CN105281578B - 同步整流控制装置及开关电源 - Google Patents

Abstract

一种同步整流控制方法，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，该方法在绕组自驱动同步整流电路的控制基础上，增加轻载控制步骤，所述轻载控制步骤，在开关电源原边控制芯片的反馈脚COM，产生一个随输出负载变化的电平，信号传输电路对这一变化电平处理、传输到开关电源副边的驱动控制电路，驱动控制电路向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，当负载轻时，控制芯片的反馈脚COM电平低，则驱动控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，以实现空载或轻载功耗小的目的；当负载重时，控制芯片的反馈脚COM电平高，则驱动控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现满载或重载效率高的目的。

Description

同步整流控制装置及开关电源

技术领域

本发明涉及一种开关电源，特别涉及开关电源的同步整流控制方法、控制装置及基于该同步整流控制装置的开关电源。

背景技术

随着半导体器件及超大规模集成电路的快速发展，对大电流、低电压，低成本隔离开关电源的需求也随之大幅增加。正向压降只有0.3V-0.7V的肖特基二极管整流，大导通损耗成为开关电源小型化的瓶颈。为了提高低电压、大电流开关电源的效率，输出整流都采用了同步整流技术，现有技术中，普遍都是采用了三种驱动方式，变压器绕组电压自驱动型、隔离驱动型和电流驱动型

如图1所示的电路为变压器绕组自驱动型，变压器绕组自驱动型由于驱动电压是来自变压器的辅助绕组，电路简单、空间小，成本低，所以在高功率密度的模块电源应用中，绕组自驱动型被广泛的应用。但是绕组自驱动型电路由于在输出负载为空负载或轻负载的情况下，其波形如图2所示，输出电流可以过零，也就是在每个开关周期是会出现反向电流。这样就会造成开关电源的空载损耗加大或轻载效率降低。

其空载损耗变大原理为：在反激或反激类功率拓扑应用，空载或轻载情况下，变压器B值摆幅由第一象限变化到第一和第三象限，ΔB变大导致变压的磁芯损耗变大。由于有同步整流管出现了反向电流，所以增加了同步整流的关断损耗。

同理在正激或正激类的功率拓扑应用中，由于正激类的功率拓变压本来就是工作在第一和第三象限，但是其输出储能电感B值本应是只工作在第一象限的，在同步整流开关出现负向电流的时候，也同样让输出电感的B值工作到了第一和第三象限，同样增加储能电感的磁芯损耗和同步整流管的关断损耗。

因此空载损耗大和轻载效率低是绕组自驱动同步整流最大的缺点；

而采用图3所示的同步整流电路为隔离驱动型同步整流电路，其原理为采用隔离驱动变压器，从变换器的原边传输控制信号到副边，用来驱动变换器副边的同步整流整流，这种驱动电路可以克服变压器绕组自驱型的空载损耗大的缺点，但是带来的新问题是由于需要增加隔离驱动变压器及相关电路，隔离变压器由于体积比较大，成本较高，在高功率密度的模块电源中很难应用。

而采用图4所示的同步整流驱动电路为电流驱动型同步整流，其原理主要为在开关电源的副边回路里串联采样电阻或电流互感器，采集开关电源的副边电流信号，经过电压和功率放大后，用来驱动同步整流管，在空载或轻载时如果有出现电流过零的情况，由于驱动波形的电压方向就会发生变化，经过电路整理后形成有正向电流的时候有驱动波形，电流波形到零的时候，驱动电压波形也降到零，同步整流驱动就会被关断。这样就没有给输出电流过零创造条件，所以电流驱动型的同步整流电路不会出现开关电源副边电流过零，也就是不会出现同步整流绕组自驱动空载功耗变大和轻载效率变低的问题。电流驱动型同步整流根据电流采样的方法、放大的方法、控制的方法有非常多的电路形式和专利。电流型同步整流虽然克服了空载损耗大，轻载效率低的问题，但是同样不适用于高功率密度的模块电源，因为电流驱动型同步整流采用的互感器和电阻都是串联在开关电源副边的主功率回路上的，高功率密度电源的输出电流一般都是很大，在满载时会造成很大的损耗，降低了高功率模块电源的满载效率。如一个3.3V输出100W的电源在满载工作时，输出电流到30A，如果采用电阻到5mΩ会带来近5W左右的损耗，效率下降超过4％。所以采用这种驱动方案在轻载效率提升的时候降低了满载效率，得不偿失。而采用电阻或电流互感器的造成的体积变大也是高功率密度电源所不能接受的。

