JP2002208496A - 放電管駆動回路 - Google Patents
放電管駆動回路Info
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- JP2002208496A JP2002208496A JP2001001189A JP2001001189A JP2002208496A JP 2002208496 A JP2002208496 A JP 2002208496A JP 2001001189 A JP2001001189 A JP 2001001189A JP 2001001189 A JP2001001189 A JP 2001001189A JP 2002208496 A JP2002208496 A JP 2002208496A
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- discharge tube
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- driving circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 冷陰極放電管駆動用回路のインダクタとバラ
ストコンデンサを省略することにより、小型化が可能で
安価なトランスを提供する。 【解決手段】 局部飽和可能なコアを備えたトランス
と、当該トランスの１次側に配置される直流電源と、前
記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオー
ドと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半
導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続す
る制御回路を具備し、前記トランスの２次側に放電管を
接続することを特徴とした。
ストコンデンサを省略することにより、小型化が可能で
安価なトランスを提供する。 【解決手段】 局部飽和可能なコアを備えたトランス
と、当該トランスの１次側に配置される直流電源と、前
記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオー
ドと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半
導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続す
る制御回路を具備し、前記トランスの２次側に放電管を
接続することを特徴とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ノートパソコンや
デジタルカメラなどの液晶ディスプレイのバックライト
に使用される冷陰極放電蛍光管を発光させる放電管駆動
回路に関するものである。
デジタルカメラなどの液晶ディスプレイのバックライト
に使用される冷陰極放電蛍光管を発光させる放電管駆動
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の冷陰極放電管用駆動回路は、昇圧
機能を有した自励共振型発振回路が使われていた。直流
電圧を数十ｋＨｚの交流電圧に変換した後、トランスに
よって数百Ｖに昇圧した後、放電管に印加して発光させ
る方式であった。しかし、自励共振型であるため、原理
上外部より周波数を設定することは回路動作上困難であ
った。そのため、入力電圧など動作範囲は実質的に一定
で可変範囲が非常に狭いものでしか無かった。そこで、
充分な輝度調整特性を付与するために、回路的には複雑
になるが、ＤＣ／ＤＣコンバータを昇圧回路の前段に挿
入し、間接的に直流入力電圧を放電管の輝度の要求に応
じた可変電圧に制御した後、交流変換回路に印加する方
法がとられていた。またこの方法では、起動後に負荷の
放電管の電圧低下に対応するために、出力にバラストコ
ンデンサやリーケージインダクタンスが必要であった。
機能を有した自励共振型発振回路が使われていた。直流
電圧を数十ｋＨｚの交流電圧に変換した後、トランスに
よって数百Ｖに昇圧した後、放電管に印加して発光させ
る方式であった。しかし、自励共振型であるため、原理
上外部より周波数を設定することは回路動作上困難であ
った。そのため、入力電圧など動作範囲は実質的に一定
で可変範囲が非常に狭いものでしか無かった。そこで、
充分な輝度調整特性を付与するために、回路的には複雑
になるが、ＤＣ／ＤＣコンバータを昇圧回路の前段に挿
入し、間接的に直流入力電圧を放電管の輝度の要求に応
じた可変電圧に制御した後、交流変換回路に印加する方
法がとられていた。またこの方法では、起動後に負荷の
