JPS63234759A - 搬送波再生装置 - Google Patents
搬送波再生装置Info
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- JPS63234759A JPS63234759A JP62068060A JP6806087A JPS63234759A JP S63234759 A JPS63234759 A JP S63234759A JP 62068060 A JP62068060 A JP 62068060A JP 6806087 A JP6806087 A JP 6806087A JP S63234759 A JPS63234759 A JP S63234759A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
- H04L2027/0095—Intermittant signals in a preamble or similar structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＴＤＭＡ方式の様なバーストモードでの受信
波から搬送波を再生する装置に係り、特に、バースト状
のディジタル位相変調波から搬送波を再生するのに好適
な搬送波再生装置に関する。
波から搬送波を再生する装置に係り、特に、バースト状
のディジタル位相変調波から搬送波を再生するのに好適
な搬送波再生装置に関する。
衛星通信等では、電波の有効利用を考えて種々の多重通
信方式が提案されている。現在量も有力かつ適用されて
いる方式として、ＴＤＭＡ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式がある。この
ＴＤＭＡ方式に於いては、変調波は時間的にバースト状
の信号となり１位相変調方式の場合、受信側ではバース
ト波が到来する毎に搬送波を再生する必要がある。この
ため、各バースト送信データには、先頭に同期パターン
が付加され、この同期パターン受信時間内で搬送波再生
およびクロック抽出、ＡＧＣ等を同期させる技術がポイ
ントになる。
信方式が提案されている。現在量も有力かつ適用されて
いる方式として、ＴＤＭＡ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式がある。この
ＴＤＭＡ方式に於いては、変調波は時間的にバースト状
の信号となり１位相変調方式の場合、受信側ではバース
ト波が到来する毎に搬送波を再生する必要がある。この
ため、各バースト送信データには、先頭に同期パターン
が付加され、この同期パターン受信時間内で搬送波再生
およびクロック抽出、ＡＧＣ等を同期させる技術がポイ
ントになる。
さらに、チャネル利用効率を高めるため、上記バースト
先頭の同期用期間を少なくすることが重要である。この
ため、搬送波を高速で再生する必要がある衛星通信等で
は、ノイズが多いため低Ｃ／ Ｎ （Ｃａｒｒｉｅｒ
ｔｏ Ｎｏ１ｓｅ Ｒａｔｉｏ）下でも動作することが
要求される。また、衛星回線では搬送周波数が高くなる
ことから、バースト毎の搬送波の周波数差はもちろん、
受信局での基準搬送波との周波数差も大きくなる。これ
らの要求は、一般ＰＬＬについての動作としては、相反
する性能を求めることとなる。
先頭の同期用期間を少なくすることが重要である。この
ため、搬送波を高速で再生する必要がある衛星通信等で
は、ノイズが多いため低Ｃ／ Ｎ （Ｃａｒｒｉｅｒ
ｔｏ Ｎｏ１ｓｅ Ｒａｔｉｏ）下でも動作することが
要求される。また、衛星回線では搬送周波数が高くなる
ことから、バースト毎の搬送波の周波数差はもちろん、
受信局での基準搬送波との周波数差も大きくなる。これ
らの要求は、一般ＰＬＬについての動作としては、相反
する性能を求めることとなる。
同期時間の高速化を図りながらバースト状のディジタル
