JPH09233047A

JPH09233047A - 直交周波数分割多重信号伝送方式

Info

Publication number: JPH09233047A
Application number: JP3489996A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Hamaguchi; 泰弘浜口; Naoki Okamoto; 直樹岡本; Minoru Kubota; 稔窪田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-02-22
Filing date: 1996-02-22
Publication date: 1997-09-05
Anticipated expiration: 2016-02-22
Also published as: JP3142771B2

Abstract

(57)【要約】【課題】直交周波数分割多重伝送方式のビットレートを
周波数帯域幅を広げることなく向上させる。【解決手段】直交周波数分割多重信号にスペクトル拡散
信号を多重して伝送する。また、上記両信号を送信機側
において、変調するとき、ローカル周波数を同一にする
と共に、受信機側では上記両信号を分離して復調し、ス
ペクトル拡散信号の復調時に用いるローカル周波数をス
ペクトル拡散信号の復調データで制御して直交周波数分
割多重信号の復調時のローカル周波数に用いる。更にま
た、上記スペクトル拡散信号を複数個用いるようにす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル・オー
ディオ放送やＴＶ映像の伝送等に用いる直交周波数分割
多重信号伝送方式に係り、特に直交周波数分割多重信号
にスペクトル拡散信号を多重して伝送する伝送方式に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル・オーディオ放送やＴ
Ｖ映像の伝送のために、電波障害に強い直交周波数分割
多重方式が検討されている。これは、互いに直交する多
数のキャリアを用いてディジタル信号を伝送する技術で
ある。各キャリアの変調は特に制限されないが、ＰＳＫ
変調あるいはＱＡＭ変調が用いられており、両変調波が
混在する場合も検討の対象となっている。一方、スペク
トル拡散信号を用いた伝送方式は、ワイヤレスＬＡＮ、
ディジタルセルラー等の分野で各種検討がなされてい
る。

【０００３】図１６は、従来の直交周波数分割多重信号
の送受信機のブロック図であり、図１７はスペクトル拡
散信号の送受信機の代表的なブロック図を示すものであ
る。ここでは、直交周波数分割多重される各キャリアは
ＱＰＳＫ変調されているものとし、スペクトル拡散信号
については、擬似ランダム符号を用いて拡散する場合に
ついて説明する。ただし、以下の説明において、送信機
と受信機の局部発信器の周波数をローカル周波数とし、
直交周波数分割多重信号を構成する複数の変調波をサブ
キャリアと呼ぶことにする。

【０００４】図１６において、直交周波数分割多重伝送
方式を用いた送信機側では、まず、伝送される情報デー
タがシリアルパラレル変換部１に入力され、キャリアの
数に応じて２ビットずつ対になって、ＩＦＦＴ（逆高速
フーリエ変換）部２の実部及び虚部に入力される。図１
６においてＲi、Ｉi （i＝０〜ｎ−１）はそれぞれ上記
シリアルパラレル変換部１によりパラレル信号に変換さ
れた信号の実部、虚部のi番目の変調波に対応する入力
部であることを示す。

【０００５】これらのパラレル信号はＩＦＦＴ部２内で
逆高速フーリエ変換され且つパラレル／シリアル変換さ
れて実部と虚部からそれぞれシリアルに出力される。即
ち、それぞれｎ個の実部、虚部入力に対してＩＦＦＴ部
２はｎ個の実部、虚部出力を生じるが、時間軸上でＩ軸
とＱ軸の２系統の信号とするべく、パラレル／シリアル
変換して出力するのである。そして、その実部と虚部か
らそれぞれシリアルに出力された信号は、それぞれシン
ボル間干渉を除くためのガードインターバルを付加する
ため、ガードインターバル付加部３、４に入力される。
ガードインターバル付加部３はＩＦＦＴ部２からの実部
データＲｔ₀〜Ｒｔ_(n-1)の前にガードインターバルＡ
（図１８参照）としてＲｔ_m〜Ｒｔ_(n-1)（データＲｔ₀
〜Ｒｔ_(n-1)の後ろの部分、約１／４）を挿入して出力
する。従って、ガードインターバル付加部３の出力は、
Ｒｔ_m〜Ｒｔ_(n-1)、Ｒｔ₀〜Ｒｔ_(n-1)の順となる。同様
に、ガードインターバル付加部４の出力は、Ｉｔ_m〜Ｉ
ｔ_(n-1)、Ｉｔ₀〜Ｉｔ_(n-1)の順となる。なお、ガード
インターバル付加部３、４における、このような処理は
入力を一旦メモリに書き込み、それを読み出すときに、
ガードインターバルにあたる部分をまず読み出し、続い
て０〜ｎ−１のデータを読み出すことによって行なわれ
る。その後、Ｄ／Ａ変換部５、６でＤ／Ａ変換され、適
当なローパスフィルタ部７、８に入力される。その後、
ミキサ９、１０と局部発振器１１と位相変換器１２で直
交変調されＩＦ帯に周波数変換される。そして、２系統
の信号が加算器１３で加算され、更に、所望のＲＦ帯に
ＩＦ・ＲＦ変換器１４で周波数変換された後、伝送され
る。

【０００６】一方、受信機側ではＲＦ・ＩＦ変換器１５
でＲＦ帯の信号をＩＦ帯に周波数変換する。ディバイダ
１６で実部及び虚部の２系統に分割されたそれぞれの信
号は、ミキサ１７、１８と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１
９と位相変換器２０で直交復調され、ローパスフィルタ
２１、２２を通した後、Ａ／Ｄ変換部２３、２４でＡ／
Ｄ変換が行われる。そして、得られた時系列のデータに
ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施すために必要となるＦ
ＦＴ窓をウィンドウ処理部２５、２６でかける。

【０００７】その後、ＦＦＴ部２７の実部と虚部に入力
され、シリアル／パラレル変換された後、高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）が行なわれ、各周波数ごとの情報を実
部、虚部からそれぞれ得る。それらの出力を復調するた
めに復調部２８で処理された後、パラレルシリアル変換
部２９に入力され、もとの情報信号を得ている。また、
復調部２８ではデータを復調するのと同時に、そのデー
タをもとに送受信機間での周波数オフセットを推定し、
その誤差分を電圧データとしてＶＣＯ１９にフィードバ
ックし、ＶＣＯの周波数の安定化を図っている。

【０００８】図１８に直交周波数分割多重された信号の
図１６におけるＸ点の時間列の変調波形を示す。直交周
波数分割多重信号の時間列の波形は、多数のキャリアの
重なりとなるため、ガウス分布上の波形となる。この図
において、Ａの時間間隔がシンボル間干渉を避けるため
ガードインターバル付加部３、４で付加されたガードイ
ンターバルに相当し、残りの部分が変調波形に相当す
る。この残りの部分の変調波形を以下において有効シン
ボルと呼ぶことにする。

