JPS63165075A - ア−ク溶接電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、アーク溶接電源の改良に関するものであり、
特に正、逆両極性を交互に切替えて溶接部に電力を供給
するアーク溶接電源に関するものである。

〔従来の技術〕

アーク溶接に用いる電源として電極側を負電位とする正
極性および電極側を正電位とする逆極性の両極性を切替
える方式のものが直流電源と極性切替用スイッチング素
子との組合せによって得るものとして提案されている。

（例えば特開昭６０−１８２７５号公報）。第１２図は
この種の従来装置の例を示す接続図である。同図におい
て１は公知の直流電源であり、２は直流電源１の出力を
平滑するためのりアクドルである。３ａないし３ｄはブ
リッジ接続されたスイッチング素子、４は電極、５は被
溶接物、６はスイッチング素子３ａないし３ｄを駆動す
るためのスイッチング素子駆動回路。

である。７は直流電源１の出力を平滑するとともにロー
に発生するサージ電圧を吸収するための比較的大−容量
のコンデンサである。第１３図は第１２図の従来装置の
動作を説明するための線図でありスイッチング素子駆動
回路６の出力信号Ｓ１．Ｓ２と出力電圧Ｅ。との関係を
時間の経過とともに示しである。第１２図においてスイ
ッチング素子駆動回路６から駆動信号Ｓ１．Ｓ２が交互
に出力されると、スイッチング素子３ａと３ｂとが同時
にまたはスイッチング素子３ｃと３ｄとが同時に導通・
遮断をくりかえし、電極４と被溶接物５との間に直流電
源１の出力電圧が正・逆に切替えられた矩形波状の電圧
が供給される。ここでスイッチング素子は駆動信号が遮
断されても直ちに導通状態から遮断状態にならず数μｓ
から数１０μｓの遅れ時間ｔ　の後に完全遮断となる。

したがって一方の対のスイッチング素子、例えばスイッ
チング素子３ａと３ｂ、に対する駆動信号Ｓ１を遮断し
て後直ちに駆動信号Ｓ２を他方の対のスイッチング素子
３Ｃと３ｄとに供給すると、スイッチング素子３ａと３
ｂとの遮断遅れ時間ｔ　の間にスイッチング素子３Ｃと
３ｄとが導通し始めることになり、直流電源１の出力を
短絡してしまうことになる。このために直流電源１およ
びコンデンサ２からの過大な電流が流れてスイッチング
素子３ａ〜３ｄが破壊されてしまうことになる。これを
防止するために第１２図の従来装置では第１３図に示す
ように駆動信号Ｓ１と８２との間に短時間の休止時間ｔ
ｇを設けである。そしてこの休止時間ｔｇを各スイッチ
ング素子の遮断遅れ時間ｔ　よりも長くしておくことに
よって短絡過電流の発生を防止している。

上記第１２図の装置においては、極性切替時における電
源短絡を防止するためにブリッジ接続されたスイッチン
グ素子の各対の導通期間の間に正確な間隔ｔｇ　を設け
ることが必要となる。しかもこの間隔はブリッジを構成
する各スイッチング素子の遮断遅れ時間ｔＳ　のバラツ
キを十分にカバーした十分な長さとすることが必要とな
る。またスイッチング素子の遮断遅れ時間ｔ、の後には
すべてのスイッチング素子が実質的に遮断となるので。

リアクトル２の電流が急変することになり、高いサージ
電圧が発生する。このサージ電圧はすべてスイッチング
素子に甲加されることになるので、スイッチング素子が
この電圧によって破壊されるのを防止するためにサージ
吸収用のコンデンサ７を設けることが必須となる。また
スイッチング素子が遮断している間は直流電源からの電
力供給は完全に遮断されるので溶接電流は零になる。こ
れらの事実はアーク溶接に第１２図の従来装置を用いる
ときに、極めて大きな障害となる。この理由を第１４図
の線図によって説明する。第１４図は第１２図の従来装
置の出力電流切替時の動作を拡大して示した詳細説明図
であり、第１３図の線図のうち駆動信号Ｓ１がＯＦＦと
なり、Ｓ２かＯＮとなる前後の期間を時間軸のみを拡大
して示しである。

第１４図において（ａ）は信号Ｓ１、（ｂ）は信号Ｓ２
、（ｃｌはスイッチング素子３ａ、３ｂを流れる電流Ｉ
ａｂ、（ｄ）はスイッチング素子３　ｃ　＊　３　ｄを
流れる電流Ｉｃｄ、（ｅ）はスイッチング素子３ａ、３
ｂの各両端の電圧ｅａおよびｅｂ、（ｆ）はスイッチン
グ素子３ｃ、３ｄの各両端の電圧ｅ　およびｅｄ、（ｇ
ｌは出力電圧即ち電極４と被溶接物５との間の電圧ｅ。