相位相変調波から搬送波を再生する従来技術として、例
えば特開昭５０−２４０６２号公報がある。
相位相変調波から搬送波を再生する従来技術として、例
えば特開昭５０−２４０６２号公報がある。
この従来技術では、ＰＬＬの代りに狭帯域フィルタによ
って受信搬送波に応じたキャリアを抽出しており、同期
時にはその同期パターンに応じた固定パターンで逆変調
を行ない、バースト先頭での高速引き込みを可能として
いる。
って受信搬送波に応じたキャリアを抽出しており、同期
時にはその同期パターンに応じた固定パターンで逆変調
を行ない、バースト先頭での高速引き込みを可能として
いる。
上記従来技術は、逆変調により変調成分による位相推移
をキャンセルし、連続波として搬送波を抽出するので、
同期前に擬似復調信号を発生させそれにより逆変調をす
る必要がある。従って、そのためのハードウェアが付加
されハード量が大きくなるという問題がある。一方、受
信搬送波と基準搬送波との周波数オフセットが大きくな
るにつれ、同期時の位相オフセットが生じるために、こ
れを防ぐＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｅｑｕｅｎｃｙ Ｃａｎ
ｔｒｏｌ）ループを付加する等、ハードの簡略化、低消
費化に妨げとなる。またディジタル化を行なうには回道
である。
をキャンセルし、連続波として搬送波を抽出するので、
同期前に擬似復調信号を発生させそれにより逆変調をす
る必要がある。従って、そのためのハードウェアが付加
されハード量が大きくなるという問題がある。一方、受
信搬送波と基準搬送波との周波数オフセットが大きくな
るにつれ、同期時の位相オフセットが生じるために、こ
れを防ぐＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｅｑｕｅｎｃｙ Ｃａｎ
ｔｒｏｌ）ループを付加する等、ハードの簡略化、低消
費化に妨げとなる。またディジタル化を行なうには回道
である。
本発明の目的は、同期確立までの低Ｃ／Ｎ下での高速引
き込みが可能で且つ同期確立後の低位相ジッタによる同
期保持が可能な、小型かつ低消費電力化を図った搬送波
再生装置を提供することにある。
き込みが可能で且つ同期確立後の低位相ジッタによる同
期保持が可能な、小型かつ低消費電力化を図った搬送波
再生装置を提供することにある。
ディジタル４相位相変調の場合、送信バーストデータの
先頭に付加される同期パターンは、全てＩＩ Ｏ＃ｊま
たは全て“１”の無変調期間と、“０”と１”の繰り返
し期間とからなり、無変調期間は搬送波再生用で、繰り
返し期間はクロック抽出用である。この同期パターンの
受信波は２相位相変調波であり、２相位相変調波は４相
位相変調波に比べて耐雑音性で優れている。
先頭に付加される同期パターンは、全てＩＩ Ｏ＃ｊま
たは全て“１”の無変調期間と、“０”と１”の繰り返
し期間とからなり、無変調期間は搬送波再生用で、繰り
返し期間はクロック抽出用である。この同期パターンの
受信波は２相位相変調波であり、２相位相変調波は４相
位相変調波に比べて耐雑音性で優れている。
そこで上記目的は、同期パターン受信時には２相位相変
調の搬送波再生ＰＬＬとなる位相比較特性信号を再生Ｐ
ＬＬへ供給し、４相位相変調波に変わる以前に位相比較
特性信号を４相位相変調の搬送波再生ＰＬＬとなるよう
に切替供給する構成とすることで、達成される。
調の搬送波再生ＰＬＬとなる位相比較特性信号を再生Ｐ
ＬＬへ供給し、４相位相変調波に変わる以前に位相比較
特性信号を４相位相変調の搬送波再生ＰＬＬとなるよう
に切替供給する構成とすることで、達成される。
低Ｃ／Ｎ下で同期用期間の短いバースト信号を受信した
場合でも、耐雑音性に優れた２相位相変調波を使用して
搬送波再生とクロック抽出を行ない、その後に位相比較
特性信号が４相位相変調の搬送波再生ＰＬＬとなるよう
