JPH06327243A - パワーコンバータ - Google Patents

パワーコンバータ

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JPH06327243A
JPH06327243A JP6113420A JP11342094A JPH06327243A JP H06327243 A JPH06327243 A JP H06327243A JP 6113420 A JP6113420 A JP 6113420A JP 11342094 A JP11342094 A JP 11342094A JP H06327243 A JPH06327243 A JP H06327243A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 パワーコンバータのＭＯＳＦＥＴ整流デバイ
スがスイッチング期間全体で導通するようにして効率を
改善する。 【構成】 パワーコンバータは、ＤＣ電圧を受ける入力
と、一次巻線および二次巻線を有するパワー変成器１０
２と、入力を一次巻線に周期的に接続するパワースイッ
チ１０１と、電圧を加えるべき負荷に接続される出力３
５１と、パワーコンバータの周期のある指定間隔の間二
次巻線の両端の電圧を制限するクランプ手段３２２、３
２１と、二次巻線を出力に接続する整流回路と、指定間
隔の間のクランプ手段の動作中に二次巻線から出力へ導
通するように接続された同期整流デバイス１０５と、指
定間隔以外の間隔の間二次巻線を出力へ導通するように
接続された低順電圧降下バイポーラダイオード３２３と
からなる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング型パワー
コンバータに関し、特に、クランプモード構造を有する
フォワードコンバータおよびフライバックコンバータに
関する。
【０００２】
【従来の技術】自己同期整流器とは、パワー変成器の出
力の整流を行うために、その変成器の巻線の電圧によっ
て駆動される制御端子を有するＭＯＳＦＥＴ整流デバイ
スを使用した整流器をいう。しかし、バック式コンバー
タ（すなわち、フォワード型およびフライバック型の構
造を含むバック型、バックブースト型、ブースト型コン
バータ）におけるそのような整流器が非効率的であるこ
と、および、フォワードコンバータの変成器リセット電
圧が変動してしまうことにより、同期整流器の使用は制
限されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】リセット電圧のこの変
動可能性は、ＭＯＳＦＥＴ整流器の導通時間を制限し、
整流器の効果および効率を低下させる。これは、整流デ
バイスがスイッチング期間全体では導通せず、整流器の
ゲート駆動エネルギーが散逸してしまうためである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の同期整流器をク
ランプモードのバック式パワーコンバータと組み合わせ
ることにより上記の課題は解決される。
【０００５】
【実施例】図１に示したコンバータでは、孤立したパワ
ー変成器を有する従来技術のフォワード構成が、自己同
期整流器と組み合わされている。このような整流器で
は、制御されるデバイスはパワー変成器の出力巻線によ
って駆動される制御端子とともに使用される。
【０００６】入力におけるのＤＣ電圧入力Ｖin１００
は、 ＭＯＳＦＥＴパワースイッチ１０１によって、パ
ワー変成器の一次巻線１１０と接続されている。二次巻
線１０２は、出力フィルタインダクタ１０４ならびにＭ
ＯＳＦＥＴ整流デバイス１０５および１０６を含む同期
整流器を通して出力リード１０３に接続されている。各
整流デバイスはそれぞれダイオード１０８および１０７
を含む。
【０００７】パワースイッチ１０１が導通の場合、入力
電圧が一次巻線１１０の両端にかかる。二次巻線１０２
の極性は、一次側電圧に応答して、電流が、インダクタ
１０４を通り、出力リード１０３に接続された負荷を通
り、ＭＯＳＦＥＴ整流器１６を通って二次巻線１０２に
戻るようになっている。パワースイッチ１０１が非導通
の場合、インダクタ１０４の電流の連続性は、ＭＯＳＦ
ＥＴ１０５の導通によって与えられる電流パスによって
維持される。出力フィルタキャパシタ１１１は、コンバ
ータの出力をシャントする。
【０００８】ＭＯＳＦＥＴ整流器の導通は、二次巻線１
０２の両端に現れる電圧によって与えられるゲート駆動
信号によって制御される。この電圧を図２の電圧波形２
０１に図示する。パワースイッチ１０１の導通間隔Ｔ1
の間は、二次巻線電圧Ｖns1はＭＯＳＦＥＴ１０６のゲ
ートを充電し、全間隔Ｔ1の間このゲートを導通状態に
バイアスする。ＭＯＳＦＥＴ１０５は間隔Ｔ1の間非導
通状態にバイアスされる。導通しているＭＯＳＦＥＴ整
流デバイス１０６は、間隔Ｔ1の間、出力へエネルギー
を伝達する電流パスを提供する。ＭＯＳＦＥＴ整流器１
０６のゲートは、入力電圧Ｖinに応答して充電される。
この電圧によるすべてのゲート駆動エネルギーは散逸す
る。
【０００９】パワーＭＯＳＦＥＴスイッチ１０１がオフ
になると、二次巻線１０２の両端の電圧Ｖns1は、時間
間隔Ｔ2が始まると同時に極性を反転する。この電圧反
転は、変成器磁化インダクタンスのリセットを開始し、
共鳴してＭＯＳＦＥＴ整流器１０６のゲートを放電し、
ＭＯＳＦＥＴ整流器１０４のゲートの充電を開始する。
図２の電圧波形に示されるように、二次巻線１０２の両
端の電圧は一定値ではなく、可変電圧であって、その後
の時間間隔Ｔ3では０になる。これは、パワースイッチ
１０１の次の導通間隔の前に起こる。この電圧は、実際
には時間間隔Ｔ2の一部のみで整流器１０５を導通状態
に駆動するように作用する。この部分は、図２の波形２
０１の斜線領域２０２で示されている。これは、整流器
１０５の低損失整流器デバイスとしての性能を大きく減
退させる。このことは、整流器１０５のダイオード１０
８が大きな順電圧降下を有するため効率的に負荷電流を
伝送することができないということによってさらに悪化
する。
【００１０】同期整流器の効率の損失は、パワーコンバ
ータの全体の効率を制限し、達成可能なパワー密度に悪
影響を与える。同期整流器１０５は全スイッチング期間
にわたって連続的に導通しないため、従来は、負荷電流
を伝送することができる整流器ダイオード（例えば、整
流器１０５にシャント接続されるもの）がＭＯＳＦＥＴ
整流器１０５の他に必要とされている。この非効率は、
ＭＯＳＦＥＴ整流器１０６に付随するゲート駆動エネル
ギー散逸によってさらに悪化する。このゲート駆動損失
は、高いスイッチング周波数（例えば、３００ｋＨｚ以
上）では、ＭＯＳＦＥＴ整流器１０６の導通損失を超え
ることもある。