の変化をそれぞれ示している。いま同図の時刻ｔ１にお
いて信号Ｓ１がＯＦＦとなったとすると、この時刻ｔ、
から遅れ時間ｔＳだけ遅れてスイッチング素子３ａ、３
ｂが遮断し電流Ｉａｂが零となる。このとき前述のよう
に信号Ｓ１とＳとの間の間隔時間ｔｇは、遮断遅れ時間
ｔ８　よりも長く設定されているから信号Ｓ２は未だス
イッチング素子３ｃ、３ｄには供給されていない。この
ためにリアクトル２はその直前まで流れていた電流が急
変したことによってこの変化を阻止する方向に高いサー
ジ電圧を発生する。このサージ電圧はスイッチング素子
３ｃ、３ｄはもともと遮断状態であり、スイッチング素
子３ａ、３ｂが遮断したたらのスイッチング素子３ａと
３０およびスイッチング素子３．ｂと３ｄとの各直列回
路に印加されることになる。スイッチング素子３ａない
し３ｄは、電圧ｅ。は第１４図の（ｇ）に示すように時
刻ｔ１からｔ。

経過した後に零となる。次に時刻ｔ１から間隙時間ｔｇ
の後である時刻ｔ２において信号Ｓ２がスイッチング素
子３ｃと３ｄとに供給されると、スイッチング素子３Ｃ
と３ｄとはこれによって導通ずるが、この時、回路に供
給される電圧は直流電源１の無負荷電圧程度であるので
スイッチング素子３Ｃおよび３ｄに駆動信号が供給され
て導通しても、この頃には電極４と被溶接物５との間の
絶縁の回復が進行しているので、溶接アークが再生する
とは限らない。しかも前述のように間隙時間ｔはスイン
チング素子のバラツキを考慮して長（１）時間（こ設定
してお（必要があるので溶接アークの再生に失敗し、第
１４図の（ｄ）ないしｆｇ）の実線にて示すように出力
電流が流れずアーク切れ、即ち溶接中断となってしまう
ものである。なお第１４図の（ｄ）ないしくｇ）におい
て点線は予定通りアークの再生に成功したときの変化の
様子を示す。このようなアーク切れを起させないために
は間隔時間ｔｇを短かくし、スイッチング素子の遮断遅
れ時間ｔ８と等しくする以外に方法はないが、前述のよ
うにこの遮断遅れ時間はトランジスタ個々によって相当
ノイラツキがあり、また万一、ｔ　ｓ　＞　ｔ　ｇとな
ると電源短絡となって素子の破壊が発生することになる
。したがってこれらの条件を満足するためにはスイッチ
ング素子駆動回路６の精度を極めて高精度のものとする
ことが必要となり、しかもこの時間は使用するトランジ
スタ毎に正確に測定してから設定しなければならず、事
実上このような調整を各トランジスタ毎に実施するのは
不可能である。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明者は先に、直流電源とブリッジ接続されたスイッ
チング素子との間に直流リアクトルを設けるとともにブ
リッジ回路の直流入力側のコンデンサを除去し、かつブ
リッジ接続されたスイッチング素子は各対の導通切替時
にすべての素子が導通状態となる期間が極く短時間存在
するように各スイッチング素子を駆動することによって
上記従来装置の問題点を解決したアーク溶接電源を提輿
した（特願昭６１−１５８１３８号）。

本発明は、上記先行発明にさらに、使用する直流リアク
トルとして、流れる電流が小なる間は比較的大きなイン
ダクタンス値を示し、電流の増加にしたがってインダク
タンス値が減少する特性の直流リアクトルを用いること
によって、先行発明をより効果的にしたものである。

〔作用〕

本発明は上記のようにすることによって、直列リアクト
ルによって短絡電流を抑制して各素子の破壊を防止する
とともに極性切替時に直列リアクトルに発生するサージ
電圧を有効に溶接アークの再生のために利用するととも
にサージ電圧の大きさを電流値が小さいときにも必要な
値を確保することができるものである。

〔実施例〕

第１図は本発明の実施例を示す接続図である。

同図において１は公知の直流電源であり、例えば商用交
流電源を入力としアーク溶接に適した電圧に変換した後
に整流して直流を得るものが使用でき前述の従来装置と
同様にアーク溶接に適した電圧の定電圧特性、風下特性
または定電流特性のものを用いる。２は直流リアクトル
であり、そのインダクタンスの値は流れる電流に対して
略逆比例して変化する特性のものを用いる。、３ａない
し３ｄはブリッジ接続されたスイッチング素子であり、
自己消弧形のスイッチング素子、例えば電力用トランジ
スタ、ゲートターンオフサイリスタ、あるいは公知の適
当な消弧回路を設けた非消弧形の単方向サイリスタなど
を用いることができる。４は電極、５は被溶接物であり
、６はそれぞれ対となるスイッチング素子３ａと３ｂま
たはスイッチング素子３Ｃと３ｄとを同時にＯＮ−ＯＦ
Ｆ制御するためのスイッチング素子駆動回路である。こ
のスイッチング素子駆動回路６は、スイッチング素子３
ａ。

３ｂまたは３ｃ、３ｄをそれぞれ間隙なく、実質上導通
期間が重複するようにＯＮ−ＯＦＦするものであればよ
く、このためには例えば通常の遮断遅れ時間を有するス
イッチング素子を用いるときには駆動信号Ｓ１と８２と
を互に同時に反転する信号とする。