にするので、低Ｃ／Ｎ下でも高速引き込みが可能となり
、同期確立後の低位相ジッタによる同期保持が可能とな
る。
場合でも、耐雑音性に優れた２相位相変調波を使用して
搬送波再生とクロック抽出を行ない、その後に位相比較
特性信号が４相位相変調の搬送波再生ＰＬＬとなるよう
にするので、低Ｃ／Ｎ下でも高速引き込みが可能となり
、同期確立後の低位相ジッタによる同期保持が可能とな
る。
以下１本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
４相位相変調波のバースト波の位相停留点を第２図に示
す。第２図（ａ）はバーストの先頭の無変調期間の位相
停留点で、ｌｙ ｑチャネルとも同一データが続いてい
るため停留点は１ケ所となる。
す。第２図（ａ）はバーストの先頭の無変調期間の位相
停留点で、ｌｙ ｑチャネルとも同一データが続いてい
るため停留点は１ケ所となる。
次に、第２図（ｂ）においては、クロック成分を変調波
に乗せクロック抽出を行なう目的のため停留点は２ケ所
を１ビツト毎に移動している。また第２図（ｃ）は、ラ
ンダムパターンにより変調された時のもので、第２図（
ａ）、（ｂ）で示した同期パターンに続くデータの位相
停留点（４ケ所）を示している。以上のことより、同期
パターン時は、第２図（ａ）、（ｂ）により、２相位相
変調波から搬送波再生を行なえる位相比較特性で良いこ
とは明らかである。また、データ時は第２図（ｃ）から
４相用の位相比較特性が必要となる。
に乗せクロック抽出を行なう目的のため停留点は２ケ所
を１ビツト毎に移動している。また第２図（ｃ）は、ラ
ンダムパターンにより変調された時のもので、第２図（
ａ）、（ｂ）で示した同期パターンに続くデータの位相
停留点（４ケ所）を示している。以上のことより、同期
パターン時は、第２図（ａ）、（ｂ）により、２相位相
変調波から搬送波再生を行なえる位相比較特性で良いこ
とは明らかである。また、データ時は第２図（ｃ）から
４相用の位相比較特性が必要となる。
ＰＬＬ型搬送波再生回路では、基準搬送波によって同期
検波された受信波は、基底帯域信号での直交２成分信号
として得られる。この搬送波の直交２成分を変調する２
成分信号は、第２図（Ｃ）の停留点での領域を示すもの
である。よって、２信号にある演算を施して停留点をひ
とつにすることで、瞬時位相差が得られる。従って、こ
の演算信号つまり位相比較特性信号を、同期パターン内
での同期確立前は２相変調用として供給し、同期確立後
は４相変調用とし供給することで、Ａ−スト変調波から
の搬送波再生を行なう・ 第１図は本発明の一実施例に係る搬送波再生装置の回路
図である。第１図において、受信端子１から入力した受
信信号ｒ（ｔ）は２つのミクサ２・３に加えられる。Ｖ
Ｃ；０１６の出力をＣＯ８ωｃｔとすれば、ミクサ２で
は受信信号ｒ（ｔ）とこの■ＣＯ出力とが混合される。
検波された受信波は、基底帯域信号での直交２成分信号
として得られる。この搬送波の直交２成分を変調する２
成分信号は、第２図（Ｃ）の停留点での領域を示すもの
である。よって、２信号にある演算を施して停留点をひ
とつにすることで、瞬時位相差が得られる。従って、こ
の演算信号つまり位相比較特性信号を、同期パターン内
での同期確立前は２相変調用として供給し、同期確立後
は４相変調用とし供給することで、Ａ−スト変調波から
の搬送波再生を行なう・ 第１図は本発明の一実施例に係る搬送波再生装置の回路
図である。第１図において、受信端子１から入力した受
信信号ｒ（ｔ）は２つのミクサ２・３に加えられる。Ｖ
Ｃ；０１６の出力をＣＯ８ωｃｔとすれば、ミクサ２で
は受信信号ｒ（ｔ）とこの■ＣＯ出力とが混合される。
また、ミクサ３では、移相器１７で９０°移相された前
記ｖＣＯ出力と受信信号ｒ（ｔ）とが混合される。ミク
サ２の出力は、ローパスフィルタ４を通して２相４相位
