JPS6323568B2 - - Google Patents
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- JPS6323568B2 JPS6323568B2 JP54100764A JP10076479A JPS6323568B2 JP S6323568 B2 JPS6323568 B2 JP S6323568B2 JP 54100764 A JP54100764 A JP 54100764A JP 10076479 A JP10076479 A JP 10076479A JP S6323568 B2 JPS6323568 B2 JP S6323568B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 5
- 238000005468 ion implantation Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Classifications
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
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Description
本発明は定電流源回路に関し、特に電流の変化
分を吸収する余剰電流吸収手段を備えた定電流源
回路に関する。 従来、抵抗Ｒ、エミツタ面積比Ｎによつて定ま
る定電流を発生する定電流手段を具備した定電流
源回路として第１図に示す如き回路がある。 図においてPNP型トランジスタ６，７はカレ
ントミラー構成をした電流源であり、各々のコレ
クタからI6，I7なる電流を出力する。ここで、ベ
ース電流を無視した場合はI6＝I7となる。さらに
トランジスタ４，５のベース電流も無視した場合
にはI1＝I2となる。 ここでトランジスタ１，２のエミツタ面積の比
を１：Ｎとし、抵抗３の値をＲとして示すと、 VBE1＝kT／ｑlnI1／Ａ・IS＝kT／ｑlnI2／Ｎ・Ａ・IS＋
Ｒ・I2 (1) と示される。ここでI1＝I2の関係より I1＝I2＝Vt／Ｒ・lnN (2) と示すことができる。 ここでＡはトランジスタ１のエミツタ面積、ｑ
は電子一個の電荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、VtはkT／ｑ、ISは飽和電流をそれぞれ示 している。 従つて、トランジスタ８のベースをトランジス
タ１，２のベースに接続し、カレントミラー構成
にすることにより出力電流Iputとして Iput＝I1＝I2＝Vt／Ｒ・lnN (3) なる電流が得られることになる。 なお、トランジスタ８のコレクタにエミツタを
接続し、トランジスタ４のベースにベースを接続
しているトランジスタ９はトランジスタ８のコレ
クタ・エミツタ間電圧VCEを一定にするためのも
のである。 さて第(3)式に示される様に従来の回路により得
られる出力電流Iputは電源電圧に対する依存性も
なく、また電流値を決める抵抗３として大抵抗を
必要としない利点を有する。しかしながら電流源
を構成するトランジスタ６，７と、定電流を発生
する手段を構成するトランジスタ１，２が直結さ
れているため電流源の電流値が変化した場合には
電流I1，I2も変化し、従つて出力電流Iputも変化し
てしまう欠点がある。 また、従来のこの回路の起動の場合には例えば
図において点線に示す様な起動回路が必要であ
り、起動時に瞬時的にトランジスタ５のベース電
位を抵抗を通してアース電位に落とす必要があ
る。 本発明は上記欠点に鑑みなされたもので、電流
源の変化に際しても定電流を出力し、さらに起動
回路手段が不要な定電流源回路を提供することを
目的としている。 本発明の定電流源回路は電流源と、この電流源
からの電流を受け、定電流を発生する定電流手段
と、前記電流源に接続される余剰電流吸収手段を
具備し、前記電流源の電流値が変化した場合に
は、この余剰電流吸収手段がその変化分を吸収
し、これにより安定した定電流が出力される様に
なつている。 以下図面を参照しながら本発明について説明す
る。 第２図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。図において２７，２８は第１、第２の電流源
であり、各々Iref1，Iref2なる電流を出力する。点
線のわくで囲まれたブロツクＡは端子２９，３０
に接続される第１、第２の入力端子を有する余剰
電流吸収手段でNPN型トランジスタ２４，２５
からなるカレントミラー回路にて構成されてい
る。すなわち、トランジスタ２４のコレクタは端
子２９に接続され、エミツタは負電位端子３１に
接続されている。一方トランジスタ２５のコレク
タは端子３０に接続され、エミツタはトランジス
タ２４のエミツタ、すなわち負電位端子３１に接
続されている。さらに両トランジスタのベースは
共通接続されると共にトランジスタ２４のコレク
タに接続されている。 点線のわくで囲まれたブロツクＢは定電流手段