ことにより実現できる。即ち信号Ｓ１の遮断と同時に信
号Ｓ２を出力すれば、信号Ｓ１の存在によってそれまで
導通していたスイッチング素子３ａ、３ｂは前述のよう
にこれによって直ちには遮断せず若干の遅れ時間ｔＳの
後に遮断する。一方スイツチング素子３ｃ、３ｄは信号
Ｓ２によって若干の遅れ時間ｔｄの後に導通ずるが、通
常この導通遅れ時間ｔ４は遮断遅れ時間ｔ５よりも十分
に短かいので、この（１゜−ｔｄ）の間はすべてのスイ
ッチング素子が導通ずる時間として確保できる。したが
ってスイッチング素子駆動回路６としては特に複雑な回
路を用いる必要はな（、パルス幅と周期の調整が可能な
パルス発生器６１とこのパルス発生器６１の出力を反転
する反転回路６２とを組合せたものでよく、公知の回路
素子を組合せることによって簡単に実現できる。そして
信号Ｓ１としては発振器６１の出力をそのまま、また信
号Ｓ２としては反転回路６２の出力を引出せばよい。

第２図は第１図の実施例の装置の動作を説明するために
各部の波形を時間の経過とともに示したものであって、
同図（ａｌは信号Ｓ　　（ｂｌは信号Ｓ２、（ｃ）はス
イッチング素子３ａ、３ｂに流れる電流１ａ　およびＩ
ｂ、（ｄｌはスイッチング素子３ｃ、３ｄに流れる電流
ＩｃおよびＩ　ｄ　、　（ｅｌは直流リアクトル２に流
れる電流Ｉ　ｅ　Ｊｆ）は電極４と被溶接ｉブの間の電
圧ｅ。、（ｇ）は溶接電流■７をそれぞれ示す。また第
３図は第２図の線図のうち極性の切替時、即ち信号Ｓ１
と８２とが反転する前後の短期間を拡大して詳細に示し
た線図であり、同図（ａｌは信号Ｓ１、（ｂｌは信号Ｓ
２　、　（ｃｌはスイッチング素子３ａ、３ｂを流れる
電流ＩａおよびＩ　ｂ　、　ｆｄ）はスイッチング素子
３ｃ。

３ｄを流れる電流ＩｃおよびＩ　ｄ　、（ｅｌはスイッ
チング素子３ａおよび３ｂの各端子電圧ｅａ　およびｅ
ｂ、げ）はスイッチング素子３Ｃおよび３ｄの各端子電
圧ｅｃ　およびｅｄ、（ｇ）はりアクドル２を流れる電
流Ｉｎ、（ｈ）は出力電圧、即ち電極４と被溶接物５と
の間の電圧ｅ。の各変化をそれぞれ時間の経過とともに
示しである。

第１図の実施例において第２図（ａ）　、　（ｂ）およ
び第３図（ａ）　、　（ｂｌのような駆動信号Ｓ１およ
びＳ２が各スイ、ッチング素子３ａｊ３ｂおよび３ｃ、
３ｄに交互に供給されているときを考える。いま信号Ｓ
１が供給されているとスイッチング素子３ａと３ｂとが
導通し電流は直流電源１から直流リアクトル２、スイッ
チング素子３ａ、電極４、溶接アーク、被溶接物５、ス
イッチング素子３ｂを経て直流電源１に戻る経路を流れ
ている。次に時刻１＝１１にて信号Ｓ１が消滅すると同
時に信号Ｓ２がスイッチング素子３ｃと３ｄとに供給さ
れると、スイッチング素子３ａと３ｂとは遅れ時間ｔ８
　の後に遮断し、スイッチング素子３ｃと３ｄとはこれ
より早（時刻ｔ１からｔｄ　の後に導通ずる。したがっ
て時刻（１，モｔｄ）から時刻（１１＋−１８）の間は
第２図および第３図の（ｃｌおよび（ｄ）に示すように
すべてのスイッチング素子３ａないし３ｄが導通するこ
とになる。

このため直流電源１からリアクトル２を経て流れ出す電
流Ｉｇ　　は第３図（ｇｌに示すように増加しようとす
るがりアクドル２のインダクタンスに阻まれてその急激
な増加が抑制される。このときスイッチング素子３ａな
いし３ｄにはりアクドル２に流れている電流の各１／２
ずつがそれぞれ分岐して流れることになる。したがって
リアクトル２のインダクタンスを適当に選定しておけば
スイッチング素子か破壊されることはない。一方電極４
と被溶接物５との間に供給されていた電圧はすべてのス
イッチング素子が導通ずるために第２図（ｆｌおよび第
３図（ｈ）に示すように短絡状態となり、溶接電流工ｗ
は零となって溶接アークは一旦消滅する。この溶接アー
クの消滅によってもリアクトル２から見た負荷側、即ち
スイッチング素子３ａないし３ｄはすべて導通して短絡
状態であるのでサージ電圧が発生することはない。次に
時刻１＝１１モｔＳに至ると遅れていたスイッチング素
子３ａと３ｂとは遮断するので電流通路が急に断たれる
ことになる。

