JPS632416A - 局部発振装置 - Google Patents
局部発振装置Info
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- JPS632416A JPS632416A JP61145291A JP14529186A JPS632416A JP S632416 A JPS632416 A JP S632416A JP 61145291 A JP61145291 A JP 61145291A JP 14529186 A JP14529186 A JP 14529186A JP S632416 A JPS632416 A JP S632416A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 3
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1805—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a coaxial resonator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/08—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、ダブルスーパ方式のチューナーや、ＣＡ Ｔ
Ｖ用のコンバータの固定ローカルオシレータとして用
いられる局部発振装置に関するものである。
Ｖ用のコンバータの固定ローカルオシレータとして用
いられる局部発振装置に関するものである。
従来の技術
近年、自動車電話等、移動通信に８００〜１００１００
Ｏ帯を利用したシステムが多く使われ始めており、その
通信機器のローカルオシレータとして、又、最近のテレ
ビのＣＡＴＶ化に伴ない、多チヤンネル受信に適するダ
ブルス−パー方式のチューナの固定ローカルオシレータ
として、誘電体セラミックを用いた同軸共振器を利用す
ることが考えられる。
Ｏ帯を利用したシステムが多く使われ始めており、その
通信機器のローカルオシレータとして、又、最近のテレ
ビのＣＡＴＶ化に伴ない、多チヤンネル受信に適するダ
ブルス−パー方式のチューナの固定ローカルオシレータ
として、誘電体セラミックを用いた同軸共振器を利用す
ることが考えられる。
従来の技術としては、例えば「ナショナルテクニカルレ
ポートｖｏｊ３３１ 、Ｎｏ２ 、ＡＰＲＩ ｐｌ ９
８５Ｊに記載されたものがある。
ポートｖｏｊ３３１ 、Ｎｏ２ 、ＡＰＲＩ ｐｌ ９
８５Ｊに記載されたものがある。
以下、図面を参照しながら、上述した従来例の局部発振
装置について説明を行なう。
装置について説明を行なう。
第４図において１はＡＦＣ回路の一部分、２〜１０のト
ランジスタ、及び１１〜１７の抵抗は、ＡＦＣの出力回
路を電流ミラー型で構成したもの、１８は人ＦＣ出力抵
抗、１９．２２は、可変容量ダイオードに電圧を加える
抵抗、２０．２１はＡＦＣのセンター電圧を与える抵抗
、２１は発振周波数を調整する可変抵抗器、２３は可変
容量ダイオード、２４は直流阻止用の容量、２５．２６
は結合容量、２７は誘電体共振器、２８は発振回路であ
る。
ランジスタ、及び１１〜１７の抵抗は、ＡＦＣの出力回
路を電流ミラー型で構成したもの、１８は人ＦＣ出力抵
抗、１９．２２は、可変容量ダイオードに電圧を加える
抵抗、２０．２１はＡＦＣのセンター電圧を与える抵抗
、２１は発振周波数を調整する可変抵抗器、２３は可変
容量ダイオード、２４は直流阻止用の容量、２５．２６
は結合容量、２７は誘電体共振器、２８は発振回路であ
る。
以上のような構成において、まず、第２図は本発振装置
に関係するシステムのブロック図である。
に関係するシステムのブロック図である。
第２図において、４１は混合器、４２は中間周波増幅器
、４３はＡＦＣ回路、４４は局部発振装置である。まず
混合器４１は、入力信号と局部発振装置４４からの出力
により混合し、その差の周波数の中間周波信号を出力し
、中間周波増幅器４２により増電する。中間周波増幅器
４２の一部から取出された中間周波信号はＡＦＣ回路４
３に入力され、本来の中間周波数からのずれを検出し、
