおい
て、信号ｖ４が約５ｖのレベルに達した時。
第１図のトランジスタＱ５は活性領域の動作を始め。
主電流導通電極間のインピーダンスを増加させて。
端子５９の′４圧を正の高い電圧にする。この端子５９
における電圧の増加は、第１図に点線で示した電極間キ
ャパシタンスＣ工Ｅを介してトランジスタＱ５の制御あ
るいはゲート電極へ容量的に帰還結合さ、れる。その結
果、トランジスタＱ５のゲートにおいて等価な大きさの
入力キャパシタンスが生スる。
その等価な大きさの入力キャパシタンスはミラー容量と
称される。
第１図のトランジスタＱ４とＱ５の各々は、ｖＧｓ−〇
又ＶＤＳ　＝　２５　Ｖで４４０　ｐＦのゲート人カキ
ャパシタンスヲ有ｆルＢＵＺ　７２　Ａ型ノ１ＶＩＯＳ
　Ｆ　Ｅ　Ｔ　）　ランジスタを使用している。トラン
ジスタＱ５の導通から非導通への過渡時間に１例えば、
六吟中中−−入力キャパシタンスは、ミラー効°果の結
果とじて２５．０００ｐＦにまで増加する。大きなミラ
ー容量は、時間ｔ２から時間ｔ３までの比較的長い期間
、第２ｂ図の信号Ｖ４を約５Ｖに維持する。その結果、
第１図のトランジスタＱ５は期間ｔニーｔ３で導通を維
持する。
この発明によれば、抵抗器Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５の直列装置
を含みトランジスタＱ１のベース電極トエミツメ電極と
の間に結合された抵抗器Ｒ５の両端間に電圧を生成する
分圧器を経て信号Ｖ４が結合される。トランジスタＱ、
のコレクタ電極はトランジスタＱ４のゲート電極と抵抗
器Ｒ□□の対応する端子とに結合さｎている。従って、
抵抗器Ｒ１１と制御可能なインピーダンスとして動作す
るトランジスタＱ□とは。
トランジスタロ５．従って、トランジスタＱ１が導通を
維持する限り信号ｖ３のレベルを減衰する電圧減衰器と
して機能する。信号Ｖ４がトランジスタＱ５の導通を示
す所定レベルよりも上方に在る限９．抵抗器Ｒ１□とト
ランジスタＱ□を含む電圧減衰器は信号ｖ３のレベルを
自動的に下方に維持して信号ｖ３がトランジスタＱ４の
閾値レベルを越えないようにする。従って、減衰器は、
トランジスタＱ５の入力キャパシタンスが放電されてト
ランジスタＱ５が導通を中止するまでトランジスタＱ４
の導通を禁止する。
この発明の他の面によれば、トランジスタＱ１の制御端
子、あるいはベース電極は、トランジスタＱ５のドレイ
ン電極主電流路を含まない制御信号路内でトランジスタ
Ｑ５のゲートに結合されている。
それ故、トランジスタＱ５を流れる電流の感知は。
トランジスタＱ５のソース及びドレイン電極を含む電流
路内に電流感知抵抗器を必要とせずに行なわされる。従
って、電流感知装置は１例えば、トランジスタＱ５と１
次巻線ＴＩＰに直列に結合されたインピーダンスとを流
れるどのようなピーク電流にも影響を与えないので、好
都合である。
ダイオードＤ８は、その陽極が抵抗器Ｒ３とＲ４の接続
部に結合され、陰極がトランジスタＱ□のコレクタに結
合されていて、トランジスタＱ□が飽和しないようにす
るための負帰還装置を形成する。ダイオードＤ８を含む
帰還装置は、第２ｂ図の信号■３のレベルを時間ｔ３の
前に、トランジスタ、Ｑ４の導通を阻止するために充分
に低い約２Ｖに制限する。第２ｂ図の時間ｔ３の後、信
号Ｖ４は、第１図のトランジスタＱ５の主電流導通電極
間の電流を急速に０にまで減少させる４Ｖ以下のレベル
にまで勾配をなして低下し、トランジスタＱ５を非導通
にする。時間ｔ３の後、第２ｂ図の信号Ｖ４のレベルが
勾配をなして下方へ向かう時、第１図のトランジスタＱ
ｌは飽和していないので速やかに非導通になる。トラン
ジスタＱ１の速やかな非導通によってトランジスタＱ４
は付勢されて、ｉ２ｂ図の時間ｔ３の後、速やかに飽和
状態にまで導通する。従って、トランジスタＱ４の飽和
状態はトランジスタＱ５が非導通になった後にのみ生ず
る。
第２ａ図乃至第２ｃ図の期間ｔ′□−１７に、第１図の
トランジスタＱ４が導通から非導通に切換わる時。
ｇ２ｂ図の期間ｔ／１−ｔ′３に示すようにトランジス
タＱ４とＱ５の導通の重複を禁止するために、トランジ
スタＱ２は上述と同様にして信号ｖ４の波形を制御する
。従って、トランジスタＱ４とＱ５の同時導通は都合良
く阻止される。更に、波形成形装置１００は信号Ｖ４と
Ｖ３のレベルに自動的に応答するために１例えば、ミラ
ー容量のような回路パラメータの変動によって、信号Ｖ
３とＶ４を動的に波形成形する装置１００の動作が損な
われることはない。
上述したように、装置１００はトランジスタＱ４とＱ５
のいかなる同時導通をも阻止する一方で、トランジスタ
Ｑ４とＱ５の導通持続期間を最大にする。このように導
通持続期間を最大にすることによって、２次巻線”ｉｓ
における負荷電流の所定レベルに対応する各トランジス
タＱ４．Ｑ５を流れるビーク電停は、導通時間が最大導
通時間よりも短かい時に必要とされるものよりも少なく
てよい。それ故、トランジスタＱ４とＱ５には、厳正な
ピーク電流の必要性はなめ。
第２ｃ図は第１図の変圧器Ｔの１次巻線ＴＩＰの端子５
３に流れ込む電流ｉ□の波形を示す。第２ｃ図の電流ｉ
□は１時間ｔ３の前に、端子５３と５８の間の第１図の
変圧器Ｔ□の１次巻線ＴＩＰの下方部分とトランジスタ
Ｑ５とを介して流れる。第２ｃ図の期間ｔ３−ｔ３′に
第工甲の電流ｉ□は端子５３と５９の間の１次巻線ＴＩ
Ｐの上方部分を介して流れる。第２ｃ図のスイッチング