【００１１】同期整流によるフォワードコンバータの効
率は、本発明によれば、クランプ回路配置を使用してリ
セット電圧を制限し、整流回路に低い順電圧降下ダイオ
ードを使用することによって、大きく改善される。この
ような配置を図３の概略図に示す。このフォワードパワ
ーコンバータでは、パワーＭＯＳＦＥＴデバイス１０１
はクランプキャパシタ３２１とＭＯＳＦＥＴスイッチデ
バイス３２２の直列接続によってシャントされる。パワ
ースイッチ１０１およびＭＯＳＦＥＴデバイス３２２の
導通間隔は相互に排他的である。パワースイッチ１０１
のデューティサイクルはＤであり、ＭＯＳＦＥＴデバイ
ス３２２のデューティサイクルは１−Ｄである。キャパ
シタ３２１の電圧慣性によって、ＭＯＳＦＥＴパワース
イッチ１０１の非導通間隔中に磁化インダクタンスの両
端に現れるリセット電圧の振幅が制限される。
【００１２】同期整流器のダイオード３２３は、図３に
示されているように、図１のＭＯＳＦＥＴデバイス１０
６を置き換えている。ゲート駆動エネルギーの散逸によ
って、図１のＭＯＳＦＥＴ整流器１０６の全寄与は制限
される。クランプ回路のクランプ作用によって、二次巻
線１０２の両端の、期間Ｔ2における電圧波形４０１に
示されるように、一定の電圧レベル４０２が生じる。Ｍ
ＯＳＦＥＴ整流器１０５のゲート駆動にかかるこの定電
圧は、Ｔ2のリセット間隔全体の間導通状態に駆動す
る。この配置では、ＭＯＳＦＥＴ１０５をシャントする
ダイオードは不要である。クランプモードコンバータの
利点は、ダイオード３２３にかかるピーク逆電圧が、図
１で同じ位置にあるＭＯＳＦＥＴデバイスにかかる電圧
よりもずっと低いことである。従って、ダイオード３２
３は、非常に効率の良い定電圧ダイオードとなり、通常
は整流目的には適さないと考えられる低電圧ダイオード
によって実装することも可能となる。
【００１３】クランプモードフォワードコンバータの動
作時には、ＭＯＳＦＥＴパワースイッチをオンにする直
前にＭＯＳＦＥＴスイッチ３２２はオフになる。ＭＯＳ
ＦＥＴスイッチングデバイス１０１および３２２の寄生
キャパシタンスに蓄積されるエネルギーは、パワー変成
器の漏洩インダクタンスに転換され、このキャパシタン
スをゼロ電圧へと放電する。図４に示した時間間隔Ｔ3
の間に、一次巻線の両端の電圧はこの漏洩インダクタン
スによって支持される。二次巻線１０２の両端の電圧
は、図４に示されているように、０へと降下する。二次
巻線がこのゼロ電圧レベルになると、出力インダクタは
共鳴してＭＯＳＦＥＴ整流デバイス１０５のゲートキャ
パシタンスを放電し、最終的に、バイポーラダイオード
３２３を順バイアスする。遅延時間Ｔ３は一定の設計パ
ラメータであり、パワースイッチ１０１および３２２を
制御する因子である。これらのパワースイッチは、ソフ
トな波形に適応するようにスイッチすることが可能であ
る。図３のこの同期整流回路は、図１の回路の配置に欠
けていた所望の効率を備えている。
【００１４】パワースイッチングデバイス１０１および
３２２の導通の制御は、出力端子電圧を検知するように
コンバータの出力端子１０３にリード３５１によって接
続された制御回路３５０によってなされる。制御回路３
５０は、リード３５３および３５４によってパワースイ
ッチ１０１および３２２の駆動端子に接続される。駆動
信号は、出力端子における出力電圧を調整するように制
御される。所望の調整を実現するための、制御回路の詳
細な設計は、当業者に周知であるのでここでは説明しな
い。この制御回路３５０は、図５、図６、図７、および
図８のコンバータへの応用に適したものである。
【００１５】図３の回路の変形例を図５の回路概略図に
示す。図５のコンバータは、２つのゲート同期整流デバ
イス１０５および１０６を有するクランプモードフォワ
ードコンバータである。この同期整流器の実施例では、
同期される整流デバイス１０６は、低い動作周波数でコ
ンバータの効率に悪影響を与えずに使用可能である。
【００１６】図６の回路は、１個のバイポーラ整流ダイ
オードを使用するという点で図３の回路と類似の整流器
を有するクランプモードフォワードコンバータである。
二次巻線は分岐し、２つの二次巻線セグメント６０３お
よび６０２を形成している。
【００１７】図７のコンバータは、フライバックモード
で動作する。このフライバック動作に適応するために、
バイポーラ整流デバイスと同期整流デバイスは図３の接
続とは逆の接続になっている。
【００１８】ある応用例では、二次巻線から直接ゲート
駆動信号を加えることにより、ゲートの定格を越える電
圧スパイクが生じることがある。小信号ＭＯＳＦＥＴデ
バイス８１３が、ゲート駆動をＭＯＳＦＥＴ整流デバイ
ス１０５に結合するように接続される。このデバイス
は、制御駆動リード８１５によって制御されて、整流器
１０５のゲートにかかるピーク電圧を制限することが可
能である。この場合、ＭＯＳＦＥＴ同期整流器は、ＭＯ
ＳＦＥＴデバイス８１３のダイオードを通じて放電され
る。
【００１９】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、パ
ワーコンバータのＭＯＳＦＥＴ整流デバイスがスイッチ
ング期間全体で導通し、その効率が改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】同期整流器を有する従来のフォワード型コンバ
ータの図である。
【図２】図１のコンバータの変成器の二次巻線の電圧波
形の図である。
【図３】本発明の原理を実現する同期整流器を有するク
ランプモードフォワードコンバータの図である。
【図４】図３のコンバータの変成器の二次巻線の電圧波
形の図である。
【図５】本発明の原理を実現する同期整流器を有する、
もう１つの型のクランプモードフォワードコンバータの
図である。
【図６】本発明の原理を実現する同期整流器と中央タッ
プ二次巻線とを有する、もう１つの型のクランプモード
フォワードコンバータの図である。
【図７】本発明の原理を実現する同期整流器を有する、
クランプモードフライバックコンバータの図である。
【図８】本発明の原理を実現する同期整流器と中央タッ
プ二次巻線とを有する、もう１つの型のクランプモード
フォワードコンバータの図である。
【符号の説明】
１００ ＤＣ電圧入力 １０１ ＭＯＳＦＥＴパワースイッチ １０２ 二次巻線 １０３ 出力リード １０４ 出力フィルタインダクタ １０５ ＭＯＳＦＥＴ整流デバイス １０６ ＭＯＳＦＥＴ整流デバイス １０７ ダイオード １０８ ダイオード １１０ 一次巻線 ２０１ 電圧波形 ３２１ クランプキャパシタ ３２２ ＭＯＳＦＥＴスイッチデバイス ３２３ バイポーラダイオード ３５０ 制御回路 ６０２ 二次巻線セグメント ６０３ 二次巻線セグメント ８１３ ＭＯＳＦＥＴデバイス