放電管の電圧低下に対応するために、出力にバラストコ
ンデンサやリーケージインダクタンスが必要であった。
【０００３】図４および５は、ＤＣ／ＤＣコンバータを
用いた従来の自励共振型発信回路の構成と、その主要部
における電圧波形である。図４において、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータは半導体スイッチ５３，インダクタ３２、コン
デンサ７３およびダイオード６３で構成され、制御回路
４２の可変抵抗８１の設定値によりコンデンサ７３の両
端から任意の可変直流電圧を得るものである。ここで、
端子４２１は制御回路４２の電源端子であり、端子４２
２は制御回路４２のグランドの共通端子であり、端子４
２３は半導体スイッチ５３の駆動端子であり、端子４２
４は放電管２の電流検出端子である。直流電源１の電圧
Ｖ71は半導体スイッチ５３の開および閉動作時間に応じ
たパルス状電圧Ｖ63に変換され、平滑回路によって直流
電圧Ｖ73となる。以上述べた電圧波形を図５に示す。こ
の直流電圧Ｖ73は半導体スイッチ５３の閉動作時間(ＴO
N)と開動作時間(ＴOFF)の比率により任意に選ぶことが
できる。従って、可変直流電圧はＶ73＝Ｖ71×ＴON／
(ＴON＋ＴOFF)で計算される。
用いた従来の自励共振型発信回路の構成と、その主要部
における電圧波形である。図４において、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータは半導体スイッチ５３，インダクタ３２、コン
デンサ７３およびダイオード６３で構成され、制御回路
４２の可変抵抗８１の設定値によりコンデンサ７３の両
端から任意の可変直流電圧を得るものである。ここで、
端子４２１は制御回路４２の電源端子であり、端子４２
２は制御回路４２のグランドの共通端子であり、端子４
２３は半導体スイッチ５３の駆動端子であり、端子４２
４は放電管２の電流検出端子である。直流電源１の電圧
Ｖ71は半導体スイッチ５３の開および閉動作時間に応じ
たパルス状電圧Ｖ63に変換され、平滑回路によって直流
電圧Ｖ73となる。以上述べた電圧波形を図５に示す。こ
の直流電圧Ｖ73は半導体スイッチ５３の閉動作時間(ＴO
N)と開動作時間(ＴOFF)の比率により任意に選ぶことが
できる。従って、可変直流電圧はＶ73＝Ｖ71×ＴON／
(ＴON＋ＴOFF)で計算される。
【０００４】次に、電圧制御された直流電圧Ｖ73はイン
ダクタ３３を介してトランス３４の中間タップ３４２に
印加される。端子３４１には半導体スイッチ５４が、ま
た端子３４３には半導体スイッチ５５が接続されると共
に、コンデンサ７４が並列に接続されている。共振回路
はトランス３４の１次側から見たインダクタンスとコン
デンサ７４とで構成される。半導体スイッチ５４および
５５は、端子３４６、３４７の駆動巻線の働きにより、
前記共振回路の周波数のタイミングの開、閉動作を行
う。トランス３４の２次側端子３４４と３４５間に正弦
波電圧Ｖ72を得ることができる。放電管２の電流を抵抗
８５で検出して、制御回路４２により、コンデンサ７３
の電圧Ｖ73を制御することで、放電管２の電流を安定化
している。
ダクタ３３を介してトランス３４の中間タップ３４２に
印加される。端子３４１には半導体スイッチ５４が、ま
た端子３４３には半導体スイッチ５５が接続されると共
に、コンデンサ７４が並列に接続されている。共振回路
はトランス３４の１次側から見たインダクタンスとコン
デンサ７４とで構成される。半導体スイッチ５４および
５５は、端子３４６、３４７の駆動巻線の働きにより、
前記共振回路の周波数のタイミングの開、閉動作を行
う。トランス３４の２次側端子３４４と３４５間に正弦
波電圧Ｖ72を得ることができる。放電管２の電流を抵抗
８５で検出して、制御回路４２により、コンデンサ７３
の電圧Ｖ73を制御することで、放電管２の電流を安定化
している。
【０００５】この自励共振型発振回路は、トランス３４
の端子３４１と３４３間のインダクタンスとコンデンサ
７２で決まる共振周波数で共振し、正弦波電圧Ｖ72がト
ランス３４の端子間３４１−３４３、３４４−３４５あ
るいは３４６−３４７から得られる。図５に示すＶ54の
電圧波形は半導体スイッチ５４のコレクターエミッタ間
電圧である。ベースに接続されている端子３４７が負電
圧のときは半導体スイッチ５４が開動作期間となってい
るため、半導体スイッチ５４のコレクタに接続している
端子３４１の電圧は正弦波電圧が印加されるが、端子３
４７が正電圧に変わると閉動作期間となり、端子３４１
の電圧は差がなくなる。一方、半導体スイッチ５５の電
圧波形はV55に示すように、V54と逆位相関係である。ト
ランス３４の巻線電圧波形は、V54とV５５の合成電圧に
なり、その電圧波形は、図５のV72の通り、正負対称電