このためにリアクトル２はこの電流の急変を阻止すべく
サージ電圧を発生する。このサージ電圧はスイッチング
素子３Ｃおよび３ｄがすでに導通しているために全て電
極４と被加工物５との間に印加されることになり、溶接
アークの再生を行う。

この結果電流は直流電源１からリアクトル２、スイッチ
ング素子３ｄ、被溶接物５、溶接アーク、電極４、スイ
ッチング素子３ｃの経路を経て直流電源１に戻る逆方向
の溶接電流となる。

上記と逆の場合、即ち信号Ｓ２が供給されている状態か
ら信号Ｓ１に切替わるとき（第２図の時刻ｔ２）におけ
る動作は上記と同様であるので省略する。

以上の結果、溶接電流Ｉは各極性の切替時点で一旦途切
れるものの、この休止期間の末期に発生するサージ電圧
が溶接部に有効に供給されるために安定に溶接アークが
再生することになる。

ここでリアクトル２に発生するサージ電圧ｅＳは、リア
クトル２のインダクタンスをり、直前にリアクトル２に
流れていた電流をｉとすれば、リアクトル２には λ １／２・Ｌｉ のエネルギーが蓄えられている。この状態でスイッチン
グ素子がすべて遮断すると、リアクトル２より出力側に
はこのエネルギーが電極４と被溶接物５とを含むリアク
トル２より出力側の回路に放出されることになる。リア
クトル２より出力側には溶接部への出カケープルにおけ
る浮遊容量やスイッチング素子の接合部の容量などがあ
る。これらの合計容量をＣとすればリアクトル２の蓄積
エネルギーはまずこの容量Ｃを充電することになる。

この容＠Ｃに充電されるエネルギーは １／２・ＣＶ２ で表わされるから電極４と被溶接物５との間の電圧Ｖは
先に流れていた電流ｉに比例して上昇する。

通常この容量は小さい値であり、かつリアクトル２のイ
ンダクタンスは大きいので １　／　２　Ｌ　Ｌ　−１／　２　ＣＶ′Ｌとなる以前
にアークの再点弧に必要な電圧を超過してアークを再生
することになる。このときの再生アーク電流は、容量Ｃ
が小さいのでもとの極性のときの電流と略同じ値となる
。しかし、極性切替の直前に流れていた電流が小さいと
きには、蓄積エネルギーも小さいので電圧が充分に上昇
し得す、 １／２−Ｌ　ｔ”−１／２−ＣＶ２ となってもアークの再生に必要な電圧に達せず、アーク
の再点弧に失敗することがある。

そこで本発明においでは、リアクトル２にそのインダク
タンスの値が、流れる電流が比較的小なるときは太き（
、電流が大きくなると比較的小さな値となる特性のもの
を用いて上記問題を解決している。

化する直流リアクトルの例を示す外形図である。

各図において２１は略コ字形に形成された鉄心、２２は
コ字形鉄心２１の開口部に係合する一字形鉄心、２３は
鉄心２１に巻かれた巻線である。同図ｆａｌにおいては
磁路を構成する鉄心の一部である一字形鉄心２２が図示
のように部分的に長さｌだけ断面積の小さい部分（イ）
を有している。また同図（ｂ）は一字形鉄心として断面
積が次第に増大する鉄心を用いた例を示しており、同図
（Ｃ１は一字形鉄心とコ字形鉄心とは同断面積であるが
一字形鉄心をコ字形鉄心の開口部に嵌挿し、その嵌挿深
さｌを鉄心２２の幅Ｔより゛も小として磁路の一部に有
効断面積の小なる部分を設けである。

リアクトル２の鉄心に第４図（ａｌないしくＣ）のよう
にその磁路の一部に有効断面積の小なる部分を設けてお
（とコイル２３に流れる電流が比較的小さいときにはり
アクドル２の鉄心は飽和しないが、電流が増加するとこ
れによって発生する磁束が増加し、断面積の小さな部分
で飽和し始める。この礒 ために磁気抵抗が減少し、実効インダクタンス値少し始
める。さらにコイルに流れる電流が増加すると断面積の
小なる部分は完全に飽和し、実効インダクタンスの値は
さらに小さくなる。コイル２３に流す電流Ｉと実効イン
ダクタンスの値りとの関係は使用する鉄心の構造によっ
て異なる。第４図ｆａｌないしくｃｌの実施例における
電流工に対するインダクタンス値りの変化の様子を第５
図（ａｌないしくｃｌの線図にて示す。第４図（ａｌに
示した鉄心を咬傷 タン対６最高値から減少を始めるときの電流値は小断面
積部イ）の断面積によって定まり、また最低インダクタ
ンス値は（（）部の長さｌによってきまる。

滑らかな変化を示すものが得られる。この変化の様子は
一字形鉄心の断面積の変化割合をかえることによって変
更できる。第４図（ｃ）に示したような鉄心構造のりア
クドルでは第５図［Ｃ）に示すように略逆Ｓ字形の変化
を示す。この場合は一字形鉄心のコ字形鉄心への嵌入深
さｌをかえることによって第５図（Ｃ）中に示したよう
に調整することができる。