【０００９】この例では、ガードインターバルの間隔
は、変調部の１／４にあたり、変調部の後部の１／４と
同じものとしている。本来、このガードインターバルは
情報を含んでいないので、復調側ではこのガードインタ
ーバルを除いて復調を行う。そのためウィンドウ処理部
２５、２６でＦＦＴ窓が施されるのである。

【００１０】次にガードインターバル付加部３、４及び
ウィンドウ処理部２５、２６について詳しく説明する。
通常ＦＦＴ（逆ＦＦＴも同様）では実部、虚部のＮ個の
入力に対して、実部、虚部Ｎ個の出力を出す。したがっ
て、本ブロック図においても送信側、受信側でＦＦＴが
用いられているので、それぞれＮ個の入力に対し、Ｎ個
の出力が得られるはずであるが、送信側の逆ＦＦＴ部で
は実部、虚部Ｎ個の入力に対し、２出力、受信側のＦＦ
Ｔ部では実部、虚部の２入力に対しそれぞれＮ個の出力
を得ている。

【００１１】これは、実際のＦＦＴ演算とは一致しない
が、イメージ上理解しやすいようにブロック図のように
示されている。送信側のガードインターバル付加部３、
４では実部、虚部のＮ個の逆ＦＦＴ出力データ（Ｒｔ
（０）〜Ｒｔ（Ｎ−１）、Ｉｔ（０）〜Ｉｔ（Ｎ−
１））を一旦メモリに蓄積し、上記のようなガードイン
ターバルを付加するためにガードインターバルとしてＲ
ｔ（Ｍ）〜Ｒｔ（Ｎ−１）を先に出力する。

【００１２】従ってガードインターバル付加部３、４の
出力は、実部ではＲｔ（Ｍ）〜Ｒｔ（Ｎ−１）、Ｒｔ
（０）〜Ｒｔ（Ｎ−１）となり、虚部でも同様にＩｔ
（Ｍ）〜Ｉｔ（Ｎ−１）、Ｉｔ（０）〜Ｉｔ（Ｎ−１）
といった順番で出力されることになる。一方、受信機の
ウィンドウ処理部２５、２６では受信信号のうち復調に
用いる部分（理想的にはガードインターバルＡを除いた
部分）を抜き出し、ＦＦＴ部２７の実部、虚部にＮ個ず
つデータを入れることになる。

【００１３】受信側でＦＦＴの窓をかける方法の一例を
示す。受信信号をＲＸ（ｔ）とし、直交周波数分割多重
信号の有効シンボル長（ガードインターバルを除いた時
間）をＴとする。さらにｅ（ｔ）−ＲＸ（ｔ）−ＲＸ
（ｔ＋Ｔ）とする。図５０に直交周波数分割多重信号の
シンボルとｅ（ｔ）との関係を示す。先のブロック図の
説明の際にも示したように、ガードインターバルは有効
シンボルの最後の１／４と同じであるため、理想的には
ガードインターバル区間ではｅ（ｔ）＝０となり、有効
シンボル区間ではｅ（ｔ）≠０となる。受信側では個の
ｅ（ｔ）なる信号を作ることにより、ＦＦＴの窓を受信
信号に対しかけることができる。すなわちブロック図の
ウィンドウ処理部２５、２６ではｅ（ｔ）なる信号を形
成し、ＦＦＴをかけるタイミングを図っていることにな
る。

【００１４】ここで、直交周波数分割多重信号のローカ
ル周波数の同期方法について説明する。一般的に、直交
周波数分割多重信号が伝送されるシステムにおいては、
送受信間でローカルの位相まで同期することは非常に困
難と考えられ、受信側では周波数をできるだけ送信周波
数に近づけるようにし、位相の不確定性については、サ
ブキャリアが位相変調の場合は送信側で差動符号化、受
信側で差動復調して取り除くようになっている。

【００１５】一例を示すと、まず、送信側で直交周波数
分割多重信号が構成するフレームの先頭に、送受信間で
あらかじめ既知のパイロット信号を挿入し、受信側では
この信号を利用して周波数の大まかな同期を図る。この
同期では送受信間でのローカル周波数のずれが、少なく
とも直交周波数分割多重信号のサブキャリアの周波数間
隔の半分以下に引き込む必要がある。そして、この周波
数引き込み後、受信信号を元に、先に示したブロック図
のようなフィールドバックループを構成し、受信機での
ＶＣＯ１９の安定化を図るようにしている。

【００１６】一方、図１７に示すスペクトル拡散信号を
用いた伝送方式の送信機側では、情報信号が拡散（Ｐ
Ｎ）符号発生部５０で発生する拡散符号と排他的論理和
回路５１で論理和がとられた後、ミキサ５２とＶＣＯ５
３でＢＰＳＫ変調され、所望のＲＦ帯にＩＦ・ＲＦ変換
部５４で周波数変換されて送信される。

【００１７】受信側ではＲＦ信号を受信後、ＲＦ・ＩＦ
変換部５５で周波数変換され、ミキサ５６とＶＣＯ５７
でベースバンド帯に周波数変換された後、相関器５８で
相関が取られ、復調部５９に入力されて、復調データを
得ている。また、復調部５９ではデータを復調するのと
同時に、そのデータをもとに送受信機間での周波数オフ
セットを推定し、その誤差分を電圧データとしてＶＣＯ
５７にフィードバックし、ＶＣＯ５７の周波数の安定化
を図っている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】従来、直交周波数分割
多重信号とスペクトル拡散信号は個々に独立して使用さ
れていた。しかし、同じ帯域で伝送量をさらに増やすに
は、各サブキャリアの変調方法を変える以外方法はな
く、その場合誤り率特性に大きく影響を及ぼすことにな
る。

【００１９】また、従来例で示したように、送受信間で
ローカル周波数の同期をとることは非常に困難であり、
従来例で示した方法では回線のＣ／Ｎ劣化時には周波数
の引き込み状態が非常に劣化し、送受信間でローカル周
波数オフセットが生じることにより、誤り率特性の劣化
を生じさせていた。周波数オフセットの影響が大きい原
因は、直交周波数分割多重信号の各サブキャリアが非常
に低速で変調されているので、サブキャリア間隔が非常
に狭いためである。

【００２０】さらに、直交周波数分割多重信号をより正
確に復調するには、ＦＦＴの窓を受信信号に対し精度よ
く施すことである。従来例で示したような方法である
と、Ｃ／Ｎの劣化時や、インパルス性のノイズに非常に
弱いといった問題がある。