综上所述的三种同步整流驱动电路的优点和缺点如表一所示。

表一

高功率密度模块电源的理想同步整流为：空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高。

在隔离型开关电源中，为了实现开关电源输出电压的稳定，控制方式主要为PWM控制，又叫脉宽调整控制方式，其原理是，通过调节开关脉冲高电压时间占脉冲周期时间的比例来调节输出电压，这一比例在开关电源里定义为占空比。其具体的方式为，当输出电压升高时，负反馈电路将检测并传输这一信号给PWM控制芯片的反馈脚，反馈脚的电平发生变化，PWM控制芯片会根据这变化的电平输出对应占空比的脉冲驱动信号，让开关电源的输出电压降低，以实现稳定输出电压的目的。如果开关电源的输出电压下降时，则上述的逻辑过程则反之。

当开关电源的负载发生变化时，输出电压会发生变化，PWM控制芯片的反馈脚电平也会发生变化。

发明内容

本发明的一个目的是，提供一种能实现空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高的同步整流控制方法。

与此相应，本发明的另一个目的是，提供一种能实现空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高的同步整流控制装置。

本发明的再一个目的是，提供一种能实现空载或轻载功耗小、体积/成本小、满载效率高的开关电源。

就方法而言，本发明提供一种同步整流控制方法，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，该方法在绕组自驱动同步整流电路的控制基础上，增加轻载控制步骤，所述轻载控制步骤，包括信号传输步骤，将原边PWM控制芯片的反馈脚COM的反馈信号，通过光耦从原边传输到副边，提供给驱动控制电路；驱动控制步骤，接收由光耦传输来的原边PWM控制芯片的反馈脚COM的反馈信号，并根据反馈信号电平的高低，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，当反馈信号为低电平时，即表征开关电源的输出负载为轻载或空载时，则关闭绕组自驱动同步整流电路，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，用以实现空载损耗小的目的；当反馈信号为高电平时，即表征开关电源的输出负载为重载时，则不干涉绕组自驱动同步整流电路的工作，用以实现重载效率高的目的。

就产品而言，本发明提供一种同步整流控制装置，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，包括绕组自驱动同步整流电路，所述同步整流控制装置还包括轻载控制电路，所述轻载控制电路包括信号传输电路和驱动控制电路，所述信号传输电路，其输入连接到PWM控制芯片的反馈脚COM，输出连接到驱动控制电路输入端，用以将原边PWM控制芯片的反馈脚COM的反馈信号，通过光耦从原边传输到副边，提供给驱动控制电路，所述驱动控制电路，其输出连接到绕组自驱动同步整流电路的输入，用以接收由光耦传输来的原边PWM控制芯片的反馈脚COM的反馈信号，并根据反馈信号电平的高低，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，以在反馈信号为低电平时，即表征开关电源的输出负载为轻载或空载时，则关闭该绕组自驱动同步整流电路，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在反馈信号为高电平时，即表征开关电源的输出负载为重载时，则不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，用以实现开关电源重载效率高的目的。

优选的，所述信号传输电路，包括电阻R31、电阻R32、电阻R33、误差放大器U31、光耦U32，其具体连接关系是，电阻R31的一端连接到PWM控制芯片反馈脚COM、为信号传输电路的输入端；电阻R31的另一端连接电阻R32的一端和误差放大器U31的控制脚，电阻R32的另一端连接到开关电源的原边参考地；电阻R33的一端连接到开关电源的原边供电端VCC，电阻R33的另一端连接到光耦U32的原边阳极，光耦U32的原边阴极连接到误差放大器U31的阴极，误差放大器U31的阳极连接到开关电源的原边参考地。