その検出電圧を局部発振装置４４に与えるものである０ 次にＡＦＣ回路の動作について第３図を用いて説明する
。第３図において、■はＡＦＣ特性を示す特性、■は制
御される電圧を示す。例えば発振周波数のずれによって
中間周波信号が１１のように高い方にずれると、人ＦＧ
動作によって１２の周波数に引込むことになる。従って
、■の電圧特性は、電圧を上げると中間周波数を上げる
方向の傾きでなければならない。従って局部発振周波数
が、第２図の混合器４１に入力される信号周波数より中
間周波数分だけ低く設定される場合には、局部発振周波
数の変化は、ＡＦＣの制御電圧が上がると周波数が下が
るように構成されねばならない。
、４３はＡＦＣ回路、４４は局部発振装置である。まず
混合器４１は、入力信号と局部発振装置４４からの出力
により混合し、その差の周波数の中間周波信号を出力し
、中間周波増幅器４２により増電する。中間周波増幅器
４２の一部から取出された中間周波信号はＡＦＣ回路４
３に入力され、本来の中間周波数からのずれを検出し、
その検出電圧を局部発振装置４４に与えるものである０ 次にＡＦＣ回路の動作について第３図を用いて説明する
。第３図において、■はＡＦＣ特性を示す特性、■は制
御される電圧を示す。例えば発振周波数のずれによって
中間周波信号が１１のように高い方にずれると、人ＦＧ
動作によって１２の周波数に引込むことになる。従って
、■の電圧特性は、電圧を上げると中間周波数を上げる
方向の傾きでなければならない。従って局部発振周波数
が、第２図の混合器４１に入力される信号周波数より中
間周波数分だけ低く設定される場合には、局部発振周波
数の変化は、ＡＦＣの制御電圧が上がると周波数が下が
るように構成されねばならない。
以上のような点を考ｌし、第４図の従来例について説明
する。第４図において、１は人ｙｃ検波回路の一部を示
しており、Ａ、Ｈには逆位相のスイッチング用のキャリ
ヤ信号が又、Ｃ，Ｄには９０ 移相されたキャリヤ信号
が入力され、ダブルバランス型差動アンプにより、人Ｆ
Ｇ検波回路を構成するものである。又、その出力回路は
２〜１ｏのトランジスタ、及び１１〜１７の抵抗により
電流ミラー回路を構成しており、その人ＦＣ出力である
Ｅ点のＩ）Ｃ電位は外部で設定することができる。即ち
、ミラー回路によりトランジスタ２のコレクタ電流工、
はトランジスタ７のコレクタ電流工、に等しく、さらに
トランジスタ９のコレクタ電流工、に等しい。−方、ト
ランジスタ４のコレクタ電流工、はトランジスタ６のコ
レクタ電流工、に等しい。従って差動アンプ１が完全に
バランスしているとＩ、 ： Ｉ、となるのでＩ３：Ｉ
。
する。第４図において、１は人ｙｃ検波回路の一部を示
しており、Ａ、Ｈには逆位相のスイッチング用のキャリ
ヤ信号が又、Ｃ，Ｄには９０ 移相されたキャリヤ信号
が入力され、ダブルバランス型差動アンプにより、人Ｆ
Ｇ検波回路を構成するものである。又、その出力回路は
２〜１ｏのトランジスタ、及び１１〜１７の抵抗により
電流ミラー回路を構成しており、その人ＦＣ出力である
Ｅ点のＩ）Ｃ電位は外部で設定することができる。即ち
、ミラー回路によりトランジスタ２のコレクタ電流工、
はトランジスタ７のコレクタ電流工、に等しく、さらに
トランジスタ９のコレクタ電流工、に等しい。−方、ト
ランジスタ４のコレクタ電流工、はトランジスタ６のコ
レクタ電流工、に等しい。従って差動アンプ１が完全に
バランスしているとＩ、 ： Ｉ、となるのでＩ３：Ｉ
。
となり、Ｅ点から外部回路を接続しても、外部との電流
のやりとりがなくなる。従ってＥ点のＤＣ電位、即ちＡ
ＦＣのセンター電圧を自由に設定できることになる。
のやりとりがなくなる。従ってＥ点のＤＣ電位、即ちＡ
ＦＣのセンター電圧を自由に設定できることになる。
一方、２７は誘電体を用いた同軸共振器であり、中心導
体部分から結合容量２６を通じてトランジスタ２８を含
む発振回路に接続している。さらに結合容量２５を通じ
て、ＡＦＣ制御及び発振周波数を調整する回路に接続さ
れる。人ｙｃの接続点Ｅには、抵抗２０．２１の分割に
より、ＡＦＣのセンター電圧を設定すると同時に抵抗２
１を可変することによシ、所望の発振周波数に調整する
ことができるものであり、抵抗１９を通じて可変容量ダ