相比較特性切換装置１８に入力される。ミクサ３の出力
は、ローパスフィルタ５を通して２相４相位相比較特性
切換装置１８に入力される。そして、２相４相位相比較
特性切換装置１８の出力がループフィルタ１５を介して
ｖＣ○１６に供給されるようになっている。
記ｖＣＯ出力と受信信号ｒ（ｔ）とが混合される。ミク
サ２の出力は、ローパスフィルタ４を通して２相４相位
相比較特性切換装置１８に入力される。ミクサ３の出力
は、ローパスフィルタ５を通して２相４相位相比較特性
切換装置１８に入力される。そして、２相４相位相比較
特性切換装置１８の出力がループフィルタ１５を介して
ｖＣ○１６に供給されるようになっている。
２相４相位相比較特性切換装置１８は、ローパスフィル
タ４の出力信号１（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ）とを加算する加算器６と、ローパスフィルタ
４の出力信号１（ｔ）からローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ、）を減算する加算器７と、ローパスフィルタ
４の出力信号１（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信号
ｑ（ｔ）とを乗算する乗算器１１と、加算器６の出力信
号１（ｔ）＋ｑ（ｔ）と加算器７の出力信号１（ｔ）−
ｑ（ｔ）とを乗算する乗算器８と、加算器６の出力信号
１（ｔ）＋ｑ（ｔ）の符号を検出する例えばコンパレー
タで構成した符号検出器９と、乗算器１１の出力信号１
（ｔ）Ｘｑ（１）の符号を検出する符号検出器１２と、
加算器７の出力信号１（ｔ）−ｑ（ｔ）に符号検出器９
の出力を乗算し乗算結果を端子Ａに出力する乗算器ＩＯ
と、乗算器８の出力信号ｉ’（ｔ）−ｑ’（ｔ）に符号
検出器１２の出力を乗算し乗算結果を端子Ｂに出力する
乗算器１３と、端子Ａまたは端子Ｂをループフィルタ１
５に切り換え接続するスイッチ１４を備えている。
タ４の出力信号１（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ）とを加算する加算器６と、ローパスフィルタ
４の出力信号１（ｔ）からローパスフィルタ５の出力信
号ｑ（ｔ、）を減算する加算器７と、ローパスフィルタ
４の出力信号１（ｔ）とローパスフィルタ５の出力信号
ｑ（ｔ）とを乗算する乗算器１１と、加算器６の出力信
号１（ｔ）＋ｑ（ｔ）と加算器７の出力信号１（ｔ）−
ｑ（ｔ）とを乗算する乗算器８と、加算器６の出力信号
１（ｔ）＋ｑ（ｔ）の符号を検出する例えばコンパレー
タで構成した符号検出器９と、乗算器１１の出力信号１
（ｔ）Ｘｑ（１）の符号を検出する符号検出器１２と、
加算器７の出力信号１（ｔ）−ｑ（ｔ）に符号検出器９
の出力を乗算し乗算結果を端子Ａに出力する乗算器ＩＯ
と、乗算器８の出力信号ｉ’（ｔ）−ｑ’（ｔ）に符号
検出器１２の出力を乗算し乗算結果を端子Ｂに出力する
乗算器１３と、端子Ａまたは端子Ｂをループフィルタ１
５に切り換え接続するスイッチ１４を備えている。
４相位相変調から搬送波再生を行なう方式としてコスタ
スループを用いることは有効な手段であり、本実施例で
示す位相比較特性は、このＰＬＬ方弐を応用している。
スループを用いることは有効な手段であり、本実施例で
示す位相比較特性は、このＰＬＬ方弐を応用している。
送信データのＩ、Ｑ成分を、それぞれＩ（ｔ）。
Ｑ（ｔ）とし、送信搬送波をｅ ｊ ” ｃ″とすれば
、受信変調波ｒ （ｔ）は下式で表わせる。
、受信変調波ｒ （ｔ）は下式で表わせる。
ｒ（む）＝ ｌ （ｔ）ｃｏｓωｃｔ＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎ
ωｃｔここで周波数オフセット、位相オフセットを考慮
した式では ｒ （ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃｔ＋θ（ｔ））＋Ｑ