优选的，所述误差放大器U31为TL431。

优选的，所述驱动控制电路，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、三极管Q41和二极管D41，其具体连接关系是，该电阻R41的一端连接到开关电源副边输出端正VO；电阻R41的另一端连接电阻R42的一端，电阻R42的另一端连接到R43的一端并连接到三极管Q41的基极；电阻R43的另一端连接到开关电源副边参考地并连接到三极管Q41的发射极，二极管D41的阴极连接到三极管Q41的集电极，二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端。

优选的，所述绕组自驱动同步整流电路，包括驱动绕组N21、电容C21和电阻R21，该驱动绕组N21的同名端连接到电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到同步整流MOS管的漏极；电容C21的另一端连接到同步整流MOS管的栅极；电阻R21的一端连接到同步整流管的栅极，另一端连接到同步整流MOS管的源极。

本发明还提供一种开关电源，包括带同步整流MOS管的功率转换电路及上述的同步整流控制装置，所述同步整流控制装置的轻载控制电路并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，即同步整流MOS管的栅极经轻载控制电路的二极管D41与三极管Q41的集电极连接，同步整流MOS管的源极与轻载控制电路的三极管Q41的发射极连接，以在信号传输电路的反馈信号为低电平时，通过轻载控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在信号传输电路的反馈信号为高电平时，轻载控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作。

本发明的同步整流控制方法具有以下优点。

1、电路简单、体积小。

2、空载功耗小。

3、满载效率高。

附图说明

图1为现有技术的绕组自驱动同步整流电路的原理图；

图2为现有技术的电流型同步整流电路的驱动电压和电流波形图；

图3为现有技术的隔离驱动型同步整流电路的原理图；

图4为现有技术的电流型同步整流电路的原理图；

图5为本发明同步整流驱动控制电路的原理图；

图6为本发明实施案例一的同步整流控制装置的电路原理图；

图7为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在反激拓扑的开关电源中的电路原理图；

图8为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在推挽拓扑开关电源中的电路原理图。

附图标记说明：

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的两种具体实施方式进行详细说明之前，先对本发明构思结合附图加以说明。

如图5所示，一种同步整流控制方法，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，该方法在绕组自驱动同步整流电路的控制基础上，增加轻载控制步骤，所述轻载控制步骤，在开关电源原边控制芯片的反馈脚COM，产生一个随输出负载变化的电平，信号传输电路对这一变化电平处理、传输到开关电源副边的驱动控制电路，驱动控制电路向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，当负载轻时，控制芯片的反馈脚COM电平低，则驱动控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，以实现空载或轻载功耗小的目的；当负载重时，控制芯片的反馈脚COM电平高，则驱动控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现满载或重载效率高的目的。

同时，在开关电源原边的PWM控制芯片反馈脚端电平，随开关电源输出负载电流的大小发生变化时，利用此变化信号所产生的一控制逻辑，并将控制逻辑从开关电源的原边传输到副边，用于控制同步整流的工作状态。

据此思路，本发明提供一种同步整流控制装置，用于功率转换电路1，包括绕组自驱动同步整流电路2和轻载控制电路，该轻载控制电路包括信号传输电路3和驱动控制电路4，所述信号传输电路3的输入连接到PWM控制芯片的反馈脚COM，输出连接到驱动控制电路4的输入端，用以转换、传输随输出负载变化的COM脚的电平，提供给驱动控制电路4；所述驱动控制电路4的输出连接到绕组自驱动同步整流电路2的输入，并根据PWM控制芯片反馈脚COM的电平高低情况，向绕组自驱动同步整流电路2输出控制信号，以在电源负载为空载时，PWM控制芯片反馈脚COM电平低，关闭该绕组自驱动同步整流电路2，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，以实现空载或轻载功耗小的目的。当负载重时控制芯片的反馈脚COM电平高，驱动控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现满载或重载效率高的目的。