なお、これらの実施例において、リアクトルの実効イン
ダクタンス値は、その最小値および最大値のいずれにお
いても出力電流を平滑するという本来の目的の一つを満
足する値に設定するのはもちろんである。

第１図の実施例においては、スイッチング素子駆動信号
Ｓ１と８２とを単純に逆の位相関係として同時に相反し
てＯＮ−ＯＦＦするものについて説明したが、第２図の
線図におｌ、Ｙてその動作を説明したように、こノ実施
例はスイッチング素子の導通開始遅れ時間ｔ、よりも遮
断遅れ時間の方が長いことを利用している。したがって
低速の大容量トランジスタやサイリスタなどをスイッチ
ング素子として用いると、この遮断遅れ時間が長すぎて
スイッチング素子かすへて導通している期間が長くなり
すぎることがある。この間は前述のように出接アークも
消滅しているので、この時間があまり長いと電極４と被
溶接物５との間の絶縁回復が進んで溶接アークの再生が
困難になることが考えられる。それ故このような遅い素
子をスイッチ素子として用いるときには駆動信号Ｓ１と
８２との間に短時間の間隙を設けておき、一方のスイッ
チング素子の遮断遅れ時間の終了直前に他方のスイッチ
ング素子が導通ずるように駆動回路をμ成すればよい。

逆にスイッチング素子として高速のトランジスタ、例え
ばＭＯＳ　ＦＥＴのような素子を使用するときは両遅れ
時間ｔＳ　とｔｄとの差がほとんどなく、かつ短、かい
ので、駆動信号Ｓ□と８２とを同時に相反してＯＮ−Ｏ
ＦＦする先の例のような制御を行うと、スイッチング素
子か重復して導通する期間が安定に得られないことがあ
る。したがってこの場合には駆動信号Ｓ１と５２とを相
互に重復する期間を有、するようにスイッチング素子駆
動回路を構成すればよい。

上記いずれの場合もスイッチング素子駆動回路６として
はブリッジを構成する各スイッチング素子が実質的にす
べてが導通ずる期間を経て一部の対から他方の対に切替
わるように制御するものであればよい。

第６図はスイッチング素子駆動回路６の別の実施例を示
す接続図であり、出力信号Ｓ１とＳ２との間に長すき゛
るスイッチング素子の遮断遅れ時間↑補償するために短
かい間隙を設けたものである。同図において１１．１２
．１３はそれぞれモノマルチバイブレータ、１４はＯＲ
ゲート、１５はフリップフロップ回路である。モノマル
チバイブレータ１１は駆動信号Ｓ１の継続時間ｔＳ１を
定め、モノマルチバイブレータ１２は駆動信号Ｓ２の継
続時間ｔ、２を定めるものである。またモノマルチバイ
ブレータ１３は駆動信号Ｓ１とＳ２との間に設ける間隙
ｔｏを設定するものであり、これら各モノマルチバイブ
レータ１１ないし１３およびフリップフロップ回路１４
はすべて入力信号の立下りで起動するものとする。第７
図は第６図のスイッチング素子駆動回路の動作を説明す
るための線図であり、同図（ａｌは出力信号Ｓ１、（ｂ
）はモノマルチバイブレータ１３の出力信号、（ｃｌは
フリップフロップ回路１４の出力、（ｄ）は出力信号Ｓ
２をそれぞれ時間の経過とともに示しである。モノマル
チバイブレータ１１の出力Ｓ１の立下りによりモノマル
チバイブレータ１３が起動し短時間のパルスｇを出力す
る。この信号ｇによりフリップフロップ回路１４は反転
しモノマルチバイブレータ１２を起動する。モノマルチ
バイブレータ１２は所定の時間幅のパルスＳ２を出力し
、この信号Ｓ２の立下りによって再びモノマルチバイブ
レータ１３が起動し、短時間幅のパルスｇの立下り時に
フリップフロップ回路１５が反転シ、モノマルチバイブ
レータ１１を起動する。

この動作をくりかえして信号Ｓ１．Ｓ２はモノマルチバ
イブレータ１３の設定時間に相当する間隔ｔ。を有する
信号となる。

この時間ｔ。をスイッチング素子の遮断遅れ時間ｔ８　
と導通遅れ時間ｔ、との差（ｔＳ−ｔｄ）、よりも短か
く設定しておけば各スイッチング素子は必らずすべてが
導通ずる期間（ｔ、−ｔｄ）−ｔ。を有することになる
。

第８図は、遮断遅れ時間ｔＳが短かく導通遅れ時間とほ
とんど等しいような高速のスイッチング素子を用いると
きに適したスイッチング素子駆動回路の例を示す接続図
である。同図は第６図の駆動回路にＯＲゲート１６．１
７を追加したものであり、モノマルチバイブレータ１３
の出力パルスを各モノマルチバイブレータ１１．１２の
出力にそれぞれ加算した信号を駆動信号Ｓ１．Ｓ２とし
て取り出したものである。第９図は第８図の駆動回路の
各部の波形を示す線図であり、同図（ａｌはモノマルチ
バイブレータ１１の出力、（ｂＪはモノマルチバイブレ
ータ１３の出力、（Ｃ）はモノマルチバイブレーク１２
の出力、ｆｅ）は出力信号Ｓ１、ｔｄｌは出力信号Ｓ２
をそれぞれ時間の経過と共に示しである。第９図に示す
ように駆動信号Ｓ　Ｓ　は重なり時間ｔ。を有する波形
となる。したがってこの時間幅（即ちモノマルチバイブ
レータ１３の設定時間）を適当に選択することによって
遮断遅れ時間が極端に短かい素子を用いるときにも各ス
イッチング素子がすべて導通ずる期間を得ることができ
る。