（ｔ）Ｓｉｎ（（，１（、を十〇（ｔ））となる。通常
のコスタス位相比較特性では、ｖＣＤ出力をｃｏｓωｃ
ｔとすれば、ベースバンドｘ（ｔＬｑ （ｔ）は、 となるから、ループフィルタ１５の入力はＬ １ｎ（ｔ
） ＝−Ｆｓｉｎ ４θ（ｔ） ・−・・−（１）が
得られる。この位相比較特性は周知の通り正弦波となる
。一方、２相位相変調波に対しては、１ 。
ωｃｔここで周波数オフセット、位相オフセットを考慮
した式では ｒ （ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃｔ＋θ（ｔ））＋Ｑ
（ｔ）Ｓｉｎ（（，１（、を十〇（ｔ））となる。通常
のコスタス位相比較特性では、ｖＣＤ出力をｃｏｓωｃ
ｔとすれば、ベースバンドｘ（ｔＬｑ （ｔ）は、 となるから、ループフィルタ１５の入力はＬ １ｎ（ｔ
） ＝−Ｆｓｉｎ ４θ（ｔ） ・−・・−（１）が
得られる。この位相比較特性は周知の通り正弦波となる
。一方、２相位相変調波に対しては、１ 。
Ｌｉｎ（ｔ） ＝−７ｓｘｎ ２θ（ｔ） −・−（
２）が得られる位相比較特性が適している。
２）が得られる位相比較特性が適している。
上記第（１）式の位相比較特性を第３図（ｂ）の波形２
０で示す。また、第（２）式の位相比較特性を第３図（
ａ）の波形２１で示す。
０で示す。また、第（２）式の位相比較特性を第３図（
ａ）の波形２１で示す。
本発明では、同期パターン受信時には上記第（２）式で
表わされる位相比較特性信号をループフィルタＩ５を介
してＶ６Ｏ１３に供給して搬送波再生及びクロック抽出
を行ない、同期パターン後のデータ受信時は上記第（１
）式で表わされる位相比較特性信号をループフィルタ１
５を介してｖＣ○１６に供給しようとするものである。
表わされる位相比較特性信号をループフィルタＩ５を介
してＶ６Ｏ１３に供給して搬送波再生及びクロック抽出
を行ない、同期パターン後のデータ受信時は上記第（１
）式で表わされる位相比較特性信号をループフィルタ１
５を介してｖＣ○１６に供給しようとするものである。
しかし、上記第（１）式、第（２）式で示される位相比
較特性信号をそのまま使用すると、不具合が生じてしま
う。これは、両特性とも不安定点を有しているため、非
同期現象が生じてしまうためである。高速引込みを行な
う場合、非同期現象を防ぐかその生起確率を下げる必要
がある。そこで本実施例では、第１図の符号検出器９，
１２を設け、符号検出器９，１２の出力を乗算すること
で１位相比較特性を夫々第３図（ａ） 、 （ｂ）の波
形２３．２２の様に変え、非同期の確率をゼロとしてい
る。波形２２゜２３の位相比較特性は夫々下式（３）、
（４）で示される。
較特性信号をそのまま使用すると、不具合が生じてしま
う。これは、両特性とも不安定点を有しているため、非
同期現象が生じてしまうためである。高速引込みを行な
う場合、非同期現象を防ぐかその生起確率を下げる必要
がある。そこで本実施例では、第１図の符号検出器９，
１２を設け、符号検出器９，１２の出力を乗算すること
で１位相比較特性を夫々第３図（ａ） 、 （ｂ）の波
形２３．２２の様に変え、非同期の確率をゼロとしてい
る。波形２２゜２３の位相比較特性は夫々下式（３）、
（４）で示される。
尚、ｓｇｎ （・・・）は符号検出器で検出される符号
である。
である。
１゜
ＱＰＳＫ時： Ｉ医５ｘｎ２θ（ｔ）） Ｘ ｓｇｎ（
ｃｏｓ ２θ（ｔ）） −−−−−−Ｃ３）ＢＰＳＫ時
： （ｓｉｎθ（ｔ）） Ｘｓｇｎ（ｃｏｓθ（ｔ））
−・−（４）従って、第１図に示す実施例では
、同期パターン受信時にはスイッチ１４を端子Ａ側とし
、同期パターン終了近傍でスイッチ１４を端子Ｂに切り
換えることで、位相比較特性を、第３図（ａ）の特性線
２３から第３図（ｂ）の特性線２２にすることができる
。