通常情况下，开关电源的输出在空载或轻载的时候所述PWM控制芯片的反馈脚COM的电压低，重载或满载的情况下所述PWM控制芯片的反馈脚COM电压高。

所述绕组自驱动同步整流电路2的同步整流管可以为一个或多个并联的MOS管。

所述的驱动控制电路4根据信号传输电路3输出的逻辑状态，形成一个控制信号，当开关电源的输出在空载或轻载的时候，PWM控制芯片的反馈脚COM电平低，信号传输电路3输出一个高逻辑电平给驱动控制电路4，驱动控制电路4输出一个控制信号，将绕组自驱动同步整流电路2的驱动关闭，同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，等同所述功率转换电路1的整流电路采用二极管整流，功率变换器的副边电流不会过零，所以空载或轻载损耗小。当辅助电源电路3电平高时，控制信号将不干涉绕组自驱动同步整流电路，MOS管正常导通整流工作，保持满载或重载效率高的特征。

所述的信号传输电路3采样PWM控制芯片的反馈脚COM的变化电平，其具体的方法为，通过两串联电阻分压的方法采样COM脚电压，该电压同一基准电压进行比较，低于基准电压时信号传输电路3输出一高逻辑电平。COM分压后的电压高于基准电压后时信号传输电路3输出一低逻辑。

所述的信号传输电路3将逻辑电平从原边传输到副边，传输路径采用光耦实现。

所述的信号传输电路3的比较器IC为TL431。

上述的功率转换电路1可以是各种隔离拓扑，如反激、正激、推挽、半桥、全桥等及其变换的拓扑。

驱动控制电路4关闭绕组自驱动同步整流电路2的方法是，采用一个可控开关并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，当辅助电源电路3的电压为低电平的时候开关导通，同步整流MOS管栅极和源极之间的电平一直被拉低到低电平状态，同步整流MOS无驱动，则一直处于关断状态。

上述的开关可以是三极管、MOS管、光耦、可控硅等可控晶体开关。

绕组自驱动同步整流电路2的串联驱动电容，是一个电容容值不易过大的电容，主要是为了限制上述开关的导通电流，防止开关件被过电流损坏。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

实施例一

图6示出了本发明实施例一的同步整流驱动控制电路，一种同步整流控制电路，包括绕组自驱动同步整流电路2、信号传输电路3和驱动控制电路4。

其中，驱动控制电路4接收信号传输电路3的控制逻辑电平。

在开关电源原边控制芯片的反馈脚COM，产生一个随输出负载变化电平，信号传输电路对这一变化电平处理、传输到开关电源副边的驱动控制电路，驱动控制电路向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，当负载轻时控制芯片的反馈脚COM电平低，驱动控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，以使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；以实现空载或轻载功耗小的目的，当负载重时控制芯片的反馈脚COM电平高，驱动控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，以实现满载或重载效率高的目的。

绕组自驱动同步整流电路2被驱动控制电路4的控制信号关闭后，同步整流MOS管工作在体二极管整流状态，开关电源副边在轻负载或空载时工作在二极管整流状态，电流不会过零，所以空载或轻载损耗小。

优选的，功率转换电路1，为反激拓扑架构。其包括第一开关管Q11、第一变压器T1、绕组自驱动同步整流电路2、第一输出滤波电容C11，第一输入滤波电容C12。反激拓扑架构的连接关系和工作原理为现有技术，书籍和现有文献中都非常多，在此不再详细描述。