圧波形である。
の端子３４１と３４３間のインダクタンスとコンデンサ
７２で決まる共振周波数で共振し、正弦波電圧Ｖ72がト
ランス３４の端子間３４１−３４３、３４４−３４５あ
るいは３４６−３４７から得られる。図５に示すＶ54の
電圧波形は半導体スイッチ５４のコレクターエミッタ間
電圧である。ベースに接続されている端子３４７が負電
圧のときは半導体スイッチ５４が開動作期間となってい
るため、半導体スイッチ５４のコレクタに接続している
端子３４１の電圧は正弦波電圧が印加されるが、端子３
４７が正電圧に変わると閉動作期間となり、端子３４１
の電圧は差がなくなる。一方、半導体スイッチ５５の電
圧波形はV55に示すように、V54と逆位相関係である。ト
ランス３４の巻線電圧波形は、V54とV５５の合成電圧に
なり、その電圧波形は、図５のV72の通り、正負対称電
圧波形である。
【０００６】Ｖ342はトランス３４の端子３４２の電圧
波形である。コンデンサ７３の直流電圧Ｖ73と端子３４
２の電圧Ｖ342の差電圧が、インダクタ３３の端子間に
現れることになる。インダクタ３３の端子間には、電圧
時間積Ｓ331とＳ332に等しい電圧脈動分を含む。このた
め、トランス３４の端子３４２の平均電圧値とコンデン
サ７３の電圧値が等しい。
波形である。コンデンサ７３の直流電圧Ｖ73と端子３４
２の電圧Ｖ342の差電圧が、インダクタ３３の端子間に
現れることになる。インダクタ３３の端子間には、電圧
時間積Ｓ331とＳ332に等しい電圧脈動分を含む。このた
め、トランス３４の端子３４２の平均電圧値とコンデン
サ７３の電圧値が等しい。
【０００７】前記直流電源１の電圧は１０Ｖ程度であ
り、放電管２の端子間に印加する電圧は実効値で８００
Ｖ程度が必要となる。しかしながら、従来のプッシュプ
ル回路は、フライバック電圧を活用していないため、可
能な限りフライバック電圧が少ない特性のトランスを使
用していた。さらに、構成する半導体スイッチとして一
般的に逆方向が導通するトランジスタを使用しているた
め、スイッチ動作開とした期間に発生する逆起電力によ
るフライバック電圧は、その逆方向導通特性の作用によ
り電源電圧以上の高い電圧を発生させることができなか
った。
り、放電管２の端子間に印加する電圧は実効値で８００
Ｖ程度が必要となる。しかしながら、従来のプッシュプ
ル回路は、フライバック電圧を活用していないため、可
能な限りフライバック電圧が少ない特性のトランスを使
用していた。さらに、構成する半導体スイッチとして一
般的に逆方向が導通するトランジスタを使用しているた
め、スイッチ動作開とした期間に発生する逆起電力によ
るフライバック電圧は、その逆方向導通特性の作用によ
り電源電圧以上の高い電圧を発生させることができなか
った。
【０００８】このため、トランス３４の１次と２次の巻
数比を１：２００付近に選び、通常の巻数比の範囲を遙
かに逸脱した高巻数比のトランスとしなければならず、
また放電管２の放電開始電圧以上の電圧となるトランス
３４の２次電圧を、放電管２が点灯した後、放電管２に
コンデンサ７５（バラストコンデンサと呼ばれている）
を直列に接続することで、コンデンサ７５の電圧降下
で、放電管２への印加電圧を下げなければならなかっ
た。
数比を１：２００付近に選び、通常の巻数比の範囲を遙
かに逸脱した高巻数比のトランスとしなければならず、
また放電管２の放電開始電圧以上の電圧となるトランス
３４の２次電圧を、放電管２が点灯した後、放電管２に
コンデンサ７５（バラストコンデンサと呼ばれている）
を直列に接続することで、コンデンサ７５の電圧降下
で、放電管２への印加電圧を下げなければならなかっ
た。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来方
式の自励共振型発振回路であっても、冷陰極放電蛍光管
の要求特性である、放電開始時に必要な点灯時電圧の１
５０％〜２００％の高電圧を得ることや、著しく寿命を
縮めないように点灯時電圧波形の対称性を得ることは可
能ではあったが、従来の駆動回路では発光輝度を調整す
る場合は、供給電源電圧を可変とするＤＣ／ＤＣコンバ
ータ回路が別途必要であったり、放電管に直列にバラス
トコンデンサを接続して、放電管２への印加電圧を下げ
なければならず、ＤＣ／ＤＣコンバータでの電圧変換部
の損失が加わり、変換効率が低いという問題や、トラン
スは常に高い電圧が必要で小型に構成出来ない欠点があ
った。このため液晶ディスプレイ用バックライト駆動回
路においては低廉、小型化の要請を満足することはでき
なかった。
式の自励共振型発振回路であっても、冷陰極放電蛍光管
の要求特性である、放電開始時に必要な点灯時電圧の１
５０％〜２００％の高電圧を得ることや、著しく寿命を
縮めないように点灯時電圧波形の対称性を得ることは可