【００２１】本発明は直交周波数分割多重信号の各サブ
キャリアの変調方式を多値化することなく、伝送レート
を上げることを第１の目的とする。

【００２２】本発明の第２の目的は直交周波数分割多重
伝送方式において送受信間でローカル周波数及び位相を
同期させることである。

【００２３】本発明の第３の目的は直交周波数分割多重
伝送方式において受信機側で良いＦＦＴ窓をかけること
ができるようにすることである。

【００２４】本発明の第４の目的は前記第２、第３の目
的の精度を更に上げることである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明の第１の構成では、直交周波数分割多重信号の
伝送帯域内あるいはその帯域を含めた伝送帯域より広い
帯域でスペクトル拡散信号を上記直交周波数分割多重信
号に重畳して同時に送信するようにしている。

【００２６】従って、ビットレートが向上する。なお、
直交周波数分割多重信号とスペクトル拡散信号は同一の
帯域で送られるが、互いにホワイトノイズとして影響し
合うだけであって、不具合は生じない。

【００２７】さらに、両変調信号が同一の帯域で送られ
ている場合は、レイリー環境下で送信されたとしても、
同じ影響を受けるので、両信号間の関係は崩れずに、互
いにホワイトノイズとして影響しあうだけである。

【００２８】本発明の第２の構成では、上記第１の構成
において、送信側では直交周波数分割多重信号のローカ
ル周波数とスペクトル拡散信号のローカル周波数を共通
の局部発振器から得るようにし、受信側では直交周波数
分割多重信号とスペクトル拡散信号を別々に復調するよ
うになっており、スペクトル拡散信号を復調する際に再
生されるローカル周波数を用いて、直交周波数分割多重
信号を復調するようにしている。従って、直交周波数分
割多重信号の送信側と受信側のローカル周波数の同期が
スペクトル拡散信号の復調系のローカル周波数制御処理
によって自動的に実現される。

【００２９】本発明の第３の構成では、上記第１の構成
において、送信側ではスペクトル拡散信号の周期と直交
周波数分割多重信号の各シンボル周期を一致させ且つ互
いに同期させた状態で送信する手段を有し、受信側では
スペクトル拡散を復調するときに得られる相関ピーク又
は相関ピークに対応する信号を周波数分割多重信号を復
調するときに用いるＦＦＴの窓の基準としている。従っ
て、この構成によると、回線のＣ／Ｎ劣化時でも精度良
く窓の基準信号を得ることができる。

【００３０】本発明の第４の構成では、上記第１の構成
において、送信側ではスペクトル拡散信号の周期を直交
周波数分割多重信号のシンボル周期の整数倍の周期に成
し且つ前記スペクトル拡散信号の周期と前記直交周波数
分割多重信号のシンボル周期の整数倍の周期を互いに同
期させた状態で送信する手段を有し、受信側では直交周
波数分割多重信号のシンボルの整数倍で得られるスペク
トル拡散信号の相関ピーク又は相関ピークに対応する信
号を直交周波数分割多重信号のシンボル周期に補完し
て、直交周波数分割多重信号を復調するときに用いるＦ
ＦＴの窓の基準としている。

【００３１】このように、スペクトル拡散の相関ピーク
を直交周波数分割多重信号のシンボル周波数の整数倍と
することにより相関ピークの周期が大きくなる。相関ピ
ークの周期が大きくなると、拡散の利得が向上し、ロー
カル再生の精度が向上する。また、拡散の利得が向上す
ると、スペクトル拡散信号側が直交周波数分割多重信号
に基づくホワイトノイズの影響を受けにくくなる。一
方、直交周波数分割多重信号のＦＦＴ窓については、受
信側で相関ピークの間を補完するので、正しく安定に窓
をかけることができる。

【００３２】本発明の第５の構成では、上記第１の構成
において、送信側で直交周波数分割多重信号のローカル
周波数と２つ以上のスペクトル拡散伝送信号のローカル
周波数を共通の局部発振器から得るようにし、受信側で
はスペクトル拡散信号の復調のためのローカル周波数を
再生する際に使用する制御信号の情報を２つ以上のスペ
クトル拡散信号の復調の結果得られる相関から捕捉の段
階によって選択し、直交周波数分割多重信号を復調する
ローカル周波数の制御に用いるようにしている。

【００３３】従って、制御信号として周期の長いデータ
に基づく制御信号と周期の短いデータに基づく制御信号
を設けた場合、例えばローカル周波数制御の捕捉動作の
初期は、周期の短い制御信号を用いて捕捉がすばやく行
なわれ、しかる後は長い周期の制御信号によって捕捉制
御が安定かつ精度よく行なわれる。

【００３４】本発明の第６の構成では、上記第１〜第５
の構成において、スペクトル拡散信号として送受信間で
既知のデータを送信するようにしている。このようにす
ることによって受信側でスペクトル拡散信号の復調の際
に、確実に正しいデータの位相回転を計算でき、キャリ
ア検出性能が上がる。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明の実施形
態を説明する。最初に、直交周波数分割多重信号単独で
のＣ／Ｎ対ＢＥＲの関係を示すグラフを図１に示す。こ
の図において、点線はアダプティヴホワイトガウシャン
ノイズ下でのＣ／Ｎ対ＢＥＲの関係を示すものであり、
実線はスローレイリー環境下でのものである。しかしな
がら、これらは理論値であるので、送信側と受信側でロ
ーカルの周波数オフセットはないものとしている。実際
の系ではこれによる影響は、直交周波数分割多重信号の
場合、ＢＥＲの悪いところでは大きく影響を及ぼす。図
の一点鎖線はその影響を考慮したＢＥＲ曲線である。

【００３６】実施形態１図２は本発明の第１の実施形態のブロック図であり、従
来例として説明した図１６及び図１７に対応する部分は
同一符号を付し、説明を省略する。図２において７１は
直交周波数分割多重信号のＩＦ帯に直交変調された信号
と、スペクトル拡散信号のＩＦ帯に変換後の信号を加算
する加算器であり、該加算器７１で加算されたスペクト
ル拡散信号を多重する直交周波数分割多重信号は、ＩＦ
・ＲＦ変換器７２によってＲＦ帯に周波数変換された後
伝送される。