期間ｔ□−ｔ３と１．／　　１／に、電流ｉ工は負方向
のＶ字型切込みで示すように短時間だけ中断する。それ
故、電流ｉ□と抵抗損失は共に小さくなる。
時間ｔ３とｔ３′の直後に現われる第２ｃ図の電流ｉ□
の正のピークはキャパシタＣ８とＣ工、を充電する倍電
圧器５６の動作によって形成される。
動作同波数は電流ｉ□のピークに著しい変化を起こすこ
となしに増加されることが分かる。これは。
各周期において、第１図のトランジスタＱ４とＱ５のい
ずれもが導通していない時に例えば第２ｃ図の時間ｔ３
とｔ３′において生ずるむだ時間がそれぞれ導通期間よ
りも実質的に小さいためである。
第１図の装置１００は２００１Ｖ［出のｆ、を有する一
般用途のＮＰＮ）ランジスタを使用する。例えば。
高速の小信号ＭＯＳＦＥＴトランジスタをトランジスタ
Ｑ□とＱ２の代シに使用してもよい。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明を実施した、ＤＣ−ＤＣ変換器電源の
プッシュ・プル段の駆動回路を示す図。 第２ａ図乃至第２ｃ図は第１図の回路の動作を説明する
ための波形を示す図、である。 手続上１１正゛書（自発） 昭和６３年今月ｔｓ゛ｍＡ’＋

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）第１及び第２の端子を有する負荷と、上記負荷に
    結合された入力供給電圧の源と、主電流路を形成する対
    応する第１及び第２の主電流導通電極を有し、その第１
    の主電流導通電極が上記負荷の上記第１の端子に結合さ
    れている出力段の第１のトランジスタと、 対応する第１及び第２の主電流導通電極を有し、その第
    １の主電流導通電極が上記負荷の上記第２の端子に結合
    されている出力段の第２のトランジスタと、 上記第１のトランジスタが導通から非導通へ変化を始め
    る第１の瞬間を第１のスイッチング信号がその所定期間
    に決定し、また、上記第１及び第２のトランジスタによ
    つてプッシュ・プル形式の動作が行なわれるように上記
    第２のトランジスタが導通する時を第２のスイッチング
    信号が上記所定期間に決定するように、上記第１及び第
    ２のトランジスタの対応する制御電極に結合された上記
    第１及び第２のスイッチング信号の源と、 上記第１のトランジスタの上記制御電極に生成され且つ
    上記第１のトランジスタの上記主電流導通電極間に流れ
    る電流の大きさを示す第３の信号に応答して、上記第２
    のトランジスタの上記制御電極に結合される制御すなわ
    ち第４の信号を生成し、上記第２のトランジスタが上記
    所定期間に導通するのを阻止する一方で、上記第１のト
    ランジスタを流れる上記電流の大きさが第１の所定レベ
    ルよりも大きくなつて上記第１及び第２のトランジスタ
    の同時導通を阻止する手段と、を備え、上記第１のトラ
    ンジスタの上記制御電極における上記第３の信号は、上
    記第１のトランジスタの主電流路を含まない信号路を経
    て上記第４の信号生成手段に供給されるようにされた、
    プッシュ・プル形式で動作する出力段を有する電源装置
    。
  2. （２）入力供給電圧の源と、 上記源と負荷とに結合されていて、上記源から上記負荷
    へ電力を伝送するインダクタンスと、上記源と上記イン
    ダクタンスとにプッシュ・プル構成で結合された第１及
    び第２のＭＯＳ電力トランジスタ・スイッチと、 上記第１及び第２のＭＯＳ電力トランジスタ・スイッチ
    の各ゲート電極に結合されて、その２つのスイッチをプ
    ッシュ・プル形式で動作する第１及び第２のスイッチン
    グ信号の源と、 上記第１のＭＯＳ電力トランジスタ・スイッチのゲート
    電極に結合された出力と上記第２のＭＯＳ電力トランジ
    スタ・スイッチのゲート電極に結合された入力とを有し
    、上記第２のスイッチング信号が上記第２のＭＯＳ電力
    トランジスタ・スイッチのソース・ドレイン導通を減少
    させる時に生成される上記第２のＭＯＳ電力トランジス
    タ・スイッチのゲート電極と主電流導通電極との間の電
    圧差に応答して、プッシュ・プル動作期間に上記２つの
    ＭＯＳ電力トランジスタ・スイッチのどの様な同時導通
    も回避する期間の間、上記第１のＭＯＳ電力トランジス
    タ・スイッチを非導通に維持するスイッチング手段と、 を備えた、電源装置。
JP63065582A 1987-03-17 1988-03-17 電源装置 Pending JPS63253868A (ja)

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GB8706275 1987-03-17
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US (1) US4829415A (ja)
EP (1) EP0283254B1 (ja)
JP (1) JPS63253868A (ja)
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DE (1) DE3882754T2 (ja)
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