能ではあったが、従来の駆動回路では発光輝度を調整す
る場合は、供給電源電圧を可変とするＤＣ／ＤＣコンバ
ータ回路が別途必要であったり、放電管に直列にバラス
トコンデンサを接続して、放電管２への印加電圧を下げ
なければならず、ＤＣ／ＤＣコンバータでの電圧変換部
の損失が加わり、変換効率が低いという問題や、トラン
スは常に高い電圧が必要で小型に構成出来ない欠点があ
った。このため液晶ディスプレイ用バックライト駆動回
路においては低廉、小型化の要請を満足することはでき
なかった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、局部飽和可能
なコアを備えたトランスと、当該トランスの１次側に配
置される直流電源と、前記直流電源と前記トランスとの
間に配置されるダイオードと、前記トランスとプッシュ
プル構成される複数の半導体スイッチと、前記半導体ス
イッチのゲートと接続する制御回路を具備し、前記トラ
ンスの２次側に放電管を接続する放電管駆動回路であ
る。本発明においては、前記制御回路により前記トラン
スの駆動周波数を下げることでトランスの巻数比を上げ
ずに昇圧比を上げる。そして前記トランスの２次側の電
圧波形は実質的に正負対称な交流であり、前記放電管と
直列に抵抗器を接続して、当該抵抗器の両端電圧と基準
電圧値との比較により前記トランスの励磁電流を制御す
る。
なコアを備えたトランスと、当該トランスの１次側に配
置される直流電源と、前記直流電源と前記トランスとの
間に配置されるダイオードと、前記トランスとプッシュ
プル構成される複数の半導体スイッチと、前記半導体ス
イッチのゲートと接続する制御回路を具備し、前記トラ
ンスの２次側に放電管を接続する放電管駆動回路であ
る。本発明においては、前記制御回路により前記トラン
スの駆動周波数を下げることでトランスの巻数比を上げ
ずに昇圧比を上げる。そして前記トランスの２次側の電
圧波形は実質的に正負対称な交流であり、前記放電管と
直列に抵抗器を接続して、当該抵抗器の両端電圧と基準
電圧値との比較により前記トランスの励磁電流を制御す
る。
【００１１】本発明はバラストコンデンサで電圧を下げ
るのではなく、放電開始の短時間の時のみ、駆動周波数
を下げることにより、トランスを低インダクタンス領域
まで励磁して、フライバック昇圧効果で高い電圧を発生
させる。前記トランスのコアは、その断面積が一定でな
く、例えば、中芯コアー断面積より、外足コアー断面積
の一部を小さく構成することで、トランスの駆動周波数
が下がったときに、外足コアーの一部が磁気飽和するよ
うにして、インダクタンス値が低い領域まで励磁させ
る。このとき、トランスの励磁電流が増大するために、
半導体スイッチが開するときの逆起電力も増大して高電
圧を発生することが出来る。
るのではなく、放電開始の短時間の時のみ、駆動周波数
を下げることにより、トランスを低インダクタンス領域
まで励磁して、フライバック昇圧効果で高い電圧を発生
させる。前記トランスのコアは、その断面積が一定でな
く、例えば、中芯コアー断面積より、外足コアー断面積
の一部を小さく構成することで、トランスの駆動周波数
が下がったときに、外足コアーの一部が磁気飽和するよ
うにして、インダクタンス値が低い領域まで励磁させ
る。このとき、トランスの励磁電流が増大するために、
半導体スイッチが開するときの逆起電力も増大して高電
圧を発生することが出来る。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明による一実施例を図１に示
す。図１は半導体スイッチをプシュプル構成にする場合
である。直流電源１の正端子は、ダイオード６１を経由
してトランス３１の１次巻線端子３１２に接続され、端
子３１１と端子３１３間には並列にコンデンサ７２を挿
入すると共に、半導体スイッチ５１と５２が直流電源１
の負端子に接続する。直流電源１に並列にリップル電流
平滑用のコンデンサ７１を挿入する。半導体スイッチ５
１と５２のゲートはそれぞれ制御回路４１につながれ、
開および閉動作の期間と周波数が制御される。また、制
御回路４１は抵抗器８５の両端電圧を検出して過電流監
視する機能を持たしているとともに、定電流機能を持た
している。電流値設定は可変抵抗器８１を調整すること
によって得られる。ここで、端子４１１は制御回路４１
の電源端子であり、端子４１２は制御回路４１のグラン
ドの共通端子であり、端子４１３は半導体スイッチ５２
の駆動端子であり、端子４１４は半導体スイッチ５１の
駆動端子である。
す。図１は半導体スイッチをプシュプル構成にする場合
である。直流電源１の正端子は、ダイオード６１を経由
してトランス３１の１次巻線端子３１２に接続され、端
子３１１と端子３１３間には並列にコンデンサ７２を挿
入すると共に、半導体スイッチ５１と５２が直流電源１