【００３７】受信機側では、ＲＦ信号受信後、この受信
された信号は、ＲＦ・ＩＦ変換器９１でＩＦ帯に周波数
変換された後、ディバイダ９２で直交周波数分割多重信
号復調部とスペクトル拡散復調部に分割され、その後図
１６及び図１７に示す従来例と同様にして復調される。
ここで、用いるディバイダ９２は単なるパワーディバイ
ダである。この実施形態によると、従来の直交周波数分
割多重に比べてスペクトル拡散信号を多重するのでビッ
トレートが向上する。また、スペクトル拡散の信号は直
交周波数分割多重信号と完全に独立して送信できるた
め、直交周波数分割多重とはまったく無関係のデータを
伝送でき、また直交周波数分割多重の制御データを送信
して復調に使う等が可能となる。

【００３８】実施形態２図３は本発明の第２の実施形態のブロック図であり、図
２に示す本発明の第１の実施形態に対応する部分には同
一符号を付し、説明を省略する。図３において５３は送
信機側でＩＦ帯に周波数変換するための局部発振器であ
り、該局部発振器５３は、図２に示す第１の実施形態の
局部発振器１１を兼ねている。受信機側でもベースバン
ドへ周波数変換されるＶＣＯ５７が図２に示す第１の実
施形態のＶＣＯ１９を兼ねており、その周波数制御には
スペクトル拡散信号の復調データが用いられる。この実
施形態では、直交周波数分割多重信号単独で動作してい
る場合に比べて、低いＣ／Ｎに対しても周波数の引き込
みが可能になる。

【００３９】以下に具体的な数値の例を挙げて説明す
る。直交周波数分割多重信号が受信端で平均Ｃ／Ｎ２０
ｄＢでスローレイリー環境下で送信されている系に、プ
ロセスゲイン３５ｄＢで、直交周波数分割多重信号とス
ペクトル拡散信号の電力比を２５ｄＢとし、拡散後の帯
域が直交周波数分割多重信号と同一になるようなスペク
トル拡散信号を多重することを考える（逆拡散後のスペ
クトル拡散信号のＣ／Ｎは約１０ｄＢである）。直交周
波数分割多重信号とスペクトル拡散信号は同じ周波数帯
域で送信されているため、その２つの信号電力比は最初
に仮定した２５ｄＢを維持する。この場合直交周波数分
割多重信号からスペクトル拡散信号をみた場合、ホワイ
トノイズと同様にとれるので直交周波数分割多重信号の
最終的なＣ／Ｎは約１８．８ｄＢとなる。

【００４０】しかしながら、直交周波数分割多重信号と
スペクトル拡散信号は同じ周波数帯域で送信されている
ため、その２つの信号電力比は最初に仮定した２５ｄＢ
を維持するので、回線にその２波だけが存在する場合
は、その誤り率は図４に示すＣ／Ｎ対ＢＥＲの関係を示
すグラフにおける点線で示すような特性になる。実際、
直交周波数分割多重信号はスローレイリーになり、スペ
クトル拡散信号で雑音成分が多くなるに従い誤り率は劣
化すると考えられる。最初に仮定した直交周波数分割多
重信号のＣ／Ｎから比べると、１.２ｄＢ劣化してい
る。

【００４１】一方、スペクトル拡散信号の逆拡散後のＣ
／Ｎは伝搬環境によらず約１０ｄＢを保つことができる
（ただし、シャドウウィングで電波が完全にとぎれる場
合は除く。また、系のホワイトノイズによるスペクトル
拡散への影響は直交周波数分割多重からの影響に比べて
無視できるものである）。よって、レイリー環境下で信
号の電力が低下してもスペクトル拡散のデータは復調す
ることができ、キャリア周波数も安定して再生できる。

【００４２】これによって、直交周波数分割多重信号の
復調に使われるローカル周波数も安定し、伝搬路の影響
で受信電力が下がった場合でもローカル周波数のずれに
よる影響は受けないのでビットエラーレートが改善さ
れ、平均Ｃ／Ｎが劣化して誤り率の悪化に及ぼす影響よ
りも改善が得られる。その結果を図４の２点鎖線に示
す。図４の点線、実線、一点鎖線は図１と同じである。

【００４３】さらに、直交周波数分割多重信号単独で使
用している場合よりも、参照信号等を省略できるのでビ
ットレートは直交周波数分割多重信号分だけでも増加す
る。さらに、直交周波数分割多重信号のＣ／Ｎの劣化量
を低減するには、プロセスゲインを多く取ったスペクト
ル拡散信号を多重すればよい。この実施形態におけるス
ペクトルの一例を図５に示す。

【００４４】実施形態３図６は本発明の第３の実施形態のブロックであり、図３
に示す本発明の第２の実施形態に対応する部分には同一
符号を付し、説明を省略する。ただし、図６において送
信機側ではスペクトル拡散信号の相関ピークが直交周波
数分割多重信号のシンボル間隔で発生するようにし、即
ち、その相関ピークが受信機側でＦＦＴの窓をかけるタ
イミングででるように拡散する。

【００４５】図７は本実施形態による直交周波数分割多
重信号と拡散符号周期との関係を示しており、（イ）は
スペクトル拡散信号のデータ列、（ロ）は直交周波数分
割多重信号、（ニ）はスペクトル拡散符号である。
（ロ）において、Ａはシンボル間干渉を避けるためのガ
ードインターバルであり、Ｂは直交周波数分割多重信号
の有効シンボル周期である。以下の説明では、ガードイ
ンターバルの周期Ａと有効シンボル周期Ｂをあわせて直
交周波数分割多重信号のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）とす
る。一方、（イ）において、Ｃは拡散符号の１周期を表
わしている。

【００４６】本発明の実現のために直交周波数分割多重
信号のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）とスペクトル拡散信号の
データの周期Ｃは予め同一となるように選定されてい
る。図６のタイミング制御部１００はガードインターバ
ル付加部４からガードインターバルＡと有効シンボルＢ
の間のタイミング信号を受け、直交周波数分割多重信号
のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）で発生し、しかもその立ち上
がりが直交周波数分割多重信号のガードインターバルＡ
と有効シンボルＢの間に同期するクロック信号ＣＫを形
成する（図７（ハ））。

【００４７】このクロック信号の形成方法は様々考えら
れるが、従来例で示したようにガードインターバル付加
部４がメモリによって形成されている場合を例に取る
と、有効シンボルの実部のデータ（虚部でも同様）のＲ
ｔ（０）を読みだす時に信号をハイレベルにし、Ｒｔ
（１）を読みだす時にローレベルにすることにより得る
ことができる（Ｒｔ（ｘ）については従来例と同様の信
号を意味する）。