であり、端子２９にコレクタを接続するNPN型
トランジスタ２１，そのエミツタと負電位供給端
子３１間に接続される抵抗２３、端子３０にコレ
クタを接続するNPN型トランジスタ２２とを具
備している。そしてトランジスタ２２のエミツタ
は直接負電位供給端子３１に接続されている。ま
たトランジスタ２１，２２のベースは共通接続さ
れ、トランジスタ２２のコレクタとも接続されて
いる。一方、NPN型トランジスタ２６は出力ト
ランジスタであり、ベースはトランジスタ２２の
コレククタに接続され、エミツタは負電位供給端
子３１に接続されており、コレクタから出力電流
Iputが出力される。 さて、電流源２７，２８の電流値を各々Iref1，
Iref2余剰電流吸収手段のトランジスタ２４，２５
に流れ込む電流を各々I3，I4とすると Iref1＝I1＋I3 (4) Iref2＝I2＋I4 (5) と示される。したがつてIref1＝Iref2、I3＝I4の場合
にはI1＝I2となる。 一方、トランジスタ２１のベース電位VB21は VB21＝VBE21＋Ｒ・I1 (6) と示すことができる。ここでVBE21はトランジス
タ２１のベース・エミツタ間電圧、Ｒは抵抗２３
の値である。さてこのベース電位VB21はトランジ
スタ２２のベースエミツタ間電圧VBE22に等しく、
従つて、 VB21＝VBE22＝VBE21＋Ｒ・I1 (7) と示すことができる。この第(5)式は第(1)式と同様
にトランジスタ２１と２２のエミツタ面積がＮ：
１の関係にあり、トランジスタ２２のエミツタ面
積がＡで示されると、 VB21＝VBE22＝kT／ｑ・lnI2／Ａ・IS＝kT／ｑ・lnI1／
Ｎ・Ａ・IS＋Ｒ・I1……(8) となる。 I1＝I2の関係により Ｒ・I1＝kT／ｑ・lnN (9) よつて I1＝I2＝Vt／Ｒ・lnN（∵Vt＝kT／ｑ） (10) と示すことができる。そしてこの電流はトランジ
スタ２２とカレントミラー構成された出力トラン
ジスタ２６のコレクタから出力電流Iputとして出
力される。ここでトランジスタ２６のエミツタ面
積がＡの場合にはI1＝I2＝Iputとなる。 さて第(8)式で示される出力電流は定数項lnNと
Vt／Ｒの積である。ここで抵抗Ｒは温度係数αの場 合には Ｒ＝Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝ (11) で示すことができる。ここで Ｒは絶対温度Ｔでの抵抗値、Rpは絶対温度Tp
での抵抗値、 である。第(8)式に第(9)式を代入し、Vtとして
kT／ｑを用いて書き直すと、 I1＝１／Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝・kT／ｑlnN (12) で示すことができる。ここで電流I1の温度係数を
求めるために第(12)式をＴについて微分すると αT1／αT＝kT／ｑlnN・Rp｛（１＋α（Ｔ−Tp）｝−kT
／ｑlnN・Rp・α／Rp 2｛１＋α（Ｔ−Tp）｝2＝ｋ／ｑ
（１−αTp）・lnN／Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝2（13） となる。温度Ｔでの電流I1の変化率はαT1／αT・１／I
1 で定義されるが、これを求めると １／I1・αT1／αT＝Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝／lnN・ｑ
／kT・ｋ／ｑ（１−αTp）・lnN／Rp｛１＋α（Ｔ−Tp
）｝2＝１／Ｔ・１−αTp／｛１＋α（Ｔ−Tp）｝（14
） と示される。 従つて電流I1の変化率を零にする為には α＝１／Tp （15） となればよいことがわかる。すなわち室温付近、
例えば27℃（300〓）の時には、αは3333ppm／〓
であればよい。通常のバイボーラ製造プロセスで
作られる拡散抵抗の温度係数は約2000ppm／〓であ
るが、イオン注入法により製造した抵抗において
は約3900ppm／〓となり、製造プロセスにより抵抗
Ｒの温度係数を調整することは可能である。前記
温度係数は夫々プロセスでの一つの例にすぎな
い。 ちなみに、抵抗Ｒの温度係数αが200ppm／〓と
の場合には変化率は １／I1αI1／αT＝｜33｜ppm／〓 （16） と求まる（Tp＝300〓、Ｔ＝301〓において）。 さて、電源電圧等の変動により電流源２７，２
８の電流値Iref1，Iref2が変化した場合にも、本発
明においては定電流を出力することができる。す
なわち第(4)式、第(5)式に示す様に本発明において
は余剰電流吸収手段を具備しているため電流源の
電流Iref1，Iref2の変化は余剰電流吸収手段に流れ
込むI3，I4の変化として吸収され定電流手段Ｂに
流れ込む電流I1，I2は変化しない。 勿論、この余剰電流吸収手段の効果を得るため
には少なくとも Iref1＞I1 （17） Iref2＞I2 （18） の条件が必要である。 第３図ａ乃至ｄは余剰電流吸収手段Ａとしての
他の実施例の回路図を示すものであり、ａ乃至ｄ
は各々 ａ ウイルソン・カレント・ミラー（Wilson