イオード２３のアノードに接続される。又、カソード側
は容量２４により交流的に接地し、抵抗２２により Ｖ
ｃｃに接続されている。同軸共振器２７は、等測的には
ＬＣの並列共振と考えられ、従って可変容量ダイオード
２３による並列容量が増大すれば、発振周波数は低い方
に変化する。従って第４図のような接続にすれば、前述
の如くＡＦＣ電圧が上がれば、可変容量ダイオード２３
の容量が増大し、発振周波数が下がシ、従って中間周波
数は高くなり、第３図■のような変化が得られる。
体部分から結合容量２６を通じてトランジスタ２８を含
む発振回路に接続している。さらに結合容量２５を通じ
て、ＡＦＣ制御及び発振周波数を調整する回路に接続さ
れる。人ｙｃの接続点Ｅには、抵抗２０．２１の分割に
より、ＡＦＣのセンター電圧を設定すると同時に抵抗２
１を可変することによシ、所望の発振周波数に調整する
ことができるものであり、抵抗１９を通じて可変容量ダ
イオード２３のアノードに接続される。又、カソード側
は容量２４により交流的に接地し、抵抗２２により Ｖ
ｃｃに接続されている。同軸共振器２７は、等測的には
ＬＣの並列共振と考えられ、従って可変容量ダイオード
２３による並列容量が増大すれば、発振周波数は低い方
に変化する。従って第４図のような接続にすれば、前述
の如くＡＦＣ電圧が上がれば、可変容量ダイオード２３
の容量が増大し、発振周波数が下がシ、従って中間周波
数は高くなり、第３図■のような変化が得られる。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、上記のような構成では、電源電圧変動の
影響を受けるという欠点を有していた。
影響を受けるという欠点を有していた。
すなわち、抵抗２０．２１の値をそれぞれＲ２０。
Ｒ２１、可変容量ダイオード２３のアノード側の電位、
カソード側の電位をそれぞれＶム、７区とすれば、 ｖ、＝Ｒ２１・ｖＣｃ／（Ｒ２ｏ十Ｒ２１）・・・・・
・（３）Ｖ工＝Ｖ、。 ・・・・・・・
・・・・・（４）となり、可変容量ダイオード２３の両
端にかかる電位差ｖａｎは ＶＣＤ ” ｖＫｖム ＝ Ｒ２０” ＣＧ ／ （Ｒ２ｏ＋ Ｒ２１） −（
１となる。
カソード側の電位をそれぞれＶム、７区とすれば、 ｖ、＝Ｒ２１・ｖＣｃ／（Ｒ２ｏ十Ｒ２１）・・・・・
・（３）Ｖ工＝Ｖ、。 ・・・・・・・
・・・・・（４）となり、可変容量ダイオード２３の両
端にかかる電位差ｖａｎは ＶＣＤ ” ｖＫｖム ＝ Ｒ２０” ＣＧ ／ （Ｒ２ｏ＋ Ｒ２１） −（
１となる。
上記式（６）は電源電圧ＶＣａを含んでいることより、
可変容量ダイオード２３の容量が電源電圧の変動により
変化し、発振回路２８の発振周波数も電源電圧変動の影
響をうけるため問題が大であった。
可変容量ダイオード２３の容量が電源電圧の変動により
変化し、発振回路２８の発振周波数も電源電圧変動の影
響をうけるため問題が大であった。
本発明は上記問題点に鑑み、電源電圧の変動の影響をう
けない、安定な局部発振装置を提供するものである。
けない、安定な局部発振装置を提供するものである。
問題点を解決するだめの手段
この目的を達成するために、本発明の局部発振装置は、
電源電圧と電源電圧から定電圧ダイオード等を用いて一
定電位だけ降下した電圧との電位差を抵抗分割比によっ
て人ＦＧのセンター電位を設定するように構成されてい
る。
電源電圧と電源電圧から定電圧ダイオード等を用いて一
定電位だけ降下した電圧との電位差を抵抗分割比によっ
て人ＦＧのセンター電位を設定するように構成されてい
る。
作用
この構成によって、電源電圧の変動が生じてもムｙｃの
センター電位も同じ電位変動分だけ変化することになり
、可変容量ダイオードの両端にかかる電位差は電源電圧
とＡＦＣのセンター電位との差で決まることより、−定
の電位差となる。従って、可変容量ダイオードの容量も
電源電圧の変動に対して一定となり、発振周波数も電源
電圧変動の影響を受けなくなる。
センター電位も同じ電位変動分だけ変化することになり
、可変容量ダイオードの両端にかかる電位差は電源電圧
とＡＦＣのセンター電位との差で決まることより、−定
の電位差となる。従って、可変容量ダイオードの容量も
電源電圧の変動に対して一定となり、発振周波数も電源