【００４８】そしてこのクロック信号ＣＫを用い、Ｄフ
リップフロップ等で、直交周波数分割多重信号とは非同
期できたスペクトル拡散信号のデータＤｓをラッチす
る。勿論、拡散符号も直交周波数分割多重信号からのタ
イミング信号で繰り返すように拡散符号発生器５０を制
御する。図７（ニ）はラッチされたスペクトル拡散信号
を示す。この操作により、直交周波数分割多重信号のシ
ンボル周期（Ａ＋Ｂ）とスペクトル拡散信号のデータ周
期Ｃのタイミングが一致する。これにより、図７に示す
ようなタイミングの信号が形成されるわけである。

【００４９】最初から、スペクトル拡散信号のデータ周
期と直交周波数分割多重信号のシンボル周期が図７のよ
うなタイミングで形成されている場合は以上のような信
号同期のための回路は省略できる。そして、このように
信号同期が取れた後は、スペクトル拡散信号のデータに
は実施形態１あるいは実施形態２と同様にスペクトル拡
散を施し、直交周波数分割多重信号と多重して送信す
る。

【００５０】受信側では、スペクトル拡散信号の復調器
５９から図７（ホ）に示す如く相関ピークＰが直交周波
数分割多重信号のシンボル周期ごとに生じる。この相関
ピークＰはウィンドウ処理部２５、２６へ与えられる。
ウィンドウ処理部２５、２６では相関ピークのタイミン
グから直交周波数分割多重信号の１周期分のデータをと
り、ＦＦＴ部２７はその１周期分のデータでＦＦＴをか
ける（図７（ヘ））。図７にはＦＦＴを施すデータが１
系統分しか書かれていないが、当然、同じ作業を直交周
波数分割多重信号復調側の２系統で行われる（実部と虚
部に対応する）。このようにして、本実施形態では、受
信直交周波数分割多重信号に対し正しい窓をかけること
が簡単且つ確実にできる。尚、窓をかけるとは、言い換
えると、スペクトル拡散信号の相関ピークから１周期分
のサンプルをとるということである。

【００５１】以下に具体的な数値の例を挙げて説明す
る。直交周波数分割多重信号の各キャリア間隔を７．８
１２５ＫＨｚ、キャリア数を４４８波とすると、ＩＦ帯
域幅は３．５ＭＨｚとなる。さらに、シンボル間干渉を
なくすためにシンボル長の１／４のガードインターバル
Ａを付加する。この場合、上記の条件（受信機で相関ピ
ークが直交周波数分割多重信号のシンボル周期で検出さ
れる）を満たすスペクトル拡散信号の拡散利得はＩＦ帯
域幅を同一にすると、処理利得が２７．５ｄＢの信号を
多重することになる。このような条件を満足するスペク
トル拡散信号の拡散符号としての周期が５６０チップの
拡散符号が考えられる。

【００５２】実施形態２と同等の直交周波数分割多重信
号の電力を仮定し、スペクトル拡散信号の拡散後のＣ／
Ｎが１０ｄＢになるようにすると、直交周波数分割多重
信号の受信後のＣ／Ｎは、約１５．２ｄＢとなり先程の
例より誤り率は悪化する。しかし、この第３実施形態の
場合、送受信間で完全に同期が取られることになるの
で、同期復調が使えることになる。

【００５３】したがって、同期復調で効果が出るような
回線状態で（例えば衛星との固定通信）効果が期待され
る。また、スローレイリー環境下のような回線状態で
も、安定したキャリア再生が望め、ＦＦＴの窓の基準も
得られるので、その分の改善効果は期待できる。Ｍ系列
の符号にする場合は、周期が５１１チップの拡散符号が
上記の条件を最も良く満たし、この場合、プロセスゲイ
ンが２７.１ｄＢ、ＩＦ帯域幅が３.２ＭＨｚとなる。こ
の場合、スペクトル拡散信号の逆拡散後のＣ／Ｎが９.
６ｄＢを仮定すれば直交周波数分割多重信号は上記の例
と同等の誤り率特性になる。図７にはＦＦＴを施すデー
タが１系統分しか書かれていないが、当然、同じ作業を
直交周波数分割多重信号復調側の２系統で行われる（実
部と虚部に対応する）。またこの例ではＦＦＴ窓の制御
に相関ピークを用いたが、スペクトル拡散信号の受信系
に相関同期回路が用いられている場合にはその出力信号
を利用してもよい。

【００５４】実施形態４図８は本発明の第４の実施形態のブロック図であり、図
６に示す本発明の第３の実施形態に対応する部分には同
一符号を付し、説明を省略する。ただし、本実施形態に
おいては、送信機側ではスペクトル拡散信号の相関ピー
クが直交周波数分割多重信号のシンボル間隔の整数倍で
発生するようにし、さらに、その相関ピークは受信機側
でＦＦＴの窓をかけるタイミングででるように拡散す
る。

【００５５】即ち、図９（ニ）に示すようにスペクトル
拡散信号の周期は１つのガードインターバルと有効シン
ボルの間のタイミングで開始するが、その周期の終了は
開始から４個目のガードインターバルと有効シンボルの
間のタイミングとなる。即ち、図８におけるタイミング
制御部１００は図６に示すタイミング制御部のタイミン
グ信号の４倍の周期でタイミング信号を出すことにな
る。直交周波数分割多重信号のシンボル周期の４倍がス
ペクトル拡散信号のデータ周期となり、拡散符号の符号
周期も当然直交周波数分割多重信号の４倍になる。

【００５６】このような信号のタイミングを形成するに
は、まず、スペクトル拡散信号のデータ周期を図９
（イ）に示すように直交周波数分割多重信号のシンボル
周期の４倍に一致するように選定する。そして、図８の
タイミング制御部１００はガードインターバル付加部４
からガードインターバルＡと有効シンボルＢの間のタイ
ミング信号を受け、直交周波数分割多重信号のシンボル
周期の４倍の周期で発生し、しかもその立ち上がりが直
交周波数分割多重信号のガードインターバルＡと有効シ
ンボルＢの間に同期するクロック信号ＣＫを形成する。

【００５７】このクロック信号の形成方法は様々考えら
れるが、従来例で示したようにガードインターバル付加
部がメモリによって形成されている場合を例に取ると、
有効シンボルの実部のデータ（虚部でも同様）のＲｔ
（０）を読み出す時の４回に１回信号をハイレベルに
し、Ｒｔ（１）を読み出す時にローレベルにすることに
より得ることができる。このような回路はカウンター等
を用いることにより簡単に実現できる。

【００５８】（Ｒｔ（ｘ）については従来例と同様の信
号を意味する）そしてこのクロック信号ＣＫを用い、Ｄ
フリップフロップ等で、スペクトル拡散信号のデータを
ラッチする。図９（ニ）はラッチされたスペクトル拡散
信号を示している。このようにして、図９（ニ）に示す
ようなタイミングの信号（クロック信号ＣＫ）が形成さ
れるわけである。