なお本発明に用いることができるスイッチング素子駆動
回路は前述の実施例に示したものに限らず、公知の素子
、集積回路等を用いて構成することができる。

また第６図、第８図においては間隙または重なり期間を
設けるためにマルチバイブレータ１３を用いたが、この
時間は数μｓ程度の短かいものであるので単に波形整形
を行う程度即ち増幅率１の増幅回路をこれに代えて、増
幅回路の応答遅れを利用してもよい。

本発明は第１図の実施例にて説明したように、溶接電流
の極性切替時に溶接アークを再点弧するに当り、先に導
通していたスイッチング素子が完Ｐｉ７ 全速゛断する瞬間に直鬼リアクトルのインダクタンスに
よって発生するサージ電圧を有効に利用するものである
。したがってもしこのときに先に流れていた電流の値が
極端に小さいと、本発明のよう１３Ｖ″ に直流リアクトルにインダクタンス値を大きな値になる
ものを用いていても発生するサージ電圧が不足し、溶接
アークの再点弧に不足することが考えられる。これを防
止するためには、出力電流の極性の切替に先立ち、直流
電源の出力を増大させ、その後に極性の切替を行えば上
記問題点を解決することができる。

第１０図はこのようにしたときの実施例を示す接続図で
ある。

同図において１〜５は第１図と同様の機能のものを示し
、また１１〜１５は第６図と同様のスイッチング素子駆
動回路６であり、その出力信号はフリップフロップ回路
１５のＱ端子およびＱ端子から相反する駆動信号を得て
いる。７１は正極性時の電流（被溶接物５から電極４に
向って溶接電流が流れる極性）を設定する電流設定器、
７２は逆極性時の電流（電・極４から被溶接物５へ）を
設定する電流設定器、７３は正極性電流の末期に溶接電
流を増加させる増加量を設定する電流設定器であり、７
４〜７６はアナログスイッチ、７７はアンドゲート、７
８はアナログスイッチ７４〜７６を介して供給される各
電流設定器７１．７２の出力を合成する加算器である。

また第１１図は第１０図の実施例の動作を説明するため
に各部の波形を示した線図であり、同図（ａ）はモノマ
ルチバイブレータ１１の出力信号Ｓ１、同図（ｂｌはモ
ノマルチバイブレータ１３の出力ｇ、（ｃｌはモノマル
チバイブレータ１２の出力Ｓ２、（ｄ）はフリップフロ
ップ回路１５のＱ端子出力、（ｅ）はフリップフロップ
回路１５のＱ端子出力、（ｆ＋はアンドゲート７７の出
力、（ｇ）は加算器７８の出力信号Ｉ　ｒ　、（ｈｌは
溶接電流エヤをそれぞれ示す。またスイッチング素子３
ａと３ｂとはフリップフロップ回路１５のＱ端子出力Ｓ
１で、またスイッチング素子３ｃと３ｄとはフリップフ
ロップ回路１５のＱ端子出力Ｓ２でそれぞれ駆動され、
アナログスイッチ７４はフリップフロップ回路Ｑ端子の
出力で、アナログスイッチ７５はフリップフロップ回路
１５のＱ端子出力で、アナログスイッチ７６はフリップ
フロップ回路１５のＱ端子の出力とモノマルチバイブレ
ータ１３の、出力ｇとが同時に入力されたときにそれぞ
れ閉じるように図示の通り接続されている。第１０図の
実施例の動作を第１１図の線図とともに説明する。第１
１図の時刻ｔ１以前においてモノマルチバイブレータ１
１が時限出力の途中であり、時刻ｔ１においてこれが終
了するときを考える。時刻ｔ１以記においては、フリッ
プフロップ回路１５のＱ端子出力がＨであり、このため
スイッチング素子３Ｃと３ｄとが導通し、またアナログ
スイッチ７４が閉じているために電流設定器７１の出力
Ｉ、のみが加算器７８を介して直流電源１に供給されて
いる。直流電源１はこの電流設定信号工、に対応した電
流Ｉｓｐを出力し、導通しているスイッチング索子３ｃ
と３ｄとによって被溶接物５から電極４に向う正極性電
流が流れている。時刻１＝１１においてモノマルチバイ
ブレータ１１の時限が終了して出力信号Ｓ１が立下ると
、ごの信号の立下りによってモノマルチバイブレータ１
３か時限を開始し出力ｇをフリップフロップ回路１５に
供給する。この出力ｇはまたアンドゲート７７にも供給
され、このときフリップフロップ回路１５は未だＱ端子
出力がＨのままであるのでアンドゲート２７は開きアナ
ログスイッチ７６はこれによって閉じる。この結果、加
算器７８には電流設定器７１と７３との両出力Ｉｓ　と
△Ｉｓとが供給され、加算器７８によってＩｓ七△Ｉｓ
とな、って直流電源１の出力電流値を上昇させて、溶接
電流Ｉｗを増加させる。時刻ｔ２においてモノマルチバ
イブレータ１３の時限が終了すると、この出力信号ｇの
立下りによってフリップフロップ回路１５が反転しＱ端
子の出力がＬとなり、Ｑ端子出力がＨとなる。この結果
、スイッチング索子３ｃと３ｄとは遅れ時間ｔ　の後に
遮断となり、スイッチング素子３ａと３ｂとは遅れ時間
マｄの後に導通する。この切替の前後における動作は第
１図に示した実施例と同様であるの、で詳細な説明は省
略する。時刻ｔ２　から時間ｔ。