current mirror） ｂ ベース補償型ミラー（Base compensated
mirror） ｃ 改良型ウイルソンミラー（Improved
Wilson mirror） ｄ 縦続カレント・ミラー（Cascaded current
mirror） と呼ばれるものである。ここには通常カレントミ
ラー回路と呼ばれる回路の代表的なものを挙げた
にすぎず、余剰電流吸収手段としてはこれらに限
られるものではないことは言うまでもない。 第４図ａ乃至ｆは定電流手段Ｂの他の実施例を
示す回路図である。 ａはトランジスタ６２のエミツタ・コレクタ間
電圧VCEをベース・エミツタ間電圧VBEの２倍、
すなわち2VBEに安定させようというものであり、
ｂはトランジスタ６１のコレレクタ電位を2VBE
に安定させようとしたものである。ｃ及びｄはト
ランジスタ６１，６２のベース電流を補償するト
ランジスタ６４を用いた例であり、ｅ，ｆ，ｇ，
ｈは各々トランジスタ６１，６２のコレクタ電位
をVBEに安定させようというものである。 第５図は本発明の他の実施例を示す回路図であ
り余剰電流吸収手段Ａとして第３図ａのウイルソ
ンカレントミラーを、定電流手段Ｂとして第４図
ａに示す回路を各々使用し、さらに定電流手段Ｂ
から左・右平衝して、すなわち７０-1乃至７０-N
と７０′-1乃至７０′-Nのトランジスタにより出力
電流を得る回路例を示している。 この実施例の場合対称性を有するため、出力電
流の語差をより小さくすることができる。 また他の実施例を示す第６図ａ及びｂは各々ト
ランジスタ７１のコレクタ電位をツエナーダイオ
ード７５及び７６を用いることによりツエナー電
圧Vzに安定され、定電流化をさらに図ろうとす
るものである。トランジスタ７１，７２に付して
Ｎ及び１は各々エミツタ面積の大きさの比を示す
ものである。 この第６図ａ及びｂの定電圧手段ｃとしては更
に第７図に示される如き実施例も応用される。 すなわちａはツエナーダイオードをｎ個直列に
接続したもので１つのツエナーダイオードのツエ
ナー電圧をVzとした時にはnVzなる電圧を得る。
ｂはダイオードをｎ個順方向に直列に接続したも
ので、１つの順方向電圧をVfとした場合にnVfな
る電圧を得る。ｃはトランジスタと抵抗r1，r2に
より構成した回路で矢印の方向に（１＋r1／r2）VBE なる電圧を発生する。第７図は定電圧を得るため
の一実施例を示したにすぎず、こられに限定され
るものではないことは明らかである。 次に第８図に示す回路を用いた実験結果を以下
に示す。第８図の実験回路は電流吸収手段Ａとし
て第３図ａに示すウイルソン・カレントミラー定
電流手段Ｂとして第４図ａに示す回路を用いたも
のである。この実験回路においてはトランジスタ
６１のエミツタ面積はトランジスタ６２のエミツ
タ面積の４倍、すなわちＮ＝４としている。ま
た、トランジスタ８１，８２と抵抗値４３ＫΩの
抵抗８３が、電流源となるトランジスタ８３，８
４の駆動回路となる。 本実施例において定電流手段Ｂから抵抗Ｒと、
エミツタ面積比Ｎの対数によつて定まる定電流を
得るためにはI1＝I2の必要があるが実測値は Iref1＝216.0μA Iref2＝215.8μA（∵Vcc＝10（ｖ）） Ta＝28℃） であり、差は0.09％に過ぎず、Iref1＝Iref2の条件
は満されている。余剰電流吸収手段Ａへの電流
I3，I4の誤差はエミツタ接地電流増幅率βの２乗
の逆数に比例することが知られている。 すなわち ｜I3−I4／I4｜２／β2 （19） と示すことができる。ここで使用したNPN型ト
ランジスタはβ＝100であり、従つて差は0.02％
程度であり、I1＝I2の条件は成立している。そし
てこの時の電流は第(12)式で示されるものである。 第９図、第１０図は抵抗６０の温度係数を変え
た場合の出力電流の測定値及び計算値を示したも
のである。第９図に示す実験に使用した抵抗６０
は拡散により製造したもので抵抗値334.5Ω、温
度係数1500ppm／℃であり、第１０図においては、
抵抗６０はイオン注入法により製造し、抵抗値
438.4Ω、温度係数3900ppm／℃である。 電流の測定結果をまとめると第１表の様にな
る。
分を吸収する余剰電流吸収手段を備えた定電流源
回路に関する。 従来、抵抗Ｒ、エミツタ面積比Ｎによつて定ま
る定電流を発生する定電流手段を具備した定電流
源回路として第１図に示す如き回路がある。 図においてPNP型トランジスタ６，７はカレ
ントミラー構成をした電流源であり、各々のコレ
クタからI6，I7なる電流を出力する。ここで、ベ
ース電流を無視した場合はI6＝I7となる。さらに
トランジスタ４，５のベース電流も無視した場合
にはI1＝I2となる。 ここでトランジスタ１，２のエミツタ面積の比
を１：Ｎとし、抵抗３の値をＲとして示すと、 VBE1＝kT／ｑlnI1／Ａ・IS＝kT／ｑlnI2／Ｎ・Ａ・IS＋
Ｒ・I2 (1) と示される。ここでI1＝I2の関係より I1＝I2＝Vt／Ｒ・lnN (2) と示すことができる。 ここでＡはトランジスタ１のエミツタ面積、ｑ