【００５９】最初から、スペクトル拡散信号のデータ周
期Ｃと直交周波数分割多重信号のシンボル周期（Ａ＋
Ｂ）が図９のようなタイミングで形成されている場合は
以上のような信号同期のための回路は省略できる。そし
て、このように信号同期が取れた後は、スペクトル拡散
信号のデータには実施形態１あるいは実施形態２と同様
にスペクトル拡散を施し、直交周波数分割多重信号と多
重して送信する。

【００６０】一方、受信機側では直交周波数分割多重信
号の４倍の周期でスペクトル拡散信号の相関ピークＰが
図９（ホ）に示す如く発生するが、相関ピークＰとＰの
間をパルスＯで補完すべく相関ピーク補完回路９３が設
けられる。

【００６１】このように、相関ピーク補完回路９３は、
相関ピークＰを検出後、直交周波数分割多重信号復調に
用いられるサンプリング用のクロックを用い、カウンタ
ー等で直交周波数分割多重信号の１シンボル分のデータ
に相当する時間をカウントし、補完信号を得るようにし
ている。

【００６２】本実施形態の場合はスペクトル拡散信号に
よる相関ピーク信号Ｐが直交周波数分割多重信号周期の
４倍で得られるので、相関ピーク補完回路９３では相関
ピーク検出後、３回の直交周波数分割多重信号周期をカ
ウントし補完データを抽出することになる。そして、再
び、相関ピークＰが検出されると、補完回路はリセット
され、同じ、動作を相関ピーク補完回路９３は繰り返す
ことになる。

【００６３】即ち、相関ピーク補完回路９３は直交周波
数分割多重信号のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）の整数倍で得
られるスペクトル拡散信号の相関ピークＰを、サンプリ
ング用のクロックをカウントすることでパルスＯを発生
させて補完し、直交周波数分割多重信号のシンボル周期
で信号が得られるようにし、その補完後の信号をウィン
ドウ処理部２５、２６にて利用できるようにしたもので
ある。

【００６４】この補完回路９３を加えることにより、実
施形態３と全く同じ周期で直交周波数分割多重信号のガ
ードインターバルと有効シンボルの間で立ち上がる信号
が得られることになるので、後は、実施形態３と同様に
復調することができる。

【００６５】具体例として実施形態３と同様のパラメー
タで考える。ただし相関ピークは、直交周波数分割多重
信号のシンボル周期の５倍の間隔で発生させるものとす
る。この場合スペクトル拡散信号のプロセスゲインは約
３４．４ｄＢとなる。このような条件を満たすスペクト
ル拡散信号の拡散符号周期は２８００チップである。ス
ペクトル逆拡散後のＣ／Ｎが１０ｄＢを仮定すると、直
交周波数分割多重信号の受信後のＣ／Ｎは、約１８．５
ｄＢとなり実施形態２で示したものと同様のＣ／Ｎとな
る。

【００６６】よって、この例の場合、実施形態２で示し
た直交周波数分割多重信号の誤り率特性を維持しつつ、
実施形態３の効果を得られることになる。拡散符号をＭ
系列の符号にする場合は、周期が２０４７チップの拡散
符号が上記の条件を最も良く満たし、この場合、プロセ
スゲインが３３．１ｄＢ、ＩＦ帯域幅が２．６ＭＨｚと
なる。この場合、スペクトル拡散信号の逆拡散後のＣ／
Ｎが８．７ｄＢを仮定すれば直交周波数分割多重信号は
上記の例と同等の誤り率特性になる。

【００６７】実施形態５図１０は本発明の第５の実施形態のブロック図であり、
図３に示す本発明の第２の実施形態に対応する部分には
同一符号を付し、説明を省略する。この実施形態では、
多重されるスペクトル拡散波の数は２波を仮定してい
る。よって、拡散符号発生器５０と６０、排他的論理和
回路５１と６１、相関器５８と６８、復調部５９と６９
は同じ働きをしている。ただし、送信機側では、全ての
多重信号がローカルを共有している。

【００６８】特に、本実施形態では、送信側で多重する
スペクトル拡散信号の２波の相関ピーク周期が１波は直
交周波数分割多重信号のシンボル周期と同程度のもの
（周期が短い）、もう１波を直交周波数分割多重信号の
シンボル周期の数周期程度のもの（周期が長い）を用い
ることを前提としている。この両者を受信機でのローカ
ル制御における性能を比べると、周期の短いスペクトル
拡散信号を使った場合は周期の長いスペクトル拡散信号
を使った場合に比べ、相関ピークが一定時間当りたくさ
ん出ることから、速く引き込めるという利点がある。し
かし、逆拡散後のＳ／Ｎが悪いため、安定性は悪くな
る。当然、周期の長いスペクトル拡散信号を使った場合
は、安定性はあるものの、引き込みまでの時間は周期に
比例して長くなると考えられる。

【００６９】そこで、本実施形態において、受信機で
は、復調器５９からの短いピークに基づく制御信号と復
調器６９からの周期の長い相関ピークに基づく制御信号
の選択を行いＶＣＯ５７を制御するＶＣＯ制御信号選択
部９５を設け、同期の段階で初期捕足には相関周期の短
い信号を制御信号に使うことにより大まかではあるが、
迅速に捕足を行い、一旦、捕足した後は相関周期の長い
制御信号を使うことによって安定した精度の良い周波数
の捕捉を行なうことができる。

【００７０】切り換えるタイミングについては、用いる
ＶＣＯの精度や回線の状態に依存して決まると考えられ
るが、その方法の一例を上げると、初期捕足の段階で用
いる周期の短いスペクトル拡散信号の相関ピークの個数
をカウントし、一定数に達した後、周期の長いスペクト
ル拡散信号を制御に用いるという方法が挙げられる。以
上により更に安定したＶＣＯ制御が行なわれる。

【００７１】実施形態６図１２は本発明の第６の実施形態のブロック図であり、
図１０に示す第５の実施形態に対応する部分には同一符
号を付し、説明を省略する。この場合も多重されるスペ
クトル拡散信号は２波を仮定している。送信側では、さ
らに相関ピークが直交周波数分割多重信号のシンボル周
期の整数倍ででるようにスペクトル拡散信号を多重して
いる。この方法については実施形態３あるいは実施形態
４と同様にして行なわれる。