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＤＣ電圧を受ける入力と、 一次巻線および二次巻線を有するパワー変成器（１０
    ２）と、 前記入力を前記一次巻線に周期的に接続するパワースイ
    ッチ（１０１）と、 電圧を加えるべき負荷に接続される出力（３５１）と、 パワーコンバータの周期のある指定された間隔の間前記
    二次巻線の両端の電圧を制限するクランプ手段（３２
    ２、３２１）と、 前記二次巻線を前記出力に接続する整流回路と、 前記指定された間隔の間の前記クランプ手段の動作中に
    前記二次巻線から前記出力へ導通するように接続された
    同期整流デバイス（１０５）と、 前記指定された間隔以外の間隔の間前記二次巻線を前記
    出力へ導通するように接続された低順電圧降下バイポー
    ラダイオード（３２３）とからなることを特徴とするパ
    ワーコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記パワーコンバータがフォワード型コ
    ンバータとして動作するように接続されていることを特
    徴とする請求項１のパワーコンバータ。
  3. 【請求項３】 前記パワーコンバータがフライバック型
    コンバータとして動作するように接続されていることを
    特徴とする請求項１のパワーコンバータ。
JP6113420A 1993-04-29 1994-05-02 パワーコンバータ Expired - Lifetime JP2758137B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US54918 1987-05-28
US054918 1993-04-29
US08/054,918 US5303138A (en) 1993-04-29 1993-04-29 Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters

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DE (2) DE69434798T2 (ja)

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