の後にスイッチング素子３ｃと３ｄとが遮断するときに
設定信号Ｉｓモ△Ｉｓに対応する大きな値の電流が急に
遮断されようとするためにリアクトル２にはサージ電、
圧が発生し、この電圧に−よって電極４と被溶接物５と
の間にアークが再生し逆極性電流工　　が流れ始める。

このときも発生するＰ サージ電圧はアークの再生によってそのときのアーク再
生電圧に制限されるので極端に高い電圧になることはな
い。一方このときフリップフロップ回路１５のＱ端子の
出力のみがＨでアンドゲート７７はモノマルチバイブレ
ータ１３の出力ｇがＬに戻っているので開いており、結
局アナログスイよびＣＰは開路している。このために電
流設定器７２の出力ＩＲのみが加算器７８を介して直流
電源１に供給されてこの設定信号諌に対応した電流”Ｒ
Ｐがスイッチング素子３ａ、３ｂを通して電極４から被
溶接物５に向う方向に流れる。（逆極性電流）一方フリ
ップフロップ回路１５のＱ端子出力の立下りによりモノ
マルチバイブレータ１２が時限を開始し、信号ｓ２　を
オアゲート１４に供給する。時刻ｔ３　　においでモノ
マルチバイブレータ１２の時限が終了すると、この信号
ｓ２　の立下りによってモノマルチバイブレータ１３が
再び時限を開始し、出力ｇがフリップフロップ回路１５
およびアンドゲート龜イに供給される。しかしこのとき
フリツプフロツプ回路１５のＱ端子出力はＬであるから
アンドゲート７７は開いており、アナログスイッチ７６
には駆動信号を供給しない。

したがってモノマルチバイブレータ１３の時限ｇの間も
電流設定信号はＩＲのままである。時刻ｔ゛４において
モノマルチバイブレータ１３が時限を終了すると、この
出力信号ｇの立下りによって７リツプ７０ツブ回路１５
か再び反転しＱ端子出力がＬとなりＱ端子出力がＨとな
ってアナログスイッチ７４が閉路となり、アナログスイ
ッチ７５か開路となる。またフリツプフロツプ回路１５
の反転により、スイッチング素子３ａと３ｂとに対する
駆動信号は消滅し、スイッチング索子３ｃと３ｄ、とに
対して駆動信号が供給される。この結果電流設定器７１
によって設定された基準信号Ｉｓに対応した電流Ｉｓｐ
が直流電源１から出力されてスイッチング素子３ｃと３
ｄとを通して遅れ時間ｔ５の後に被溶接物５から電極４
に向う方向の、正極性電流Ｉｓｐが流れ始める。この極
性の切替時においてはりアクドル２の作用によって電流
はＩｒに対応する高い値ＩＲＰから工、に対応する低い
値に直ちに変化し得ないのでアークの再生に必要な電圧
を十分に確保できる。以後同様の動作がくりかえされ、
結局正極性時間ｔ　はモノマルチパイブレｐ −夕１１の時限ｔ８１とモノマルチバイブレータ１３の
時限ｔ　との和の時間（ｔ５１七ｔ　ｇ　）によって、
また逆極性期間ｔＲはモノマルチバイブレータ１２の時
限１．とモノマルチバイブレータ１３の時限ｔ３　との
和（１５□七ｔｇ　）によってそれぞれ定まり、かつ正
極性時間のうち末期のｔｇの間のみ電流が△工、たけ増
加した第１１図（ｈｌに示すような波形の電流が流れる
ことになる。この結果、正極性電流を小さな値に設定し
ても極性の切替の直前には犬きな電流となるのでスイッ
チング素子の電流が遮断となった瞬間にり・ムクトル２
に発生する電圧をアークの再生に必要な電圧とすること
ができる。

なお、第１０図の実施例において逆極性電流の末期に電
流を増加させたいときにはアンドゲート７゛７の入力と
してフリップフロップ回路１５のＱ端子出力に代えてＱ
端子出力を供給すればよく、またどちらの極性の電流期
間の末期にも電流を増加させるためにはアンドゲート７
７を取外し、モノマルチバイブレータ１３の出力ｇを直
接アナログスイッチ７６の駆動信号ｓ３　　として供給
すればよい。