优选的，绕组自驱动同步整流电路2，为功率转换电路1的一部分，包括第一驱动绕组N21，第一驱动电容C21、第一下拉电阻R21、第一同步整流MOS管Q21。驱动绕组N21的同名端连接到第一驱动电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到第一同步整流MOS管Q21的漏极。第一驱动电容C21的另一端连接到第一同步整流MOS管Q21的栅极。第一下拉电阻R21的一端连接到第一同步整流管Q21的栅极，另一端连接到第一同步整流MOS管Q21的源极。第一同步整流MOS管Q21漏极连接到功率转换电路1的第一功率绕组N11的异名端。

优选的，信号传输电路3，包括第一采样电阻R31、第二采样电阻R32、第一限流电阻R33、第一误差放大器U31、第一光耦U32。电阻R31的一端连接到PWM控制芯片反馈脚COM、为信号传输电路的输入端。第一采样电阻R31的另一端连接到第二采样电阻R32的另一端和第一误差放大器U31的控制脚。第二采样电阻R32的另一端连接到开关电源的原边参考地。第一限流电阻R33的一端连接到开关电源的原边供电端VCC，第一限流电阻R33的另一端连接到第一光耦U32的原边阳极，第一光耦U32的原边阴极连接到第一误差放大器U31的阴极，第一误差放大器U31的阳极连接到开关电源的原边参考地。

优选的，第一误差放大器U31为TL431。

优选的，所述驱动控制电路4，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、三极管Q41和二极管D41。该电阻R41的一端连接到开关开关电源副边输出端正VO；电阻R41的另一端连接电阻R41的一端，电阻R42的另一端连接到R43的一端并连接到三极管Q41的基极；电阻R43的另一端连接到开关电源副边参考地并连接到三极管Q41的发射极，二极管D41的阴极连接到三极管Q41的集电极，二极管的阳极连接到二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路的输入端控制点G1。

优选的，所述绕组自驱动同步整流电路2，包括驱动绕组N21、电容C21和电阻R21，该驱动绕组N21的同名端连接到电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到同步整流MOS管的漏极；电容C21的另一端连接到同步整流MOS管的栅极；电阻R21的一端连接到同步整流管的栅极，另一端连接到同步整流MOS管的源极。

优选的，驱动控制电路4，包括第一采样电阻R41、第二采样电阻R42、第三采样电阻R43、第一开关三极管Q41和第一二极管D41。

优选的，第一采样电阻R41的一端连接到开关的输出端VO，第一采样电阻R41的另一端连接到第二采样电阻R42的一端，并连接到第一光耦U32副边的集电极。第二采样电阻的一端接第三采样电阻的一端，并连接到第一三极管Q41的基极。第三采样电阻的另一端接开关电源副边参考地。第一三极管Q41的发射极也连接到开关电源副边的参考地。第一三极管Q41的集电极连接到第一二极管D41的阴极。第一二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端，用以连接到所述绕组自驱动同步整流电路2的输入端控制点G1。

如图7所示，为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在反激拓扑开关电源中的电路原理图，一种开关电源，包括带同步整流MOS管的功率转换电路1及同步整流控制装置，其中，同步整流控制装置包括轻载控制电路，轻载控制电路包括信号传输电路3和驱动控制电路4，同步整流控制装置的轻载控制电路并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，即同步整流MOS管的栅极经轻载控制电路的二极管D41与三极管Q41的集电极连接，同步整流MOS管的源极与轻载控制电路的三极管Q41的发射极连接，以在信号传输电路的反馈信号为低电平时，通过轻载控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在信号传输电路的反馈信号为高电平时，轻载控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作。

如图8所示，为本发明实施案例一的同步整流控制装置应用在推挽拓扑开关电源中的电路原理图，与图7所示的单路输出的同步整流控制装置的不同之处在于，适用电路拓扑不同，输出控制的同步整流MOS管的数量也不同。图7所示的同步整流控制装置应用于反激拓扑，其输出用于控制单个同步整流MOS管。图8所示的同步整流控制装置应用于推挽拓扑，其输出用于控制两个同步整流MOS管，即同步整流控制装置经由二极管D41、D42分别控制同步整流MOS管Q21、Q22的栅极端，此部分的具体连接关系是三极管Q41的集电极分别与二极管D41、D42的阴极连接，二极管D41、D42的阳极分别连接同步整流MOS管Q21、Q22的栅极。同步整流控制装置用于控制两个同步整流MOS管的工作原理，与上述控制单个同步整流MOS管的同步整流控制装置的工作原理基本相同，在此不再赘述。在此基础上，本发明所属领域的技术人员还可以根据电路设计需要，对上述实施方式进行变化、组合。