【００７２】従って、第１タイミング制御部１００は図
６のタイミング制御部と同一の動作を行い、スペクトル
拡散信号の周期を直交周波数分割多重信号のシンボル周
期と同じになり、第２タイミング制御部１０１は図８の
タイミング制御部と同じような動作を行い、スペクトル
拡散信号の周期を直交周波数分割多重信号のシンボル周
期の５倍としている。

【００７３】これはシンボル周期の１倍と５倍のスペク
トル拡散信号が多重されていることを意味する。受信側
において制御信号選択部９５では、実施形態５（図１
０）と同様な動作を行なう。相関ピーク周期選択回路９
６では、復調器５９から得られる５倍の周期の相関ピー
ク（図１３（ハ）参照）をウインドウ処理部２５、２６
に与え、基本的な窓の制御信号として使用し、復調器６
９から得られる１倍の周期の相関ピーク（図１３（ロ）
参照）をその補完信号として使用する。この操作により
正確な窓の同期が送受信間で行える。

【００７４】このような回路の実現方法は様々考えられ
るが、シンボル周期の長い、即ち本実施形態においては
５倍のスペクトル拡散信号の相関ピークが検出されたと
きは、優先的にその信号をウインドウ処理部２５、２６
で使えるように短い周期のスペクトル拡散信号からの制
御信号をオフする仕組みにすれば、この回路は簡単に実
現される。即ち、このように２種類のスペクトル拡散信
号の相関ピークを適応的に用いることにより実施形態３
と同様のタイミング信号を得ることができ、直交周波数
分割多重信号が復調できることになる。

【００７５】実施形態７図１４は本発明の第７の実施形態のブロック図であり、
図６に示す第３の実施形態に対応する部分には同一符号
を付し、説明を省略する。この実施形態では、送信機側
において、直交周波数分割多重信号とスペクトル拡散信
号に対して、ＶＣＯ５３により同一のローカル周波数が
使用され、受信機側ではスペクトル拡散信号の復調出力
を用いてＶＣＯ５７のローカル周波数が再生され、相関
ピークを用いてウィンドウ処理部２５、２６によるＦＦ
Ｔ窓が制御される。

【００７６】ただし、直交周波数分割多重信号の各キャ
リアは振幅変調（例えばＱＡＭ）されるように、この例
ではＳ／Ｐ変換をＳ／Ｐ変換部７６でＱＡＭ変調に合う
ように変換し、受信機でその逆のＰ／Ｓ変換をＰ／Ｓ変
換部９７で行う。また、直交周波数分割多重信号の基準
振幅生成部９８では、スペクトル拡散信号の復調器５９
からの相関ピークの大きさに基づき変調のため基準振幅
を生成し、ＦＥＴ部２７からの復調部２８で比較するこ
とにより、直交周波数分割多重信号の復調データを得
る。その結果、振幅変調のデータを再生するようになっ
ている。

【００７７】一般に伝搬環境によって電力が変動する場
合がある。従って、直交周波数分割多重信号に振幅変調
が使われている場合、受信環境のよいところでは変調し
た振幅が、そのまま復調されるが、電力が全体的に下が
っているときは、振幅が小さくなってしまう。従って、
振幅変調している場合は何らかの基準が必要となる。そ
の１つの方法として各キャリアに基準データを参照シン
ボル（パイロット信号）として間欠的に挿入して送るこ
とが考えられる。

【００７８】しかしながら、これでは直交周波数分割多
重信号のビットレートが挿入基準データの分だけ下が
る。そこで本実施形態ではスペクトル拡散信号の逆拡散
後の電力に相当する値を、直交周波数分割多重信号の各
サブキャリアを復調する時の振幅の基準としている。例
えば、何のノイズもない静的な状態で伝送している時の
直交周波数分割多重信号の基準電力をａ、さらにその場
合のスペクトル拡散信号の逆拡散後の電力をＡとした場
合、レイリー環境等の動的な状態でスペクトル拡散信号
の電力ＡがＡ／２変化した場合は、直交周波数分割多重
信号を復調する際の基準電力ａ／２に変化させ、直交周
波数分割多重信号を復調することにより従来必要であっ
たパイロット信号をなくすことができる。

【００７９】これは、スペクトル拡散信号の相関ピーク
と直交周波数分割多重信号の振幅変調の関係をあらかじ
め認識しておけば相関ピークの大きさを基準に振幅変調
成分を復調することができるを意味し、これにより、無
駄なパイロット信号を複雑に直交周波数分割多重信号に
挿入する必要がなくなり、受信機の簡素化が図れ、ビッ
トレートの向上につながる。

【００８０】尚、実施形態２〜７ではスペクトル拡散信
号を、直交周波数分割多重信号の補助手段として使用す
る場合、特に無変調として情報を乗せないで使えば、キ
ャリア再生、ＦＦＴの窓の同期等をより正確に行うこと
ができる。

【００８１】図１５は変調方式がＢＰＳＫ変調の場合
の、復調後の信号点配置を示しており、同図（ａ）は周
波数誤差無しの状態、（ｂ）は誤差△ωＴがある状態を
示している。この場合、理論上±９０゜の範囲の誤差を
引き込むことができる。それに対し、（ａ’）（ｂ’）
は同じデータを送り続ける場合を示しており、この場合
には誤差△ωＴを（ａ’）の状態にするのに理論上±１
８０°の引き込み範囲が実現される。

【００８２】上記各実施形態１〜７を示す図２、図３、
図６、図８、図１０、図１２、図１４において、スペク
トル拡散の受信側のブロックはいずれも簡略化して描い
ているが、以下のように構成してもよい。まず、図２に
示すスペクトル拡散信号の受信側は図１９に示すような
ブロック構成となる。図１９において、ミキサ５６Ａ、
５６Ｂで受信信号を直交復調する。それらの復調出力
を、それぞれ相関器５８Ａ、５８Ｂにかけ、相関ピーク
を検出する。

【００８３】そして、その相関ピークを用いて相関タイ
ミング検出回路８１から相関タイミング信号を出力さ
せ、その相関タイミング信号を用いてラッチ回路８０
Ａ、８０Ｂで相関ピークをラッチする。それによって位
相回転（位相回転は送受信間の周波数オフセットに起因
して発生する）を検出する。位相回転を時間平均するた
めにループフィルタ８３を介した後、ＶＣＯ５７にフィ
ードバック制御をかけて送信側との周波数同期をとる。

【００８４】図２０は図３や図６、図８、図１４等に適
用される。実質的には図１９と同一である。次に、図２
１は図１０に適用される。図２１は図２０と同一の構成
が２組設けられていて、そのループフィルタ８３と９０
の出力の一方を制御信号選択回路９５で選択してＶＣＯ
５７へ与える点が実質的に相違しているだけである。ま
た、図２２は図２１に比し、ループフィルタ８３と９０
の出力を相関ピーク周期選択回路へ供給している点が相
違しているだけである。