の負端子に接続する。直流電源１に並列にリップル電流
平滑用のコンデンサ７１を挿入する。半導体スイッチ５
１と５２のゲートはそれぞれ制御回路４１につながれ、
開および閉動作の期間と周波数が制御される。また、制
御回路４１は抵抗器８５の両端電圧を検出して過電流監
視する機能を持たしているとともに、定電流機能を持た
している。電流値設定は可変抵抗器８１を調整すること
によって得られる。ここで、端子４１１は制御回路４１
の電源端子であり、端子４１２は制御回路４１のグラン
ドの共通端子であり、端子４１３は半導体スイッチ５２
の駆動端子であり、端子４１４は半導体スイッチ５１の
駆動端子である。
【００１３】図２は各部の電圧波形例である。図中のＱ
51とＱ52はそれぞれ半導体スイッチ５１、５２の動作状
態であり、開動作及び閉動作の期間とタイミングを表示
したものである。Ｉ82はトランス３１の１次電流であ
り、半導体スイッチ５１及び５２の通過電流を示す。Ｖ
72はコンデンサ７２の電圧波形である。Ｖ85は抵抗８５
の電圧波形であり、放電管２の正負対称な電流波形でも
ある。図１の動作を詳細に説明する。半導体スイッチ５
２を閉動作にすると、トランス３１の端子３１２から端
子３１３方向に電流が流入し、半導体スイッチ５２を通
って直流電源１に環流する。図２のＶ82の図示するよう
に励磁電流は時間と共に増加し、半導体スイッチ５２が
開動作に移行すると、トランス３１に蓄積された励磁電
流による磁気エネルギが、コンデンサ７２に電気エネル
ギとして充電される。その後、コンデンサ７２に充電さ
れた電圧により、端子３１３から端子３１２を通して端
子３１１の方向に電流が流れることにより、コンデンサ
７２の電圧が一度上昇してその後降下する。この一連の
動作はＶ72の電圧波形に示すように、端子３１１と端子
３１３間のインダクタンスとコンデンサ７２と負荷の放
電管２で決まる減衰共振振動（減幅振動とも言う）であ
る。
51とＱ52はそれぞれ半導体スイッチ５１、５２の動作状
態であり、開動作及び閉動作の期間とタイミングを表示
したものである。Ｉ82はトランス３１の１次電流であ
り、半導体スイッチ５１及び５２の通過電流を示す。Ｖ
72はコンデンサ７２の電圧波形である。Ｖ85は抵抗８５
の電圧波形であり、放電管２の正負対称な電流波形でも
ある。図１の動作を詳細に説明する。半導体スイッチ５
２を閉動作にすると、トランス３１の端子３１２から端
子３１３方向に電流が流入し、半導体スイッチ５２を通
って直流電源１に環流する。図２のＶ82の図示するよう
に励磁電流は時間と共に増加し、半導体スイッチ５２が
開動作に移行すると、トランス３１に蓄積された励磁電
流による磁気エネルギが、コンデンサ７２に電気エネル
ギとして充電される。その後、コンデンサ７２に充電さ
れた電圧により、端子３１３から端子３１２を通して端
子３１１の方向に電流が流れることにより、コンデンサ
７２の電圧が一度上昇してその後降下する。この一連の
動作はＶ72の電圧波形に示すように、端子３１１と端子
３１３間のインダクタンスとコンデンサ７２と負荷の放
電管２で決まる減衰共振振動（減幅振動とも言う）であ
る。
【００１４】次に、半導体スイッチ５１を閉動作にする
と、ダイオード６１を通して端子３１２から端子３１１
方向に励磁電流が流れ、時間の経過と共に上昇する。さ
らに、半導体スイッチ５１が開動作になると、トランス
３１に蓄積された励磁電流による磁気エネルギが、端子
３１２から端子３１１の方向に電流が流れ続ける。その
ため、端子３１１からコンデンサ７２を通して端子３１
３の方向に電流が流れて、コンデンサ７２を充電して電
圧が一度降下してその後上昇する。端子３１３から端子
３１２を通して端子３１１の方向に電流が減少して停止
した時、コンデンサ７２の電圧が最大値になる。その
後、コンデンサ７２に充電された電圧により、端子３１
１から端子３１２を通して端子３１３の方向に電流が流
れることになり、コンデンサ７２の電圧が減少する。こ
の動作は、半導体スイッチ５２の動作と全く同じで、共
振振動しながら減衰する。
と、ダイオード６１を通して端子３１２から端子３１１
方向に励磁電流が流れ、時間の経過と共に上昇する。さ
らに、半導体スイッチ５１が開動作になると、トランス
３１に蓄積された励磁電流による磁気エネルギが、端子
３１２から端子３１１の方向に電流が流れ続ける。その
ため、端子３１１からコンデンサ７２を通して端子３１
３の方向に電流が流れて、コンデンサ７２を充電して電
圧が一度降下してその後上昇する。端子３１３から端子
３１２を通して端子３１１の方向に電流が減少して停止
した時、コンデンサ７２の電圧が最大値になる。その
後、コンデンサ７２に充電された電圧により、端子３１
１から端子３１２を通して端子３１３の方向に電流が流