は電子一個の電荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、VtはkT／ｑ、ISは飽和電流をそれぞれ示 している。 従つて、トランジスタ８のベースをトランジス
タ１，２のベースに接続し、カレントミラー構成
にすることにより出力電流Iputとして Iput＝I1＝I2＝Vt／Ｒ・lnN (3) なる電流が得られることになる。 なお、トランジスタ８のコレクタにエミツタを
接続し、トランジスタ４のベースにベースを接続
しているトランジスタ９はトランジスタ８のコレ
クタ・エミツタ間電圧VCEを一定にするためのも
のである。 さて第(3)式に示される様に従来の回路により得
られる出力電流Iputは電源電圧に対する依存性も
なく、また電流値を決める抵抗３として大抵抗を
必要としない利点を有する。しかしながら電流源
を構成するトランジスタ６，７と、定電流を発生
する手段を構成するトランジスタ１，２が直結さ
れているため電流源の電流値が変化した場合には
電流I1，I2も変化し、従つて出力電流Iputも変化し
てしまう欠点がある。 また、従来のこの回路の起動の場合には例えば
図において点線に示す様な起動回路が必要であ
り、起動時に瞬時的にトランジスタ５のベース電
位を抵抗を通してアース電位に落とす必要があ
る。 本発明は上記欠点に鑑みなされたもので、電流
源の変化に際しても定電流を出力し、さらに起動
回路手段が不要な定電流源回路を提供することを
目的としている。 本発明の定電流源回路は電流源と、この電流源
からの電流を受け、定電流を発生する定電流手段
と、前記電流源に接続される余剰電流吸収手段を
具備し、前記電流源の電流値が変化した場合に
は、この余剰電流吸収手段がその変化分を吸収
し、これにより安定した定電流が出力される様に
なつている。 以下図面を参照しながら本発明について説明す
る。 第２図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。図において２７，２８は第１、第２の電流源
であり、各々Iref1，Iref2なる電流を出力する。点
線のわくで囲まれたブロツクＡは端子２９，３０
に接続される第１、第２の入力端子を有する余剰
電流吸収手段でNPN型トランジスタ２４，２５
からなるカレントミラー回路にて構成されてい
る。すなわち、トランジスタ２４のコレクタは端
子２９に接続され、エミツタは負電位端子３１に
接続されている。一方トランジスタ２５のコレク
タは端子３０に接続され、エミツタはトランジス
タ２４のエミツタ、すなわち負電位端子３１に接
続されている。さらに両トランジスタのベースは
共通接続されると共にトランジスタ２４のコレク
タに接続されている。 点線のわくで囲まれたブロツクＢは定電流手段
であり、端子２９にコレクタを接続するNPN型
トランジスタ２１，そのエミツタと負電位供給端
子３１間に接続される抵抗２３、端子３０にコレ
クタを接続するNPN型トランジスタ２２とを具
備している。そしてトランジスタ２２のエミツタ
は直接負電位供給端子３１に接続されている。ま
たトランジスタ２１，２２のベースは共通接続さ
れ、トランジスタ２２のコレクタとも接続されて
いる。一方、NPN型トランジスタ２６は出力ト
ランジスタであり、ベースはトランジスタ２２の
コレククタに接続され、エミツタは負電位供給端
子３１に接続されており、コレクタから出力電流
Iputが出力される。 さて、電流源２７，２８の電流値を各々Iref1，
Iref2余剰電流吸収手段のトランジスタ２４，２５
に流れ込む電流を各々I3，I4とすると Iref1＝I1＋I3 (4) Iref2＝I2＋I4 (5) と示される。したがつてIref1＝Iref2、I3＝I4の場合
にはI1＝I2となる。 一方、トランジスタ２１のベース電位VB21は VB21＝VBE21＋Ｒ・I1 (6) と示すことができる。ここでVBE21はトランジス
タ２１のベース・エミツタ間電圧、Ｒは抵抗２３
の値である。さてこのベース電位VB21はトランジ
スタ２２のベースエミツタ間電圧VBE22に等しく、
従つて、 VB21＝VBE22＝VBE21＋Ｒ・I1 (7) と示すことができる。この第(5)式は第(1)式と同様
にトランジスタ２１と２２のエミツタ面積がＮ：
１の関係にあり、トランジスタ２２のエミツタ面
積がＡで示されると、 VB21＝VBE22＝kT／ｑ・lnI2／Ａ・IS＝kT／ｑ・lnI1／
Ｎ・Ａ・IS＋Ｒ・I1……(8) となる。 I1＝I2の関係により Ｒ・I1＝kT／ｑ・lnN (9) よつて I1＝I2＝Vt／Ｒ・lnN（∵Vt＝kT／ｑ） (10) と示すことができる。そしてこの電流はトランジ
スタ２２とカレントミラー構成された出力トラン
ジスタ２６のコレクタから出力電流Iputとして出
力される。ここでトランジスタ２６のエミツタ面
積がＡの場合にはI1＝I2＝Iputとなる。 さて第(8)式で示される出力電流は定数項lnNと