【００８５】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、直交周波数分
割多重信号にスペクトル拡散信号を多重することにより
周波数帯域を増やすことなくビットレートを向上でき
る。また、この多重するスペクトル拡散信号を請求項２
以下の如く利用することによって直交周波数分割多重信
号のためのローカルの周波数制御やＦＦＴ窓の制御に用
いることができる。

【００８６】請求項２の発明によれば、送信機側で局部
発振器を共有し、受信機側ではスペクトル拡散復調時に
用いるローカル周波数を直交周波数分割多重信号の復調
に用いることにより、初期捕捉が高速になり、しかもレ
イリー環境下の如く回線状態の劣化時にもスペクトル拡
散のデータは復調することができるので、周波数同期が
取れる。その結果として、送受信間での周波数オフセッ
トが低減され、ビットエラーレートが改善される。ま
た、直交周波数分割多重信号単独の場合に比べ、周波数
同期を図るための参照信号を挿入する必要がなくなり、
全体的にビットレートが改善される。

【００８７】請求項３の発明によると、受信側でスペク
トル拡散信号の復調器から得られる相関ピーク又は相関
同期回路の出力を用いて直交周波数分割多重信号をＦＦ
Ｔする際の窓を正しくかけることができる。

【００８８】請求項４の発明によると、例えば初期捕捉
の段階では周期の短い拡散信号による相関ピークを用い
ることによって捕捉を迅速に行ない、その捕捉後は周期
の長い拡散信号を用いることによって拡散の精度を高く
し、且つ相関ピークの位置精度を向上させることができ
る。これに伴って受信側のＦＦＴの窓も早くかかり、そ
の後は精度よく安定に窓をかけることができる。

【００８９】請求項５の発明によると、受信側でスペク
トル拡散信号の復調の際に、確実に正しいデータの位相
回転を計算でき、キャリア検出性能が上がる。

【図面の簡単な説明】

【図１】直交周波数分割多重信号のホワイトノイズ下、
スローレイリー環境下での、Ｃ／Ｎ対ＢＥＲ特性並びに
送受信間でのローカル誤差を考慮した特性図である。

【図２】本発明の第１の実施形態のブロック図である。

【図３】本発明の第２の実施形態のブロック図である。

【図４】本発明の第２の実施形態におけるＢＥＲ特性図
である。

【図５】本発明の第２の実施形態の動作説明図である。

【図６】本発明の第３の実施形態のブロック図である。

【図７】本発明の第３の実施形態の動作説明図である。

【図８】本発明の第４の実施形態のブロック図である。

【図９】本発明の第４の実施形態の動作説明図である。

【図１０】本発明の第５の実施形態のブロック図であ
る。

【図１１】本発明の第５の実施形態の動作説明図であ
る。

【図１２】本発明の第６の実施形態のブロック図であ
る。

【図１３】本発明の第６の実施形態の動作説明図であ
る。

【図１４】本発明の第７の実施形態のブロック図であ
る。

【図１５】本発明の第８の実施形態の説明図である

【図１６】従来の送受信機のブロック図である。

【図１７】従来の他の送受信機のブロック図である。

【図１８】直交周波数分割多重信号の時間軸データを示
す図である。

【図１９】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成を示す図である。

【図２０】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成の他の例を示す図であ
る。

【図２１】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成の他の例を示す図であ
る。

【図２２】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成の他の例を示す図であ
る。

【符号の説明】

１シリアルパラレル変換部２逆フーリエ変換部３、４ガードインターバル付加部５、６ディジタルアナログ変換部７、８ローパスフィルタ部９、１０ミキサ部１１局部発振器１２位相シフト部１３加算部１６ディバイダ１７、１８ミキサ部１９ＶＣＯ（電圧制御発振器）２０位相シフト部２１、２２ローパスフィルタ部２３、２４アナログディジタル変換部２５、２６ウィンドウ付加部２７フーリエ変換部２８復調部２９パラレルシリアル変換部５０ＰＮ符号（拡散符号）発生部５１排他的論理和演算部５２ミキサ部５３局部発振器５６ミキサ部５７ＶＣＯ５８相関器５９復調器６０ＰＮ符号（拡散符号）発生部６１排他的論理和演算部６２ミキサ部６６ミキサ部６８相関器６９復調器７１ＩＦ・ＲＦ変換部７２、７３加算部９１ＲＦ・ＩＦ変換部９２ディバイダ９４３分岐ディバイダ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直交周波数分割多重信号の伝送帯域内ある
いはその帯域を含めた伝送帯域より広い帯域でスペクト
ル拡散させたディジタル信号を上記直交周波数分割多重
信号に重畳して同時に送信することを特徴とした直交周
波数分割多重信号伝送方式。
【請求項２】送信側では直交周波数分割多重信号のロー
カル周波数とスペクトル拡散信号のローカル周波数を共
通の局部発振器から得るようにし、受信側では直交周波
数分割多重信号とスペクトル拡散信号を別々に復調する
ようになっており、スペクトル拡散信号を復調する際に
再生されるローカル周波数を用いて、直交周波数分割多
重信号を復調するようにしたことを特徴とする請求項１
に記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
【請求項３】送信側ではスペクトル拡散信号の周期と直
交周波数分割多重信号の各シンボル周期を一致させ且つ
互いに同期させた状態で送信する手段を有し、受信側で
はスペクトル拡散信号を復調するときに得られる相関ピ
ーク又は相関ピークに対応する信号を周波数分割多重信
号を復調するときに用いるＦＦＴの窓の基準とすること
を特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重信号
伝送方式。
【請求項４】送信側ではスペクトル拡散信号の周期を直
交周波数分割多重信号のシンボル周期の整数倍の周期に
成し且つ前記スペクトル拡散信号の周期と前記直交周波
数分割多重信号のシンボル周期の整数倍の周期を互いに
同期させた状態で送信する手段を有し、受信側では直交
周波数分割多重信号のシンボルの整数倍で得られるスペ
クトル拡散信号の相関ピーク又は相関ピークに対応する
信号を直交周波数分割多重信号のシンボル周期に補完し
て、直交周波数分割多重信号を復調するときに用いるＦ
ＦＴの窓の基準とすることを特徴とする請求項１に記載
の直交周波数分割多重信号伝送方式。
【請求項５】スペクトル拡散信号として送受信間で既知
のデータを送信することを特徴とする請求項２乃至請求
項４のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号伝送方
式。