れることになり、コンデンサ７２の電圧が減少する。こ
の動作は、半導体スイッチ５２の動作と全く同じで、共
振振動しながら減衰する。
【００１５】放電開始時の動作を説明する。図２の動作
状態で放電開始していない場合は管電流が流れないため
に、Ｖ85が設定値に上げようと、半導体スイッチ５１お
よび５２の閉時間を長くするとともに、この閉と開の周
波数も下げるように制御される。これにより、トランス
は低インダクタンス領域まで励磁される。
状態で放電開始していない場合は管電流が流れないため
に、Ｖ85が設定値に上げようと、半導体スイッチ５１お
よび５２の閉時間を長くするとともに、この閉と開の周
波数も下げるように制御される。これにより、トランス
は低インダクタンス領域まで励磁される。
【００１６】このトランスは、図６に示すように磁束が
通るコアー（局部飽和可能なコア）の断面積を故意に、
一部分を狭くして構成している。このように構成するこ
とで、断面積が狭い部分が飽和した場合には、エアーギ
ャップと同様な磁気抵抗が発生する。トランスの１次巻
線に直流電流を流しながらインダクタンス値を測定する
と、図７の通り、直流電流が小さいときは、外足コアー
断面積の狭い部分も飽和しないので、インダクタンス値
は高い値を示しているが、直流電流が大きくなると、外
足コアー断面積の狭い部分が飽和してインダクタンス値
は低い値になる。横軸を磁束密度としても同様であっ
て、磁束密度が大きくなれば、外足コアー断面積の狭い
部分が飽和し、飽和後のインダクタンス値は低い値にな
るため、飽和前の励磁電流の上昇率に対して、飽和後の
励磁電流の上昇率は大きくなり、急速に電流が上昇す
る。
通るコアー（局部飽和可能なコア）の断面積を故意に、
一部分を狭くして構成している。このように構成するこ
とで、断面積が狭い部分が飽和した場合には、エアーギ
ャップと同様な磁気抵抗が発生する。トランスの１次巻
線に直流電流を流しながらインダクタンス値を測定する
と、図７の通り、直流電流が小さいときは、外足コアー
断面積の狭い部分も飽和しないので、インダクタンス値
は高い値を示しているが、直流電流が大きくなると、外
足コアー断面積の狭い部分が飽和してインダクタンス値
は低い値になる。横軸を磁束密度としても同様であっ
て、磁束密度が大きくなれば、外足コアー断面積の狭い
部分が飽和し、飽和後のインダクタンス値は低い値にな
るため、飽和前の励磁電流の上昇率に対して、飽和後の
励磁電流の上昇率は大きくなり、急速に電流が上昇す
る。
【００１７】図３は動作時の電圧波形例である。Ｉ82の
波形で上昇角度が急になった部分がトランスを低インダ
クタンス領域で励磁していることを示している。半導体
スイッチ５２が開動作に移行直後に、端子３１３の電圧
が直流電源１の電圧の２倍電圧以上に上昇する。この場
合、トランス３１の端子３１１及び３１２間と端子３１
２及び３１３間が同じ巻数のコイルが巻かれているた
め、端子３１１の電位が直流電源１の負電位より低下し
てしまう。このため、ダイオード６１がないと、直流電
源１に半導体スイッチ５１の逆導通特性によってソース
からドレイン方向に電流が流れ、端子３１１から端子３
１２を経由して直流電源１の正端子に回生電流が流れ
る。このため、半導体スイッチ５２の電圧が２倍電圧以
上に上昇できずに電圧がクランプする。ダイオード６１
があるため、このとき、端子３１１の電位は直流電源１
の負電圧値で停止して、端子３１２の電位が直流電源１
の正電位より上昇することで、端子３１１の電位が、直
流電源１の２倍電圧以上に上昇できる。半導体スイッチ
５１が開動作に移行直後に、端子３１１の電圧が直流電
源１の電圧の２倍電圧以上に上昇する。この場合も同様
にダイオード６１が働く。また、半導体スイッチ５１と
５２が逆導通しない特性を有する場合は、ダイオード６
１は不要である。図３のＶ７２は、第３高調波が大変多
い波形となっているが、駆動周波数を図２の点灯時周波
数の１／３に設定すれば、この第３高調波は点灯時周波
数と等しくなる。
波形で上昇角度が急になった部分がトランスを低インダ
クタンス領域で励磁していることを示している。半導体
スイッチ５２が開動作に移行直後に、端子３１３の電圧
が直流電源１の電圧の２倍電圧以上に上昇する。この場
合、トランス３１の端子３１１及び３１２間と端子３１
２及び３１３間が同じ巻数のコイルが巻かれているた
め、端子３１１の電位が直流電源１の負電位より低下し
てしまう。このため、ダイオード６１がないと、直流電
源１に半導体スイッチ５１の逆導通特性によってソース
からドレイン方向に電流が流れ、端子３１１から端子３
１２を経由して直流電源１の正端子に回生電流が流れ
る。このため、半導体スイッチ５２の電圧が２倍電圧以
上に上昇できずに電圧がクランプする。ダイオード６１
があるため、このとき、端子３１１の電位は直流電源１