Vt／Ｒの積である。ここで抵抗Ｒは温度係数αの場 合には Ｒ＝Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝ (11) で示すことができる。ここで Ｒは絶対温度Ｔでの抵抗値、Rpは絶対温度Tp
での抵抗値、 である。第(8)式に第(9)式を代入し、Vtとして
kT／ｑを用いて書き直すと、 I1＝１／Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝・kT／ｑlnN (12) で示すことができる。ここで電流I1の温度係数を
求めるために第(12)式をＴについて微分すると αT1／αT＝kT／ｑlnN・Rp｛（１＋α（Ｔ−Tp）｝−kT
／ｑlnN・Rp・α／Rp 2｛１＋α（Ｔ−Tp）｝2＝ｋ／ｑ
（１−αTp）・lnN／Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝2（13） となる。温度Ｔでの電流I1の変化率はαT1／αT・１／I
1 で定義されるが、これを求めると １／I1・αT1／αT＝Rp｛１＋α（Ｔ−Tp）｝／lnN・ｑ
／kT・ｋ／ｑ（１−αTp）・lnN／Rp｛１＋α（Ｔ−Tp
）｝2＝１／Ｔ・１−αTp／｛１＋α（Ｔ−Tp）｝（14
） と示される。 従つて電流I1の変化率を零にする為には α＝１／Tp （15） となればよいことがわかる。すなわち室温付近、
例えば27℃（300〓）の時には、αは3333ppm／〓
であればよい。通常のバイボーラ製造プロセスで
作られる拡散抵抗の温度係数は約2000ppm／〓であ
るが、イオン注入法により製造した抵抗において
は約3900ppm／〓となり、製造プロセスにより抵抗
Ｒの温度係数を調整することは可能である。前記
温度係数は夫々プロセスでの一つの例にすぎな
い。 ちなみに、抵抗Ｒの温度係数αが200ppm／〓と
の場合には変化率は １／I1αI1／αT＝｜33｜ppm／〓 （16） と求まる（Tp＝300〓、Ｔ＝301〓において）。 さて、電源電圧等の変動により電流源２７，２
８の電流値Iref1，Iref2が変化した場合にも、本発
明においては定電流を出力することができる。す
なわち第(4)式、第(5)式に示す様に本発明において
は余剰電流吸収手段を具備しているため電流源の
電流Iref1，Iref2の変化は余剰電流吸収手段に流れ
込むI3，I4の変化として吸収され定電流手段Ｂに
流れ込む電流I1，I2は変化しない。 勿論、この余剰電流吸収手段の効果を得るため
には少なくとも Iref1＞I1 （17） Iref2＞I2 （18） の条件が必要である。 第３図ａ乃至ｄは余剰電流吸収手段Ａとしての
他の実施例の回路図を示すものであり、ａ乃至ｄ
は各々 ａ ウイルソン・カレント・ミラー（Wilson
current mirror） ｂ ベース補償型ミラー（Base compensated
mirror） ｃ 改良型ウイルソンミラー（Improved
Wilson mirror） ｄ 縦続カレント・ミラー（Cascaded current
mirror） と呼ばれるものである。ここには通常カレントミ
ラー回路と呼ばれる回路の代表的なものを挙げた
にすぎず、余剰電流吸収手段としてはこれらに限
られるものではないことは言うまでもない。 第４図ａ乃至ｆは定電流手段Ｂの他の実施例を
示す回路図である。 ａはトランジスタ６２のエミツタ・コレクタ間
電圧VCEをベース・エミツタ間電圧VBEの２倍、
すなわち2VBEに安定させようというものであり、
ｂはトランジスタ６１のコレレクタ電位を2VBE
に安定させようとしたものである。ｃ及びｄはト
ランジスタ６１，６２のベース電流を補償するト
ランジスタ６４を用いた例であり、ｅ，ｆ，ｇ，
ｈは各々トランジスタ６１，６２のコレクタ電位
をVBEに安定させようというものである。 第５図は本発明の他の実施例を示す回路図であ
り余剰電流吸収手段Ａとして第３図ａのウイルソ
ンカレントミラーを、定電流手段Ｂとして第４図
ａに示す回路を各々使用し、さらに定電流手段Ｂ
から左・右平衝して、すなわち７０-1乃至７０-N
と７０′-1乃至７０′-Nのトランジスタにより出力
電流を得る回路例を示している。 この実施例の場合対称性を有するため、出力電
流の語差をより小さくすることができる。 また他の実施例を示す第６図ａ及びｂは各々ト
ランジスタ７１のコレクタ電位をツエナーダイオ
ード７５及び７６を用いることによりツエナー電
圧Vzに安定され、定電流化をさらに図ろうとす
るものである。トランジスタ７１，７２に付して
Ｎ及び１は各々エミツタ面積の大きさの比を示す
ものである。 この第６図ａ及びｂの定電圧手段ｃとしては更
に第７図に示される如き実施例も応用される。 すなわちａはツエナーダイオードをｎ個直列に
接続したもので１つのツエナーダイオードのツエ
ナー電圧をVzとした時にはnVzなる電圧を得る。
ｂはダイオードをｎ個順方向に直列に接続したも
ので、１つの順方向電圧をVfとした場合にnVfな
る電圧を得る。ｃはトランジスタと抵抗r1，r2に
より構成した回路で矢印の方向に（１＋r1／r2）VBE なる電圧を発生する。第７図は定電圧を得るため