電圧変動の影響を受けなくなる。
実施例
以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例における局部発振装置を示す
ものである。第１図において、３１゜３２は人ＦＧのセ
ンター電位を設定するためのものでそれぞれ可変抵抗器
、抵抗、３３は定電圧ダイオード、３４は定電圧ダイオ
ードに電流を流すだめの抵抗、３５は可変容量ダイオー
ド２３のアノードに電圧を与えるための抵抗、３６は直
流分阻止用の容量である。なお、１は人ＦＣ回路の一部
、２〜１０は電流ミラー用トランジスタ、１１〜１７は
電流ミラー用抵抗、１８．２２は抵抗、２３は可変容量
ダイオード、２５．２６は結合容量、２７は誘電体発振
器、２８は発振回路であり、以上は第４図の構成と同じ
である。
ものである。第１図において、３１゜３２は人ＦＧのセ
ンター電位を設定するためのものでそれぞれ可変抵抗器
、抵抗、３３は定電圧ダイオード、３４は定電圧ダイオ
ードに電流を流すだめの抵抗、３５は可変容量ダイオー
ド２３のアノードに電圧を与えるための抵抗、３６は直
流分阻止用の容量である。なお、１は人ＦＣ回路の一部
、２〜１０は電流ミラー用トランジスタ、１１〜１７は
電流ミラー用抵抗、１８．２２は抵抗、２３は可変容量
ダイオード、２５．２６は結合容量、２７は誘電体発振
器、２８は発振回路であり、以上は第４図の構成と同じ
である。
以上のように構成された局部発振装置について説明する
が、トランジスタ２〜１０で構成される部分は従来例で
あるところの第４図と同じであるため説明を省略する。
が、トランジスタ２〜１０で構成される部分は従来例で
あるところの第４図と同じであるため説明を省略する。
２７は誘電体を用いた同軸共振器であり、中心導体部分
から結合容量２６を通じて発振回路２８に接続されてい
る。さらに、結合容量２５を介して可変容量ダイオード
２３のカソードに接続されるとともに抵抗２２を介して
電源電圧ＶＣＣに接続されており、可変容量ダイオード
２３のカソード電位が設定される。
から結合容量２６を通じて発振回路２８に接続されてい
る。さらに、結合容量２５を介して可変容量ダイオード
２３のカソードに接続されるとともに抵抗２２を介して
電源電圧ＶＣＣに接続されており、可変容量ダイオード
２３のカソード電位が設定される。
一方、ＡＦＣの接続点Ｅは抵抗３５を通じてバリキャッ
プダイオード２３のアノード側に接続され可変容量ダイ
オード２３のアノード側は結合容量３６を介して接地さ
れる。また可変抵抗器３１を介して電源電圧に接続され
るとともに、抵抗３２を通じて定電圧ダイオード３３の
アノード側に接続される。さらに定電圧ダイオード３３
のアノード側は抵抗３４にてアースへ接続され、カソー
ド側は電源電圧ＶＣＣに接続されている。
プダイオード２３のアノード側に接続され可変容量ダイ
オード２３のアノード側は結合容量３６を介して接地さ
れる。また可変抵抗器３１を介して電源電圧に接続され
るとともに、抵抗３２を通じて定電圧ダイオード３３の
アノード側に接続される。さらに定電圧ダイオード３３
のアノード側は抵抗３４にてアースへ接続され、カソー
ド側は電源電圧ＶＣＣに接続されている。
従って、ＡＦＣのセンター電位は抵抗３１゜３２の抵抗
分割比によって決定される。いま、抵抗３１．３２の抵
抗値をそれぞれＲ３１，Ｒ３２、可変容量ダイオード２
３のアノード側の電圧、カソード側の電圧をそれぞれＶ
、、 Ｖ工、定電圧ダイオード３３のカソード、アノー
ド間の電位差をｖ２とすれば、 となり、可変容量ダイオード２３の両端にががる電位差
ｖａｎは、 ｖａｎ ＝ ｖＫｖム となる。上記式（８）は電源電圧ＶＣＣを含んでいない
ため、電源電圧の変動に対して可変容量ダイオード２３
の容量は一定値となる。
分割比によって決定される。いま、抵抗３１．３２の抵
抗値をそれぞれＲ３１，Ｒ３２、可変容量ダイオード２
３のアノード側の電圧、カソード側の電圧をそれぞれＶ
、、 Ｖ工、定電圧ダイオード３３のカソード、アノー
ド間の電位差をｖ２とすれば、 となり、可変容量ダイオード２３の両端にががる電位差
ｖａｎは、 ｖａｎ ＝ ｖＫｖム となる。上記式（８）は電源電圧ＶＣＣを含んでいない