の負電圧値で停止して、端子３１２の電位が直流電源１
の正電位より上昇することで、端子３１１の電位が、直
流電源１の２倍電圧以上に上昇できる。半導体スイッチ
５１が開動作に移行直後に、端子３１１の電圧が直流電
源１の電圧の２倍電圧以上に上昇する。この場合も同様
にダイオード６１が働く。また、半導体スイッチ５１と
５２が逆導通しない特性を有する場合は、ダイオード６
１は不要である。図３のＶ７２は、第３高調波が大変多
い波形となっているが、駆動周波数を図２の点灯時周波
数の１／３に設定すれば、この第３高調波は点灯時周波
数と等しくなる。
【００１８】可変抵抗器８１は抵抗器８５の端子電圧の
しきい値を設定する。制御回路４１内で可変抵抗器８１
で設定した基準電圧値と抵抗器８５の端子電圧の平均値
(または実効値)が比較され、その差電圧を増幅した値の
大きさで半導体スイッチ５１または５２の閉時間を制御
するものである。抵抗器８５の両端電圧が可変抵抗器８
１で設定した基準電圧値と比較され、低いときは半導体
スイッチ５１または５２の閉時間を長くして、トランス
３１の励磁電流を増やす。トランス３１の励磁電流が増
えると、半導体スイッチ５１または５２の開動作期間後
の電圧が高くなり、放電管２に流れる電流値増加によっ
て発光輝度が高くなる。このようにして、可変抵抗器８
１により発光輝度が調整できる。
しきい値を設定する。制御回路４１内で可変抵抗器８１
で設定した基準電圧値と抵抗器８５の端子電圧の平均値
(または実効値)が比較され、その差電圧を増幅した値の
大きさで半導体スイッチ５１または５２の閉時間を制御
するものである。抵抗器８５の両端電圧が可変抵抗器８
１で設定した基準電圧値と比較され、低いときは半導体
スイッチ５１または５２の閉時間を長くして、トランス
３１の励磁電流を増やす。トランス３１の励磁電流が増
えると、半導体スイッチ５１または５２の開動作期間後
の電圧が高くなり、放電管２に流れる電流値増加によっ
て発光輝度が高くなる。このようにして、可変抵抗器８
１により発光輝度が調整できる。
【００１９】本発明品は、バラストコンデンサとインダ
クタが不要であるため、外形寸法は、従来は１４０mm×
１４mm×６mmの１１．８ccの容積に対して、１２０mm×
１０mm×５mmの６．０cc、容積比５１％と大幅に小型化
できるとともに、その重量は、従来品が、１２ｇに対し
て、６．２ｇで５４％にできた。また変換効率は、従来
品が、８２％に対して、８６％で４％改善できた。
クタが不要であるため、外形寸法は、従来は１４０mm×
１４mm×６mmの１１．８ccの容積に対して、１２０mm×
１０mm×５mmの６．０cc、容積比５１％と大幅に小型化
できるとともに、その重量は、従来品が、１２ｇに対し
て、６．２ｇで５４％にできた。また変換効率は、従来
品が、８２％に対して、８６％で４％改善できた。
【００２０】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように本発明によ
る昇圧回路は、バラストコンデンサやリーケージインダ
クタンスが必要なく、その電圧降下が無いためトランス
が小型出来、また、巻線部品はトランスのみであり、駆
動用インダクタを必要としないものであり、小型高効率
で放電管の発光輝度調整を可能にしたものである。また
本発明は部品数が少なく、かつ信頼性が向上し、安価に
製造できるものである。
る昇圧回路は、バラストコンデンサやリーケージインダ
クタンスが必要なく、その電圧降下が無いためトランス
が小型出来、また、巻線部品はトランスのみであり、駆
動用インダクタを必要としないものであり、小型高効率
で放電管の発光輝度調整を可能にしたものである。また
本発明は部品数が少なく、かつ信頼性が向上し、安価に
製造できるものである。
【図１】本発明による実施例である。
【図２】本発明を実施した場合の起動時電圧波形例であ
る。
る。
【図３】本発明を実施した場合の動作時電圧波形例であ
る。
る。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来技術による動作時電圧波形である。
【図６】本発明の局部飽和可能なトランスの構造図であ
る。
る。
【図７】本発明の局部飽和可能なトランスの特性図であ
る。
る。
１：直流電源 ２：放電管 ３１、３４：トランス ３１１〜３１５、３４１〜３４７：端子 ３２、３３：インダクタ ４１、４２：制御回路 ４１１、４２１：電源端子 ４１２と４２２：共通端子 ４２３：駆動端子 ４２４：検出端子 ５１〜５７：半導体スイッチ ６１、６３：ダイオード ７１〜７５：コンデンサ ８１：可変抵抗器 ８３〜８５：抵抗器
Claims (4)
- 【請求項１】 局部飽和可能なコアを備えたトランス
と、当該トランスの１次側に配置される直流電源と、前