ｃｏｓ ２θ（ｔ）） −−−−−−Ｃ３）ＢＰＳＫ時
： （ｓｉｎθ（ｔ）） Ｘｓｇｎ（ｃｏｓθ（ｔ））
−・−（４）従って、第１図に示す実施例では
、同期パターン受信時にはスイッチ１４を端子Ａ側とし
、同期パターン終了近傍でスイッチ１４を端子Ｂに切り
換えることで、位相比較特性を、第３図（ａ）の特性線
２３から第３図（ｂ）の特性線２２にすることができる
。
このとき、これらの２つの特性での引き込み安定点は移
動しないので、同期確立は保持される。尚、スイッチ１
４の切り換えは、同期パターンの長さが予め分かってい
るので、例えば、受信開始から所定時間経過後にタイマ
等で自動的に行なう。
動しないので、同期確立は保持される。尚、スイッチ１
４の切り換えは、同期パターンの長さが予め分かってい
るので、例えば、受信開始から所定時間経過後にタイマ
等で自動的に行なう。
以上述べたように１本実施例によれば、ＢＰＳＫ引込時
には耐雑音性がＱＰＳＫ引込時よりも約３ｄＢ優れてい
るので、低Ｃ／Ｎ下での高速同期が可能となる。また、
ループゲイン等も同時に切り換えることができるので、
要求に応じた回路にすることが可能と成る。
には耐雑音性がＱＰＳＫ引込時よりも約３ｄＢ優れてい
るので、低Ｃ／Ｎ下での高速同期が可能となる。また、
ループゲイン等も同時に切り換えることができるので、
要求に応じた回路にすることが可能と成る。
本発明によれば、ディジタル４相位相変調された受信波
をバースト毎に高速にしかも低Ｃ／Ｎ下でも搬送波再生
ができるという効果がある。
をバースト毎に高速にしかも低Ｃ／Ｎ下でも搬送波再生
ができるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例に係る搬送波再生装置の回路
図、第２図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）は受信バースト
波の位相停留点の説明図、第３ ＠ （ａ） 、 （ｂ
）は夫々ＢＰＳＫ時、ＱＰＳＫ時の位相比較特性図であ
る。 １・・・受信端子、２，３・・・ミクサ、４，５・・・
低域通過フィルタ、６，７・・・加算器、８・・・乗算
器、９・・・符号検出、１０．１１・・・乗算器、１２
・・・符号検出、１３・・・乗算器、１４・・・位相比
較切替えスイッチ、１５・・・ループフィルタ、１６・
・・ＶＣＯ１１７・・・９０°移相器、１８・・・２相
４相位相比較特性切換装置、ｉ （ｔ）・・・同期成分
データ、ｑ （ｔ）・・・直交成分データ。
図、第２図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）は受信バースト
波の位相停留点の説明図、第３ ＠ （ａ） 、 （ｂ
）は夫々ＢＰＳＫ時、ＱＰＳＫ時の位相比較特性図であ
る。 １・・・受信端子、２，３・・・ミクサ、４，５・・・
低域通過フィルタ、６，７・・・加算器、８・・・乗算
器、９・・・符号検出、１０．１１・・・乗算器、１２
・・・符号検出、１３・・・乗算器、１４・・・位相比
較切替えスイッチ、１５・・・ループフィルタ、１６・
・・ＶＣＯ１１７・・・９０°移相器、１８・・・２相
４相位相比較特性切換装置、ｉ （ｔ）・・・同期成分
データ、ｑ （ｔ）・・・直交成分データ。
Claims (1)
- １、ディジタル４相位相変調方式で時分割多重接続を行
なうときのバースト状の受信波から搬送波を再生するＰ
ＬＬ型の搬送波再生装置において、前記バースト波の先
頭に付加された同期パターンに搬送波再生での基準波が
同期する過程では２相位相変調波のみを対象とした位相
比較特性信号をＰＬＬに供給する手段と、同期確立後は
４相位相変調波を対象とした位相比較特性信号をＰＬＬ
に切り換え供給する手段とを設けたことを特徴とする搬
送波再生装置。
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