の一実施例を示したにすぎず、こられに限定され
るものではないことは明らかである。 次に第８図に示す回路を用いた実験結果を以下
に示す。第８図の実験回路は電流吸収手段Ａとし
て第３図ａに示すウイルソン・カレントミラー定
電流手段Ｂとして第４図ａに示す回路を用いたも
のである。この実験回路においてはトランジスタ
６１のエミツタ面積はトランジスタ６２のエミツ
タ面積の４倍、すなわちＮ＝４としている。ま
た、トランジスタ８１，８２と抵抗値４３ＫΩの
抵抗８３が、電流源となるトランジスタ８３，８
４の駆動回路となる。 本実施例において定電流手段Ｂから抵抗Ｒと、
エミツタ面積比Ｎの対数によつて定まる定電流を
得るためにはI1＝I2の必要があるが実測値は Iref1＝216.0μA Iref2＝215.8μA（∵Vcc＝10（ｖ）） Ta＝28℃） であり、差は0.09％に過ぎず、Iref1＝Iref2の条件
は満されている。余剰電流吸収手段Ａへの電流
I3，I4の誤差はエミツタ接地電流増幅率βの２乗
の逆数に比例することが知られている。 すなわち ｜I3−I4／I4｜２／β2 （19） と示すことができる。ここで使用したNPN型ト
ランジスタはβ＝100であり、従つて差は0.02％
程度であり、I1＝I2の条件は成立している。そし
てこの時の電流は第(12)式で示されるものである。 第９図、第１０図は抵抗６０の温度係数を変え
た場合の出力電流の測定値及び計算値を示したも
のである。第９図に示す実験に使用した抵抗６０
は拡散により製造したもので抵抗値334.5Ω、温
度係数1500ppm／℃であり、第１０図においては、
抵抗６０はイオン注入法により製造し、抵抗値
438.4Ω、温度係数3900ppm／℃である。 電流の測定結果をまとめると第１表の様にな
る。
【表】
上表の電流の温度係数は０℃〜25℃の近傍での
実測値と計算値とで求めたものである。 第９図、及び第１０図から明らかな様に計算
値、実測値が良く一致することがわかる。また、
イオン注入法により製造した抵抗を用いて実験し
た第１０図の場合−50℃〜100℃の温度範囲で
77μA〜84μAの変化すなわち、約8.1％の変化に
とどまることがわかる。 以上説明した様に本発明においては、定電流手
段とこれに電流を供給する電流源と、この電流源
の電流値の変化を吸収する余剰電流吸収手段とを
具備した構成にしているので、極めて精度の良い
定電流を供給することができる。 また電流源駆動のための回路は同一半導体基板
上に集積回路（IC）化して構成できるものであ
り従来例の様な特別な回路は不要である。
実測値と計算値とで求めたものである。 第９図、及び第１０図から明らかな様に計算
値、実測値が良く一致することがわかる。また、
イオン注入法により製造した抵抗を用いて実験し
た第１０図の場合−50℃〜100℃の温度範囲で
77μA〜84μAの変化すなわち、約8.1％の変化に
とどまることがわかる。 以上説明した様に本発明においては、定電流手
段とこれに電流を供給する電流源と、この電流源
の電流値の変化を吸収する余剰電流吸収手段とを
具備した構成にしているので、極めて精度の良い
定電流を供給することができる。 また電流源駆動のための回路は同一半導体基板
上に集積回路（IC）化して構成できるものであ
り従来例の様な特別な回路は不要である。
第１図は従来の定電流源回路を示す図、第２図
は本発明の一実施例を示す図、第３図は余剰電流
吸収手段Ａとしての他の実施例を示す図、第４図
は定電流手段Ｂとしての他の実施例を示す図、第
５図及び第６図は本発明の他の一実施例を示す図
であり、第７図は定電圧手段Ｃの他の実施例を示
す図である。第８図は実験に用いた回路を示す図
であり、第９図及び第１０図は各々実験結果を示
す図である。 Ａ……余剰電流吸収手段、Ｂ……定電流手段、
Ｃ……定電圧手段、２７，２８……電流源。
は本発明の一実施例を示す図、第３図は余剰電流
吸収手段Ａとしての他の実施例を示す図、第４図
は定電流手段Ｂとしての他の実施例を示す図、第
５図及び第６図は本発明の他の一実施例を示す図
であり、第７図は定電圧手段Ｃの他の実施例を示
す図である。第８図は実験に用いた回路を示す図
であり、第９図及び第１０図は各々実験結果を示
す図である。 Ａ……余剰電流吸収手段、Ｂ……定電流手段、
Ｃ……定電圧手段、２７，２８……電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１及び第２の動作電位供給手段と、第１及
び第２の入力端子と前記第２の動作電位供給手段
に接続される第３の端子を具備する定電流手段
と、前記第１の動作電位供給端子と前記定電流手
段の第１及び第２の入力端子間に各々接続される
第１及び第２の電流源と、前記第１及び第２の電
流源に各々接続される第１及び第２の入力端子を
有し、かつ、少なくとも前記第１及び第２の動作
電位供給手段の一方に接続される第３の端子を有
する余剰電流吸収手段と、を具備することを特徴
とする定電流源回路。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の定電流源回路に