ため、電源電圧の変動に対して可変容量ダイオード２３
の容量は一定値となる。
従って、発振回路２８の発振周波数も電源電圧の変動に
対して一定となり、その影響は全く受けないこととなる
。
対して一定となり、その影響は全く受けないこととなる
。
発明の効果
以上のように、本発明によれば、抵抗分割比によって決
定されるＡＦＣセンター電位を、電源電圧を基準とした
定電圧ダイオードによる一定電位降下分と電源電圧との
抵抗分割比で設定するようにしたことにより、電源電圧
・変動による発振周波数の変動を防止することができ、
その実用的効果は極めて大なるものがある。
定されるＡＦＣセンター電位を、電源電圧を基準とした
定電圧ダイオードによる一定電位降下分と電源電圧との
抵抗分割比で設定するようにしたことにより、電源電圧
・変動による発振周波数の変動を防止することができ、
その実用的効果は極めて大なるものがある。
第１図は本発明の一実施例における局部発振装置の回路
図、第２図はその関連回路のブロック図、第３図はその
ＡＦＣ特性図、第４図は従来例の局部発振装置の回路図
である。 １・・・・・・ムＦＣ回路の一部、２〜１０・・・・・
・電流ミラー用トランジスタ、１１〜１７・・・・・・
電流ミラー用抵抗、２ｏ〜２２・・・・・・抵抗、２３
・・・・・・パリキャップダイオード、２４〜２６・・
・・・・容量、２７・・・・・・誘電体共振器、２８・
・・・・・発振回路、３１・・・・・・可変抵抗器、３
２・・・・・・抵抗、３３・・・・・定電圧ダイオード
、３４．３５・・・・・・抵抗、３６・・・・・・容量
、４１・・・・・混合器、４２・・・・・・中間周波増
惺器、４３・・・・・・ＡＦＣ回路、４４・・・・・・
局部発振装置。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 第３図
図、第２図はその関連回路のブロック図、第３図はその
ＡＦＣ特性図、第４図は従来例の局部発振装置の回路図
である。 １・・・・・・ムＦＣ回路の一部、２〜１０・・・・・
・電流ミラー用トランジスタ、１１〜１７・・・・・・
電流ミラー用抵抗、２ｏ〜２２・・・・・・抵抗、２３
・・・・・・パリキャップダイオード、２４〜２６・・
・・・・容量、２７・・・・・・誘電体共振器、２８・
・・・・・発振回路、３１・・・・・・可変抵抗器、３
２・・・・・・抵抗、３３・・・・・定電圧ダイオード
、３４．３５・・・・・・抵抗、３６・・・・・・容量
、４１・・・・・混合器、４２・・・・・・中間周波増
惺器、４３・・・・・・ＡＦＣ回路、４４・・・・・・
局部発振装置。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 第３図
Claims (3)
- （１）誘電体同軸共振器を用いた発振器と、上記誘電体
共振器の中心導体に容量を介して一端が接続され他端が
交流的に接地された可変容量ダイオードと、この可変容
量ダイオードの他端に抵抗を介して接続された周波数制
御回路（ＡＦＣ）の出力端子と、その接続点に電源電圧
から所定の電位降下分だけ低い第１基準電位を与える手
段と、上記可変容量ダイオードの一端を抵抗を介して電
源に接続する手段とを有して構成された局部発振装置。 - （２）周波数制御回路の出力回路が電流ミラー型の出力
回路であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の局部発振装置。 - （３）電源電圧と第１基準電位とによる電位差を抵抗分
割し、その分割電位により電流ミラー型の出力回路のオ
フセット電位を補正する手段を有することを特徴とする
特許請求の範囲第２項記載の局部発振装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61145291A JPH0787345B2 (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | 局部発振装置 |
| DE19873790316 DE3790316T (ja) | 1986-06-20 | 1987-06-18 | |
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