〔発明の効果〕

本発明は上記の通りであるのでっぎの効果を有する。

（１）　　スイッチング素子駆動回路に複雑な回路や高
精度の回路を必要としない。

（２）　　溶接電流の極性切替時にはアークの再生に必
要な電圧以上の高いサージ電圧がスイッチング素子に印
加されないので耐圧の低い素子を用いることができる。

（３）　　アーク再生のためのサージ電圧を得る直流リ
アクトルとして、流れる電流が小なるときは大きなイン
ダクタンスを示し、流れる電流が大きくなるとインダク
タンスが比較的小さな値になる特性のものを用いるので
、使用する電流値にかかわらず必要なサージ電圧を確保
することができる。

（４）溶接電流の極性切替時に発生するサージ電圧は溶
接アークの再生すべき時にのみ出方端子即ち溶接電極と
被溶接物との間に印加されるので溶接アークの再生が確
実である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例の動作を説明するために示した各部の波形を示
した線図、第３図は第１図の実施例における極性切替時
のみを拡大して示した詳細説明図、第４図（ａ）ないし
ｔｅｌは本発明に使用する直流リアクトルの実施例を示
す外形図、第５図（ａｌないし［ｃ）は第４図（ａ）な
いしくｃｌに示した構造の直流リアクトルを用いたとき
の直流リアクトルに流れる電流とイ、ダ□ｙｋ。関係。 示。え線図、第６図はスイッチング素子駆動回路の別の
実施例を示す接続図、第７図は第６図のスイッチング素
子駆動回路の動作を説明するための線図、第８図はスイ
ッチング素子駆動回路のさらに別の実施例を示す接続図
、第９図は第８図のスイッチング素子駆動回路の動作を
説明するための線図、第１０図は本発明の別の実施例を
示す接続図、′ｓ１１図は第１０図の実施例の動作を説
明するための線図、第１２図は従来の装置の例を示す接
続図、第１３図は第１２図の装置の動作を説明するため
の線図、第１４図は第１２図の装置の出力電流極性切替
時の動作を拡大して示した詳細説明図である。 １・・・直流を源、２・・・直流リアクトル、３ａ〜３
ｄ・・・スイッチング素子、６・・・スイッチング素子
駆動回路、２１・・・コ字形鉄心、２２・・・一字形鉄
心、２３・・・巻線。 代理人　弁理士　　中　　井　　　宏 第３図 （駒 （す ＜ｔＬ） （ｅ） ｈ （幻 第に図 第７図 （す５１９．・　・　′ ｌ　　　　　　ＩＩ　　　　　　１１ （め゛′

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、前記直流電源の一方の出力端子に接続
   された小電流時には高いインダクタンス値を示し大電流
   時には比較的低いインダクタンス値を示す直流リアクト
   ルと、前記直流リアクトルの他方の端子と前記直流電源
   の他方の出力端子との間に直流端子が接続されたブリッ
   ジ接続された４個のスイッチング素子と、前記スイッチ
   ング素子の相対向する２個の素子を１対として同時にか
   つ各１対の素子を交互に実質的に間隙なくＯＮ−ＯＦＦ
   制御するスイッチング素子駆動回路とを具備し、前記ブ
   リッジ接続されたスイッチング素子の交流端子側をアー
   ク溶接用の出力端子としたアーク溶接電源。 ２、前記直流リアクトルは、鉄心と前記鉄心に捲回され
   た巻線とからなり、前記鉄心は部分的に有効断面積の小
   なる部分を有する鉄心である特許請求の範囲第１項に記
   載のアーク溶接電源。 ３、前記鉄心は、相互に断面積の異なる２個以上の部分
   から構成されている特許請求の範囲第２項に記載のアー
   ク溶接電源。 ４、前記鉄心は、コ字形鉄心と一字形鉄心とからなり、
   前記一字形鉄心を前記コ字形鉄心の開口部に部分的に嵌
   挿してあり、前記両鉄心の嵌挿量により巻線に流れる電
   流に対するリアクタンス値の変化状態を所望値に設定可
   能な鉄心である特許請求の範囲第２項に記載のアーク溶
   接電源。 ５、前記スイッチング素子駆動回路は、所定の周期と時
   間幅とからなるパルスを発生するパルス発生器と、前記
   パルス発生器の出力の反転出力を得る反転回路とを具備
   し、前記パルス発生器の出力信号と前記反転回路の出力
   信号とをそれぞれ前記各１対のスイッチング素子の導通
   駆動信号として供給する回路である特許請求の範囲第１
   項に記載のアーク溶接電源。 ６、前記スイッチング素子駆動回路は、極く短かい時間
   の重複時間を経て各１対のスイッチング素子を交互に切
   替えてＯＮ−ＯＦＦ制御する回路である特許請求の範囲
   第１項に記載のアーク溶接電源。 ７、前記直流電源は、前記スイッチング素子駆動回路か
   ら切替タイミング信号と継続時間信号とを得て、極性切
   替前の一定時間は出力電流を増加させる電源である特許
   請求の範囲第１項に記載のアーク溶接電源。