おいて、前記定電流手段は、エミツタ．ベース．
コレクタを各々有する第１、第２の同一導電型の
トランジスタと、前記第１のトランジスタのエミ
ツタと前記第２の動作電位供給手段間に接続され
る抵抗手段とを具備し、前記第１、第２のトラン
ジスタのベースは共通接続されるとともに前記第
１、第２のトランジスタの少なくとも１つのコレ
クタに接続されることを特徴とする定電流回路。 ３ 特許請求の範囲第２項の定電流源回路におい
て、前記第１、第２のトランジスタのエミツタ面
積の比がＮ：１であり、かつ前記抵抗手段がＲな
る値を有する抵抗である時に、その出力電流が
Vt／Ｒ・lnN（∵Vt＝kT／ｑ）で示されることを特徴 とする定電流源回路。 ４ 特許請求の範囲第１項記載の定電流源回路に
おいて、前記第１及び第２の電流源が同じ値の電
流を出力する場合に、前記余剰電流吸収手段はカ
レントミラー回路であることを特徴とする定電流
源回路。 ５ 特許請求の範囲第１項記載の定電流源回路に
おいて前記第１の電流源と前記余剰電流吸収手段
の第１の入力端子間、及び前記第２の電流源と前
記電流手段の第２の入力端子間に定電圧手段が接
続されることを特徴とする定電流源回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10076479A JPS5659321A (en) | 1979-08-09 | 1979-08-09 | Constant-current regulated power circuit |
| US06/169,153 US4308496A (en) | 1979-08-09 | 1980-07-15 | Reference current source circuit |
| DE3027761A DE3027761C2 (de) | 1979-08-09 | 1980-07-22 | Bezugs-Stromquellenschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10076479A JPS5659321A (en) | 1979-08-09 | 1979-08-09 | Constant-current regulated power circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5659321A JPS5659321A (en) | 1981-05-22 |
| JPS6323568B2 true JPS6323568B2 (ja) | 1988-05-17 |
Family
ID=14282565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10076479A Granted JPS5659321A (en) | 1979-08-09 | 1979-08-09 | Constant-current regulated power circuit |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4308496A (ja) |
| JP (1) | JPS5659321A (ja) |
| DE (1) | DE3027761C2 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4366445A (en) * | 1981-02-27 | 1982-12-28 | Motorola, Inc. | Floating NPN current mirror |
| JPS58101310A (ja) * | 1981-12-11 | 1983-06-16 | Toshiba Corp | 電流制御回路 |
| JPS5941022A (ja) * | 1982-09-01 | 1984-03-07 | Toshiba Corp | 定電流回路 |
| NL8301186A (nl) * | 1983-04-05 | 1984-11-01 | Philips Nv | Stroomstabilisatieschakeling. |
| US4567381A (en) * | 1983-12-01 | 1986-01-28 | Rca Corporation | Bias network having one mode for producing a regulated output |
| DE3429138A1 (de) * | 1984-08-08 | 1986-02-20 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Stromspiegelschaltung aus wenigstens drei von unterschiedlichen stroemen durchflossenen transistoren |
| DE3610158A1 (de) * | 1986-03-26 | 1987-10-01 | Telefunken Electronic Gmbh | Referenzstromquelle |