Claims (4)

1.一种同步整流控制装置，用于对开关电源的同步整流MOS管进行同步整流控制，包括绕组自驱动同步整流电路，其特征在于：所述同步整流控制装置还包括轻载控制电路，所述轻载控制电路包括信号传输电路和驱动控制电路，

所述信号传输电路，其输入连接到原边PWM控制芯片的反馈脚COM，输出连接到驱动控制电路输入端，用以将原边PWM控制芯片的反馈脚COM的反馈信号，通过光耦从原边传输到副边，提供给驱动控制电路，

所述驱动控制电路，其输出连接到绕组自驱动同步整流电路的输入，用以接收由光耦传输来的原边PWM控制芯片的反馈脚COM的反馈信号，并根据反馈信号电平的高低，向绕组自驱动同步整流电路输出控制信号，以在反馈信号为低电平时，即表征开关电源的输出负载为轻载或空载时，则关闭该绕组自驱动同步整流电路，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在反馈信号为高电平时，即表征开关电源的输出负载为重载时，则不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作，用以实现开关电源重载效率高的目的；

所述信号传输电路，包括电阻R31、电阻R32、电阻R33、误差放大器U31、光耦U32，其具体连接关系是，电阻R31的一端连接到原边PWM控制芯片的反馈脚COM、为信号传输电路的输入端；电阻R31的另一端连接电阻R32的一端和误差放大器U31的控制脚，电阻R32的另一端连接到开关电源的原边参考地；电阻R33的一端连接到开关电源的原边供电端VCC，电阻R33的另一端连接到光耦U32的原边阳极，光耦U32的原边阴极连接到误差放大器U31的阴极，误差放大器U31的阳极连接到开关电源的原边参考地；

所述驱动控制电路，包括电阻R41、电阻R42、电阻R43、三极管Q41和二极管D41，其具体连接关系是，该电阻R41的一端连接到开关电源副边输出端正VO；电阻R41的另一端连接电阻R42的一端，电阻R42的另一端连接到R43的一端并连接到三极管Q41的基极；电阻R43的另一端连接到开关电源副边参考地并连接到三极管Q41的发射极，二极管D41的阴极连接到三极管Q41的集电极，二极管D41的阳极引出作为轻载控制电路的输出端。

2.根据权利要求1所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述误差放大器U31为TL431。

3.根据权利要求1或2所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述绕组自驱动同步整流电路，包括驱动绕组N21、电容C21和电阻R21，该驱动绕组N21的同名端连接到电容C21的一端，驱动绕组N21的异名端连接到同步整流MOS管的漏极；电容C21的另一端连接到同步整流MOS管的栅极；电阻R21的一端连接到同步整流MOS管的栅极，另一端连接到同步整流MOS管的源极。

4.一种开关电源，包括带同步整流MOS管的功率转换电路及权利要求1至3中任一项所述的同步整流控制装置，其特征在于：所述同步整流控制装置的轻载控制电路并联在同步整流MOS管的栅极和源极之间，即同步整流MOS管的栅极经轻载控制电路的二极管D41与三极管Q41的集电极连接，同步整流MOS管的源极与轻载控制电路的三极管Q41的发射极连接，以在信号传输电路的反馈信号为低电平时，通过轻载控制电路关闭该绕组自驱动同步整流电路，使同步整流MOS管工作在体二极管整流状态；在信号传输电路的反馈信号为高电平时，轻载控制电路不干涉该绕组自驱动同步整流电路的工作。