記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオー
ドと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半
導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続す
る制御回路を具備し、前記トランスの２次側に放電管を
接続することを特徴とする放電管駆動回路。 - 【請求項２】 前記制御回路により前記トランスの駆動
周波数を下げることでトランスの巻数比を上げずに昇圧
比を上げることを特徴とする請求項１に記載の放電管駆
動回路。 - 【請求項３】 前記トランスの２次側の電圧波形は実質
的に正負対称な交流であることを特徴とする請求項１又
は２に記載の放電管駆動回路。 - 【請求項４】 前記放電管と直列に抵抗器を接続し、当
該抵抗器の両端電圧と基準電圧値との比較により前記ト
ランスの励磁電流を制御することを特徴とする請求項１
乃至３に記載の放電管駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001001189A JP4780430B2 (ja) | 2001-01-09 | 2001-01-09 | 放電管駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001001189A JP4780430B2 (ja) | 2001-01-09 | 2001-01-09 | 放電管駆動回路 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002208496A true JP2002208496A (ja) | 2002-07-26 |
| JP2002208496A5 JP2002208496A5 (ja) | 2008-01-24 |
| JP4780430B2 JP4780430B2 (ja) | 2011-09-28 |
Family
ID=18869851
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001001189A Expired - Fee Related JP4780430B2 (ja) | 2001-01-09 | 2001-01-09 | 放電管駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4780430B2 (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63165075A (ja) * | 1986-12-26 | 1988-07-08 | Daihen Corp | ア−ク溶接電源 |
| JPH0417298A (ja) * | 1990-05-09 | 1992-01-22 | Hitachi Lighting Ltd | 放電灯点灯装置 |
| JPH11340064A (ja) * | 1998-05-28 | 1999-12-10 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | スイッチング電源用トランス |
| JP2000133484A (ja) * | 1998-10-29 | 2000-05-12 | Hitachi Metals Ltd | 放電管駆動回路 |
-
2001
- 2001-01-09 JP JP2001001189A patent/JP4780430B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63165075A (ja) * | 1986-12-26 | 1988-07-08 | Daihen Corp | ア−ク溶接電源 |
| JPH0417298A (ja) * | 1990-05-09 | 1992-01-22 | Hitachi Lighting Ltd | 放電灯点灯装置 |
| JPH11340064A (ja) * | 1998-05-28 | 1999-12-10 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | スイッチング電源用トランス |
| JP2000133484A (ja) * | 1998-10-29 | 2000-05-12 | Hitachi Metals Ltd | 放電管駆動回路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4780430B2 (ja) | 2011-09-28 |
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