| DE3788033T2 (de) * | 1986-10-06 | 1994-03-03 | Motorola Inc | Spannungsregler mit Präzisionsthermostromquelle. |
| US4837496A (en) * | 1988-03-28 | 1989-06-06 | Linear Technology Corporation | Low voltage current source/start-up circuit |
| JPH0666600B2 (ja) * | 1989-10-02 | 1994-08-24 | 株式会社東芝 | 電流検出回路 |
| US5089767A (en) * | 1990-04-09 | 1992-02-18 | Unitrode Corporation | Current sensor and limiter |
| JPH04111008A (ja) * | 1990-08-30 | 1992-04-13 | Oki Electric Ind Co Ltd | 定電流源回路 |
| JP3153569B2 (ja) * | 1991-04-15 | 2001-04-09 | パイオニア株式会社 | 電圧電流変換回路 |
| US5446409A (en) * | 1992-11-30 | 1995-08-29 | Sony Corporation | Cross coupled symmetrical current source unit |
| JP2638494B2 (ja) * | 1994-08-12 | 1997-08-06 | 日本電気株式会社 | 電圧／電流変換回路 |
| DE102004002423B4 (de) * | 2004-01-16 | 2015-12-03 | Infineon Technologies Ag | Bandabstand-Referenzschaltung |
| CN102520757B (zh) * | 2011-12-28 | 2013-11-27 | 南京邮电大学 | 一种灌电流和拉电流产生电路 |
| WO2017134187A1 (en) * | 2016-02-03 | 2017-08-10 | Eaton Limited | Low power ultra low drift dc current source |
| US11204635B2 (en) | 2019-09-23 | 2021-12-21 | International Business Machines Corporation | Droop detection using power supply sensitive delay |
| US11152920B2 (en) | 2019-09-23 | 2021-10-19 | International Business Machines Corporation | Voltage starved passgate with IR drop |
| US11281249B2 (en) | 2019-09-23 | 2022-03-22 | International Business Machines Corporation | Voltage sensitive current circuit |
| US10833653B1 (en) * | 2019-09-23 | 2020-11-10 | International Business Machines Corporation | Voltage sensitive delay |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4234841A (en) * | 1979-02-05 | 1980-11-18 | Rca Corporation | Self-balancing bridge network |
-
1979
- 1979-08-09 JP JP10076479A patent/JPS5659321A/ja active Granted
-
1980
- 1980-07-15 US US06/169,153 patent/US4308496A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-07-22 DE DE3027761A patent/DE3027761C2/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3027761A1 (de) | 1981-02-12 |
| US4308496A (en) | 1981-12-29 |
| JPS5659321A (en) | 1981-05-22 |
| DE3027761C2 (de) | 1983-04-14 |
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